Устройство электронного смещения частоты

 

Изобретение относится к радиотехнике и может быть использовано для смещения несущей частоты. Технический результат заключается в уменьшении амплитуд паразитных составляющих спектра модулированного по фазе сигнала и устранении закономерности в изменении амплитуд паразитных составляющих спектра в зависимости от их расположения на оси частот. Для этого устройство содержит управляемый дискретный фазовращатель, генератор импульсов, выполненный в виде генератора импульсов со случайными моментами их появления, управляющий вход его является входом для подачи кода величины вводимого смещения частоты, и счетчик, выполненный реверсивным, вход управления направлением счета его является входом для подачи кода знака вводимого смещения частоты. 10 ил.

Изобретение относится к радиотехнике, а более конкретно к радиоэлектронному подавлению, и может быть использовано для смещения несущей частоты, например, помеховых сигналов в современных цифровых системах формирования помех амплитудно-фазового типа с целью имитации допплеровского сдвига несущей частоты помехового сигнала.

Известны устройства, реализующие этот способ (см., например, [4]). Эти устройства называются серродинными преобразователями частоты. Одно из таких устройств содержит датчик управляющего напряжения и регулируемую линию задержки (ЛЗ), задержка в которой изменяется линейно во времени под действием управляющего напряжения. При прохождении сигнала через такую ЛЗ его спектр сдвигается на величину, пропорциональную несущей частоте входного сигнала и скорости изменения задержки во времени. Другое устройство содержит генератор пилообразного напряжения и лампу бегущей волны (ЛБВ) [4]. При прохождении сигнала через ЛБВ, на спираль которой подается управляющее напряжение, изменяющее скорость движения электронов по пилообразному закону, его спектр сдвигается на величину, пропорциональную скорости изменения движения электронов.

Недостатками этих устройств являются их громоздкость, а также трудность обеспечения пилообразного изменения фазы проходящего через фазовращатель сигнала во времени.

Наиболее близким к предлагаемому устройству является устройство смещения частоты [5], содержащее генератор тактовых импульсов (ГТИ), m-разрядный счетчик тактовых импульсов, соединенные последовательно, где m=log₂k, и управляемый дискретный фазовращатель с m управляющими входами, каждый из которых соединен с выходом соответствующего разряда m-разрядного счетчика. Структурная схема этого устройства в обобщенном варианте представлена на фиг.2. На вход фазовращателя поступает сигнал, несущая частота которого f подвергается смещению на заданную величину Δf. Счетчик в моменты времени, следующие регулярно с интервалом Δt, изменяет свое состояние на единицу младшего разряда под воздействием импульсов тактового генератора и управляет сдвигом фазы проходящего через фазовращатель сигнала согласно закону Δϕ_кв(t). Таким образом, фаза проходящего через фазовращатель сигнала изменяется дискретно в интервале 0...2π-δ с шагом δ=2π/2^m. Такие устройства легко реализуются на элементах цифровой техники.

Дискретность изменения фазы сигнала в регулярно следующие моменты времени t_i+1=t_i +Δt, i=1,2,3,... приводит к тому, что в спектре модулированного по фазе сигнала кроме полезной составляющей на частоте f _о=f+Δf имеется еще бесконечное множество побочных (паразитных) составляющих, имеющих частоты f_i= f+(1+iK)Δf, где i - любое целое число, не равное нулю. Причем паразитные составляющие располагаются на оси частот равномерно с шагом K·|Δf|, а их амплитуды

где A - амплитуда сигнала на входе фазовращателя,

убывают очень медленно с ростом их порядкового номера (i) (см. фиг.3). Например, при K=4, что чаще всего имеет место на практике в цифровых формирователях помех фазового типа, амплитуда максимальной паразитной составляющей спектра A_-1 ниже амплитуды полезной составляющей A_о всего на 9,5 дБ. При этом амплитуда полезной составляющей спектра A_с незначительно уменьшается (не более 10%) по сравнению с амплитудой входного сигнала А.

