Комбинация детектора и частотно-избирательного фильтра

 

Устройство усиления по промежуточной частоте (ПЧ), содержащее включенное между первым и вторым детекторами, непосредственно связанное каскадное соединение первого, второго и третьего дифференциальных усилителей (ДУ), обеспечивающее второй детектор уравновешенными напряжениями входного сигнала, наложенными на соответствующие потенциалы смещения цепи непосредственной связи. Блоки автоматического регулирования усиления управляют коэффициентами усиления по напряжению первого и второго ДУ. Между соответствующей парой выходных клемм третьего ДУ и соответствующей парой входных клемм второго ДУ включена цепь обратной связи по постоянному току, содержащая дифференциальную низкочастотную схему фильтра. Технический результат заключается в создании устройства усиления по ПЧ, обладающего высокой стабильностью и устойчивостью. 8 з.п.ф-лы, 9 ил.

Настоящее изобретение относится к усилению по ПЧ (промежуточной частоте), а более конкретно к объединениям УПЧ (усилителя промежуточной частоты) и второго детектора, которые конструктивно исполнены в форме монолитной ИС.

Телевизионные приемники обычно используют такой тип монолитной ИС или ИС, которая создается с использованием биполярных транзисторов, за которой следует фильтр на ПАВ (преобразователях поверхностных акустических волн) или на другом сосредоточенном "блочном" фильтре УПЧ, и включает покаскадное включение трех дифференциальных усилителей с эмиттерной связью, причем каждый из них обладает приблизительно двадцатикратным усилением по напряжению, за которыми следует второй детектор. Ненастраиваемая, непосредственная межкаскадная связь обеспечивается транзисторами усилителей с общими коллекторами (или эмиттерными повторителями). Обычно предпринимаются меры для автоматического регулирования коэффициента усиления по напряжению дифференциальных усилителей с эмиттерной связью. Вторым детектором может быть амплитудный детектор, но в последнее время чаще всего используется синхронный детектор или квазисинхронный детектор типа восстановленной несущей. В телевизорах с двойным преобразованием частоты или в УПЧ, специально предназначенных для формирования промежуточной несущей звукового сопровождения, вторым детектором может быть второй смеситель для преобразования первой ПЧ во вторую ПЧ. В заявке на патент с регистрационным номером N 07/940220, зарегистрированной 8 сентября 1992 г. на Джека Рудольфа Харфорда и Хеунга Баэ Ли под названием "Усилитель с регулировкой усиления", описываются схемы УПЧ, усовершенствованные изобретателем данного изобретения в процессе подготовки примеров реализации настоящего изобретения, приведенных далее в формуле изобретения. Как и данная заявка, американская заявка на патент с регистрационным номером N 07/940220 была приобретена фирмой Самсунг Электроникс Ко., Лтд., в соответствии с обязательствами изобретателя (ей) передавать право на его(их) изобретение(я) одновременно с изобретениями, которые были сделаны. Схемы УПЧ, описанные Харфордом и Ли, удовлетворяют требованиям АРУ (автоматического регулирования усиления) относительно диапазона почти 66 дБ для каскадного УПЧ телевизора, которые обеспечиваются регулированием коэффициентов усиления по напряжению первого и второго дифференциальных усилителей с эмиттерной связью, включенных в каскадное УПЧ, а третий дифференциальный усилитель с эмиттерной связью, включенный в цепочку УПЧ, может быть использован с постоянным значением коэффициента усиления по напряжению.

Обычно вторые детекторы приспособлены для управления уравновешенными сигналами от каскадной цепочки УПЧ. Однако этого бывает достаточно для хорошего согласования в пределах не менее 20 мВ или около этого потенциалов смещения цепи непосредственной связи (HC), на которые накладываются уравновешенные сигналы, поступаемые во второй детектор. В известных технических решениях, касающихся фильтров нижних частот, каждый фильтр, использующий навесной конденсатор, выделяют потенциалы смещения цепи HC, на которые накладываются уравновешенные сигналы, поступаемые во второй детектор. Выходные сигналы фильтров нижних частот затем в отдельности объединяются, чтобы получить сигнал рассогласования, поступаемый назад на вход каскадного УПЧ, тем самым замыкая цепь обратной связи (ОС) с непосредственной связью для подавления сигнала рассогласования. У этого способа были обнаружены недостатки. Перенос всех усиленных сигналов ПЧ навесными компонентами даже к проходным конденсаторам повышает риск возникновения вредной регенерации в каскадном соединении УПЧ. Высокий коэффициент усиления по напряжению всех каскадов передачи сигнала ПЧ во время появления слабых сигналов и при изменениях запаса по фазе, которые могут быть в различных частях диапазона АРУ, вызывает затруднения в стабилизации работы цепи обратной связи с непосредственной связью. Степень надежности сопряжений ИС с ее внешними компонентами уменьшается по сравнению со степенью надежности электронных компонентов, расположенных между соединениями. Число контактных выводов, необходимых для корпуса ИС, определяет стоимость ИС, а дополнительные выводы часто требуются для навесных конденсаторов, используемых в фильтрах нижних частот. Навесные конденсаторы должны быть поставлены отдельно от ИС во время изготовления телевизора.