При введении небольших частотных расстроек Δf, что характерно при имитации допплеровского сдвига частоты помеховых сигналов в цифровых формирователях помех фазового типа, паразитные составляющие, образующиеся в результате смещения частоты, располагаются на оси частот вблизи полезной составляющей (i=0), как показано на фиг.2, и попадают в полосу допплеровских частот, анализируемую когерентными РЛС.

Наличие паразитных составляющих в спектре выходного сигнала, регулярно расположенных на оси частот и имеющих значительные амплитуды, изменяющиеся с изменением номера гармоники i по вполне определенному закону (I), является характерным признаком, по которому такой помеховый сигнал может быть опознан анализирующей аппаратурой когерентных РЛС противника. В результате чего эффективность помехи может быть снижена.

Поэтому актуальной задачей является поиск таких способов и устройств смещения частоты, которые были бы свободны от указанных недостатков. При этом в первую очередь необходимо стремиться уменьшить амплитуды паразитных составляющих спектра сигнала и устранить закономерность в изменении амплитуд паразитных составляющих спектра в зависимости от их порядкового номера, определяемую формулой (1).

Из формулы (1) следует, что вопрос об уменьшении амплитуд паразитных составляющих спектра может быть решен, например, путем увеличения числа уровней квантования K (увеличения разрядности m счетчика и дискретного фазовращателя). Однако этот путь часто оказывается неприемлемым на практике вследствие увеличения веса и габаритов устройства или вообще невозможным в случае, когда перед подачей управляющего кода на фазовращатель его необходимо суммировать с другим кодом, разрядность которого ограничена, например, величиной m=2. Эта ситуация часто имеет место в цифровых формирователях помех фазового типа. В таких случаях более приемлемыми могли бы быть другие способы уменьшения амплитуд паразитных составляющих, которые позволяли бы при малом числе уровней квантования K, например при K=4 (m=2), получать уровни паразитных составляющих спектра помехового сигнала, характерные для K>4, и при этом не приводили бы к существенному увеличению веса и габаритов устройства. Ниже предлагается устройство, его реализующее.

Цель изобретения - уменьшение амплитуд паразитных составляющих спектра модулированного по фазе сигнала и устранение закономерности в изменении амплитуд паразитных составляющих спектра в зависимости от их расположения на оси частот.

Поставленная цель достигается тем, что в известном устройстве электронного смещения частоты [5], содержащем m-разрядный двоичный счетчик, где m=log₂K, и управляемый дискретный фазовращатель с m управляющими входами, каждый из которых соединен с выходом соответствующего разряда m-разрядного счетчика, причем выход дискретного фазовращателя является выходом устройства, m-разрядный двоичный счетчик заменен m-разрядным реверсивным двоичным счетчиком, на вход управления направлением счета которого подается одноразрядный код знака вводимого смещения частоты Δf, дополнительно введен управляемый генератор импульсов со случайным моментом их появления, на управляющий вход которого подается код величины |Δf|, а выход которого подключен ко входу m-разрядного реверсивного счетчика (см. фиг.5).

Положительный эффект достигается за счет того, что дополнительно введен управляемый генератор импульсов со случайным моментом их появления, который изменяет состояние m-разрядного счетчика в случайные моменты времени t _i, i=1,2,3,..., чем и достигается реализация предлагаемого способа смещения частоты.

Кроме того, в схеме предлагаемого устройства предусмотрена возможность изменения знака вводимого смещения частоты Δf путем замены m-разрядного двоичного счетчика m-разрядным реверсивным двоичным счетчиком, на вход управления направлением счета которого подается одноразрядный код знака вводимого смещения частоты Δf. Эта возможность отсутствовала в схеме устройства-прототипа. Величина |Δf|, код которой подается на управляющий вход генератора импульсов со случайным моментом их появления, определяет среднее расстояние между моментами времени t_i, i=1,2,3,... Δt_ср=1/(K|Δf|).

На фиг.1 изображены (при Δf>0):

- пилообразный закон идеальной фазовой модуляции сигнала Δϕ(t)=2πΔft-[Δf·t]·2π, необходимый для идеального смещения частоты сигнала на величину Δf (кривая 1) (при Δf<0 закон Δϕ(t) будет также иметь пилообразный характер, но наклон пилы будет отрицательный, причем скачок на 2π будет происходить от уровня 0 к уровню -2π);

- ступенчато изменяющийся во времени закон фазовой модуляции

аппроксимирующий идеальный закон Δϕ(t), который используется в способе-прототипе и реализуется с помощью устройства-прототипа (кривая 2).

На фиг.2 изображена структурная схема устройства-прототипа в обобщенном варианте.

На фиг.3 изображен вид спектра сигнала, модулированного по фазе функцией Δϕ_кв(t), в логарифмическом масштабе при K=4, А _о - амплитуда полезной составляющей спектра, все остальные составляющие спектра являются паразитными.

На фиг.4 изображена одна из возможных реализации закона Δϕ'_кв(t) (кривая 3) при K=4, которая может возникнуть при осуществлении предлагаемого способа с помощью предлагаемого устройства.

На фиг.5 изображена структурная схема предлагаемого устройства смещения частоты.

На фиг.6 изображена структурная схема одного из конкретных вариантов реализации предлагаемого устройства смещения частоты.

На фиг.7 изображены: а) одна из возможных реализации закона Δϕ'_кв(t) (кривая 4) при K=4, которая может возникнуть при осуществлении конкретного варианта реализации предлагаемого способа с помощью конкретного варианта реализации предлагаемого устройства; б-ж) временные диаграммы процессов, происходящих в отдельных точках конкретного варианта реализации предлагаемого устройства, структурная схема которого представлена на фиг.6.

На фиг.8 изображен один из вариантов включения предлагаемого устройства смещения частоты в фазовый канал цифрового формирователя помех фазового типа.

На фиг.9 представлена фотография спектра выходного сигнала устройства-прототипа, полученная при проведении экспериментальных исследований.

На фиг.10 представлена фотография спектра выходного сигнала предлагаемого устройства, полученная при проведении экспериментальных исследований.

Устройство электронного смещения частоты согласно фиг.6 содержит управляемый генератор тактовых импульсов, у которого на управляющий вход подается двоичный код величины |Δf|, а частота тактовых импульсов выбирается равной f _ти=n·2^m·|Δf|; счетчик-делитель 2 с коэффициентом деления n; генератор псевдослучайных log₂n - разрядных двоичных чисел 3; log₂n - разрядный двоичный счетчик 4 с предварительной установкой; m-разрядный реверсивный двоичный счетчик 5, где m=log ₂K и управляемый дискретный фазовращатель 6 с m управляющими входами, каждый из которых соединен с выходом соответствующего разряда m-разрядного счетчика 5, причем вход счетчика-делителя 2 и вход тактовых импульсов счетчика 4 подключены к выходу генератора тактовых импульсов 1, выход старшего разряда счетчика-делителя 2 подключен ко входу генератора псевдослучайных двоичных чисел 3, а выход переноса счетчика-делителя 2 подключен ко входу разрешения записи счетчика 4, выход генератора псевдослучайных двоичных чисел 3 подключен ко входу установки счетчика 4, выход последнего подключен ко входу m-разрядного реверсивного счетчика 5, на вход управления направлением счета которого подается одноразрядный код знака вводимого смещения частоты Δf; выход дискретного фазовращателя является выходом устройства.

Таким образом, в данном случае генератор импульсов со случайным моментом их появления выполнен по схеме, которая включает в себя генератор тактовых импульсов 1, счетчик-делитель 2, генератор псевдослучайных двоичных чисел 3 и двоичный счетчик 4. Эти элементы обведены на фиг.6 штриховой линией.

Практически схема была реализована при K=4 (m=2), n=16. В качестве генератора псевдослучайных log₂n-разрядных двоичных чисел был выбран 5-разрядный генератор М-последовательности (длина последовательности М=31). Для получения псевдослучайного 4-разрядного двоичного кода использовались его четыре младших разряда. При этом длина неповторяющейся последовательности задержек τ_i (см. фиг.7а) получилась равной M·K=124. При такой длине неповторяющейся последовательности задержек любое из возможных значений задержек 0, Δt/n, 2Δt/n,...,(n-1)Δt/n появляется на интервале времени 124·Δt примерно одинаковое число раз, то есть в этом случае P₀≈P₁≈...P_n≈1/n.