Настоящее изобретение реализуется в фильтре УПЧ на ПАВ-компонентах или других отдельных компонентах со средоточенными параметрами, за которым следуют каскады УПЧ и второй детектор, собранный внутри корпуса монолитной ИС. Каскады УПЧ включают три дифференциальных усилителя (ДУ) с эмиттерной связью (ЭС), причем каждый усилитель обеспечивает почти 20-кратное усиление по напряжению, включенные покаскадно друг за другом. Предусмотренные меры для автоматического регулирования коэффициента усиления по напряжению у первых двух ДУ с ЭС. Усилители с общими коллекторами применяются для реализации развязки между уравновешенными выходными сигналами, поступающими от каждого ДУ с ЭС в последующей ДУ с ЭС или второй детектор. Уравновешенные токовые выходные сигналы, вызываемые потенциалами смещения цепи НС, на которые соответственно накладываются уравновешенные сигналы, поступаемые во второй детектор, отфильтровываются фильтром нижних частот, который реализован на кристалле ИС и фактически не использует навесные проходные конденсаторы ПЧ. Эти уравновешенные токовые выходные сигналы возвращаются к эмиттерам транзисторов, расположенным в усилителях с общими коллекторами, используемых для гальванической связи первого ДУ с ЭС с регулируемым коэффициентом усиления, расположенного в каскадном соединении УПЧ, со вторым ДУ с ЭС с регулируемым коэффициентом усиления, расположенным в цепочке УПЧ. Таким образом замыкается цепь обратной связи с непосредственными связями для уменьшения разбаланса между потенциалами смещения цепи НС, на которые накладываются соответственно уравновешенные сигналы, поступаемые во второй детектор.

Фиг. 1 - принципиальная электрическая схема усилительного каскада с регулируемым коэффициентом усиления, который особенно удобен для использования в качестве первого каскада многокаскадного УПЧ и описывается также настоящим изобретателем и др. в американской заявке с регистрационным номером 07/940220, зарегистрированной 8 сентября 1992 г.

Фиг. 2 - принципиальная электрическая схема усилительного каскада с регулируемыми коэффициентами усиления, который особенно удобен для использования в качестве второго каскада многокаскадного УПЧ и описывается также настоящим изобретателем и др. в американской заявке с регистрационным номером 07/940220, зарегистрированной 8 сентября 1992 г.

Фиг. 3 - принципиальная электрическая схема каскадного соединения каскадов усилителя с регулируемыми коэффициентами усиления, приведенными на фиг. 1 и 2, которые также описаны настоящим изобретателем и др. в американской заявке с регистрационным номером 07/940220, зарегистрированной 8 сентября 1992 г.

Фиг. 4 - принципиальная электрическая схема другого каскада усилителя с регулируемыми коэффициентами усиления, который особенно удобен для использования в качестве входного каскада многокаскадного УПЧ, а также описывается настоящим изобретателем и др. в американской заявке с регистрационным номером 07/940220, зарегистрированной 8 сентября 1992 г.

Фиг. 5 - принципиальная электрическая схема покаскадного соединения каскадов усилителя с регулируемыми коэффициентами усиления, приведенных на фиг. 2 и 4, который также описан настоящим изобретателем и др. в американской заявке с регистрационным номером 07/940220, зарегистрированной 8 сентября 1992 г.

Фиг. 6 - принципиальная электрическая схема третьего каскада усилителя для последующего покаскадного соединения после покаскадного соединения каскадов усилителя с регулируемыми коэффициентами усиления, приведенных на фиг. 3 и 5, тем самым образуя трехкаскадный УПЧ, второго детектора для приема уравновешенных усиленных ПЧ сигналов, совмещенных с соответствующими потенциалами смещения цепи НС, которые в идеальном случае равны друг другу, и встроенного в кристалл микросхемы фильтра для формирования уравновешенного сигнала разбаланса токов, дифференциально реагирующий на соответствующие потенциалы, когда уравновешенный сигнал разбаланса токов по цепи обратной связи направляется к синфазному входу второго каскада усилителя с регулируемым коэффициентом усиления приведенного на фиг. 2, включенного в фиг. 3 или 5 в покаскадное соединение каскадов усилителей с регулируемыми коэффициентами усиления в соответствии с настоящим изобретением.