Генератор М-последовательности генерирует двоичный 4-разрядный код случайной величины τ (0≤τ≤Δt), который может принимать примерно с равной вероятностью одно из n=16 значений (от 0000₂ до 1111₂ ) на каждом интервале времени длиною Δt. Этот код показывает на сколько интервалов времени Δt/n будут задержаны моменты изменения состояния m-разрядного счетчика 5 относительно моментов времени, разделенных интервалами Δt, которые на фиг.7а помечены вертикальными штриховыми линиями.

Работа устройства поясняется временными диаграммами, изображенными на фиг.7б-ж. Генератор тактовых импульсов 1 генерирует последовательность прямоугольных импульсов, следующих с частотой, равной f_ти=64·|Δf| (см. фиг.7б). Счетчик-делитель 2 делит эту последовательность на 16. На выходе старшего разряда счетчика-делителя 2 возникают импульсы с частотой 4 |Δf| (см. фиг.7в), а на выходе переноса - импульсы переноса (см. фиг.7г). Положительным перепадом импульсов с выхода старшего разряда счетчика-делителя 2 запускается генератор М-последовательности 3. На его выходе образуется 2-разрядный код очередного значения величины τ. Этот код задает начальную установку счетчику 4 в момент поступления импульсов переноса с выхода переноса счетчика-делителя 2 на вход синхронизации счетчика 4. Счетчик 4 считает импульсы, которые поступают на его тактовый вход с выхода генератора тактовых импульсов 1. Как только он досчитал до 1111₂, с его выхода на вход m-разрядного счетчика 5 поступает импульс переноса (см. фиг.7д). Состояние счетчика 5 изменяется на единицу младшего разряда (см. фиг.7е - выход младшего разряда счетчика при Δf>0 и фиг.7ж - выход старшего разряда счетчика при Δf>0).

Генератор тактовых импульсов 1 может быть выполнен, например, на микросхеме К580ВИ53 [6], которая может управляться кодом модуля вводимого смещения частоты Δf. Генератор М-последовательности 3 может быть выполнен по классической схеме на регистре сдвига, охваченном обратной связью [7]. Регистр сдвига может быть реализован, например, на микросхеме К133ИР1, а сумматор по модулю два на микросхеме К133ЛР5. Счетчик-делитель 2 и счетчик 4 с предварительной установкой могут быть выполнены, например, на микросхеме К533ИЕ10, а m-разрядный реверсивный двоичный счетчик 5, - например, на микросхеме К533ИЕ17.

Возможны также другие варианты построения генератора импульсов со случайным моментом их появления, например, на ПЗУ, из которого по запросам, поступающим в случайные моменты времени t_i , i=1,2,3,..., будут извлекаться двоичные коды нужной разрядности, которые были записаны в ПЗУ с необходимой повторяемостью. Тем самым может быть реализован любой вид ряда расположения P ₀, P₁,..., P_n дискретной случайной величины τ, а не только близкий к равномерному, как в рассмотренном выше варианте с генератором М-последовательности.

Один из вариантов включения предлагаемого устройства смещения частоты в фазовый канал цифрового формирователя помех фазового типа [1] приведен на фиг.8, где 7 - сумматор m-разрядных двоичных кодов, на первый вход которого подается код вводимой фазовой добавки Δϕ'_кв(t), с помощью которой имитируется допплеровский сдвиг несущей частоты помехового сигнала, а на второй вход - код текущей разности фаз принятого от подавляемой РЛС зондирующего сигнала и опорного генератора (ОГ), извлеченный из ЗУ фазового канала. Выход сумматора 7 подключен к дискретному фазовращателю 6, на вход которого подается монохроматический сигнал ОГ с частотой f_г. На выходе фазовращателя 6 образуется модулированный по фазе суммарным кодом сигнал с несущей частотой f_г +Δf_s+Δf, где Δf_s=f_s-f_г - расстройка между частотами принятого сигнала f_s и опорного генератора f_г.

Для выяснения вопроса об эффективности предлагаемого устройства, по сравнению с прототипами, были проведены теоретические и экспериментальные исследования.

Под эффективностью предлагаемого устройства в данном случае будет пониматься степень уменьшения амплитуды максимальной паразитной составляющей спектра сигнала, полученного на выходе предлагаемого устройства, по сравнению со значением амплитуды максимальной паразитной составляющей спектра сигнала, полученного на выходе устройства-прототипа. Будем оценивать ее отношением

где - отношение амплитуды максимальной паразитной составляющей спектра сигнала на выходе устройства-прототипа к амплитуде полезной составляющей спектра также на выходе устройства-прототипа;

- отношение амплитуды максимальной паразитной составляющей спектра сигнала на выходе предлагаемого устройства к амплитуде полезной составляющей спектра также на выходе предлагаемого устройства.

Следует заметить, что частоты максимальных паразитных составляющих и в общем случае могут не совпадать.

Теоретически было установлено, что закон изменения амплитуд паразитных составляющих спектра сигнала на выходе предлагаемого устройства, имеющих частоты f_i=f+(1+iK)Δf в зависимости от номера составляющей i при равномерной плотности распределения вероятностей w^-(τ) непрерывной случайной величины τ на интервале [-Δt/2, Δt/2] имеет вид:

При этом и при K=4

Из выражения (1) для устройства-прототипа при K=4 следует, что

Подставляя найденные выражения для и в выражение (2), получим, что γ=3 (γ_ДБ=9,5 дБ).

То есть в рассматриваемом случае (K=4, w(τ)=w^-(τ)) амплитуда максимальной паразитной составляющей спектра на выходе предлагаемого устройства, имеющей частоту f_-1 =f-3Δf, ˜ на 9,5 дБ ниже максимальной паразитной составляющей спектра на выходе устройства-прототипа на той же частоте. Последняя имеет уровень -9,5 дБ относительно уровня полезной составляющей Таким образом, в предлагаемом устройстве величина имеет уровень ˜ -19 дБ относительно уровня полезной составляющей И вообще, сравнивая выражения (3) и (1) при одинаковых значениях индекса i, можно сделать вывод, что при равномерной плотности распределения w^-(τ) непрерывной случайной величины τ амплитуды паразитных составляющих спектра сигнала на выходе предлагаемого устройства, имеющих частоты f_i=f+(1+iK)Δf, уменьшаются по сравнению с амплитудами одноименных паразитных составляющих спектра сигнала на выходе устройства-прототипа приблизительно во столько раз, во сколько они были меньше полезной составляющей спектра (i=0) на выходе устройства-прототипа. При этом амплитуда полезной составляющей уменьшается не более чем на 10%. Это вполне приемлемая плата за достижение положительного эффекта.

Однако при теоретических исследованиях не удалось определить амплитуды новых паразитных составляющих спектра, которые имеют частоты, не равные f_i. Ответ на вопрос, какой же они имеют уровень, дали экспериментальные исследования. Для их проведения был изготовлен макет устройства согласно схеме, изображенной на фиг.6. Спектр модулированного сигнала наблюдался с помощью анализатора спектра С4-60, включенного на выходе дискретного фазовращателя 6. В цепь, соединяющую выход счетчика-делителя 2 и вход генератора М-последовательности 3, был введен выключатель, который позволял отключать выход счетчика-делителя 2 от входа генератора М-последовательности, для того чтобы можно было наблюдать на экране анализатора С4-60 спектр сигнала, модулированного по фазе функцией Δϕ_кв(t) (см. фиг.1, кривая 2), эквивалентный спектру сигнала на выходе устройства-прототипа, так как при разорванной цепи между счетчиком-делителем 2 и генератором M-последовательности 3 начальная установка счетчика 4 не меняется и поэтому счетчик 5 изменяет свое состояние на единицу младшего разряда в регулярно следующие моменты времени с интервалом Δt, как в устройстве-прототипе.

Результаты эксперимента представлены на фотографиях (фиг.9 и 10). На фиг.9 представлена фотография спектра сигнала на выходе устройства-прототипа (цепь между элементами 2-3 на фиг.6 разорвана). На фиг.10 представлена фотография спектра сигнала на выходе предлагаемого устройства (цепь между элементами 2-3 на фиг.6 замкнута).

Сравнивая спектры, представленные на фиг.9 и 10, можно сделать следующие выводы. Сигнал на выходе предлагаемого устройства содержит значительно большее количество паразитных составляющих (см. фиг.10), чем сигнал на выходе устройства-прототипа (см. фиг.9). Частоты, на которых имеются составляющие спектра выходного сигнала предлагаемого устройства, могут быть вычислены по формуле

где n - любое целое число,

M - длина последовательности генератора М-последовательности 3.

Среди этих составляющих имеются и прежние составляющие, частоты которых равны f_i =f+(1+iK)Δf. Амплитуды этих составляющих совпадают с теоретически рассчитанными по формуле (3). Максимальная из них (при i=-1) имеет уровень -19 дБ относительно уровня полезной составляющей амплитуды других составляющих спектра, имеющих частоты, не равные f_i, не превышают уровень -18 дБ. Амплитуда полезной составляющей (i=0) уменьшается незначительно.

Таким образом, проведенный эксперимент достаточно хорошо подтвердил результаты теоретического исследования и практически показал высокую эффективность устройства, поскольку мощность максимальной паразитной составляющей спектра выходного сигнала предлагаемого устройства становится почти на порядок меньше мощности максимальной паразитной составляющей спектра сигнала на выходе устройства-прототипа. При этом потерями мощности основной компоненты спектра A _о практически можно пренебречь.

При приеме помеховых сигналов, спектры которых аналогичны изображенному на фиг.10, логически наиболее обоснованным для подавляемой РЛС является решение об обнаружении движущейся цели на фоне маскирующей по скорости помехи, мощности которой не хватает для надежного маскирования сигнала, отраженного от цепи.

Полученные результаты позволили рекомендовать предлагаемое устройство к применению в цифровых формирователях активных помех. Предложенное устройство практически внедрено в один из опытных образцов изделия "МИАСС-У".

ИСТОЧНИКИ ИНФОРМАЦИИ

1. Гоноровский И.С. Радиотехнические цепи и сигналы. - М.: Сов. радио, 1977, 608 с.

2. Патент США №3745579, МКИ G 01 S 7/40, 1973.

3. Comming R.C. The serrodyne frequency translator. Proc. IRE, v.45, 1957, №2.

4. Рубин С.Б. Некоторые теоретические вопросы работы серродинного фазометра на СВЧ. - Радиотехника и электроника, 1961, т.7, №1, с.125-136.

5. Заявка Великобритании №1343033, МКИ G 01 S 7/40, 1973 (прототип).

6. Микропроцессоры и микропроцессорные комплекты интегральных микросхем, т.1. - М.: Радио и связь, 1988, с.76-82.

7. Хоровиц П., Хилл У. Искусство схемотехники, т.2. - М.: Мир, 1983, с.94-95.

Формула изобретения

Устройство электронного смещения частоты, содержащее управляемый дискретный фазовращатель и последовательно соединенные генератор импульсов и счетчик, выходы разрядов которых соединены с управляющими входами управляемого дискретного фазовращателя, отличающееся тем, что, с целью уменьшения амплитуды паразитных составляющих спектра и устранения закономерности в изменении амплитуд паразитных составляющих спектра в зависимости от их расположения по оси частот, счетчик выполнен реверсивным, вход управления направлением счета которого является входом для подачи кода знака вводимого смещения частоты, а генератор импульсов выполнен в виде генератора импульсов со случайными моментами их появления, управляющий вход которого является входом для подачи кода величины вводимого смещения частоты.

РИСУНКИ