Фиг. 7 - принципиальная электрическая схема модификации, которую можно выполнить с каскадом усилителя с регулируемым коэффициентом усиления, приведенном на фиг. 1, который также описан настоящим изобретателем и др. в американской заявке с регистрационным номером 07/940220, зарегистрированной 8 сентября 1992 г.

Фиг. 8 - принципиальная электрическая схема модификации, которую можно выполнить с каскадом усилителя с регулируемым коэффициентом усиления, приведенным на фиг. 4, который также описан настоящим изобретателем и др. в американской заявке с регистрационным номером 07/940220, зарегистрированной 8 сентября 1992 г.

Фиг. 9 - структурная блок-схема частей телевизионного приемника или видеомагнитофона, используемых для восстановления сигнала звукового сопровождения, видеосигнала и нескольких синхроимпульсов передаваемого телевизионного сигнала, когда в телевизоре используется УПЧ типа, изображенного на фиг. 3 и 6 или фиг. 5 и 6.

В контексте патента термин "ВЧ сигнал" будет использован в отношении сигналов, появляющихся в телевизоре перед преобразованием с понижением частоты или перед каскадом первого детектора, а термин "сигнал ПЧ" будет использован в отношении сигналов, появляющихся в телевизоре после преобразования с понижением частоты или первого детектора и перед детектированием видеосигнала или вторым детектированием. В телевизионных приемниках преобразование с понижением частоты выполняется способом гетеродинирования поступающих высокочастотных сигналов (ВЧ) различных каналов передачи с колебаниями перестраиваемого по частоте генератора для того, чтобы получить более низкочастотные нерегулярные радиосигналы, попадающие в пределы диапазона ПЧ, которые фильтруются и усиливаются в УПЧ. УПЧ для видеочасти телевизионного сигнала обычно обозначается термином УПЧ-изображения. УПЧ для звуковой части телевизионного сигнала может быть целиком выведен из состава УПЧ-изображения. И наоборот, часть усиления по ПЧ для звуковой части телевизионного сигнала может быть выполнена УПЧ-изображения как это бывает в большей части телевизоров типа промежуточного сигнала звукового сопровождения. Такой УПЧ-изображения обычно необходим для усиления сигналов, попадающих в диапазон от 50 мкВ до 100 мВ (среднеквадратичное значение). Это соответствует динамическому диапазону почти 66 дБ.

В случае использования режима автоматической регулировки усиления (АРУ) необходимо, чтобы определенные рабочие условия соответствовали каждому каскаду или в целом усилителю. Таким образом уровень входного сигнала должен превышать собственный шум на определенную величину, но уровень входного сигнала не должен перегружать усилитель и поэтому вызывать искажения сигнала и приводить к сдвигу рабочей точки напряжения смещения. Кроме того управляющий сигнал АРУ не должен сам по себе приводить к нежелательным сдвигам напряжения смещения и поэтому быть причиной смещения у усилителя выбранных рабочих точек. Например, рабочие точки для усилителей и смесителей выбраны так, чтобы обеспечить появление в его выходных сигналах небольших искажений, а рабочие точки смесителей и детекторов выбраны так, чтобы получить относительно отличные характеристики второго порядка.

При относительно больших уровнях сигналов порядка 1 мВ или больше, очень важно, чтобы усиление изменялось таким образом, что учитывается так называемое "окно между уровнем перегрузки и уровнем шума" (окно перегрузка/шум). С одной стороны, если усиление самого первого каскада усилителя становится слишком малым, то перегрузка с нежелательным искажением может возникнуть в самом последнем каскаде. С другой стороны, если коэффициент усиления самого первого каскада слишком мал, то тепловой шум может стать заметным. Желательно, чтобы, по-существу, неискаженное и без помех изображение сохранялось при уровне входного сигнала соответственно до 10 мВ или около этого, измеренного при типовых номиналах полного сопротивления. Если усилитель имеет неадекватное окно между уровнем перегрузки и уровнем шума, то возможно появление шума или искажения от перегрузки на уровнях сигнала, при которых возможно относительно свободное от помех изображение с малыми искажениями.

Разработка блоков усилительных каскадов с помощью ИС приводит к применению способа поблочной фильтрации. Современные знания были реализованы ПЧ-фильтрацией и режимами усиления в телевизорах с помощью УПЧ с поблочным усилением без межкаскадной настройки, когда ИС поблочного усиления включена как каскад после блока фильтра. ПАВ-фильтр может обеспечить полностью полосно-пропускающую форму частотной характеристики и избирательность по соседнему каналу, необходимую для телевизора. Дополнительную информацию, к примеру, поп ПАВ-фильтрам и поблочной фильтрации и усилению можно найти в главе 13 книги "Справочник телевизионной техники" под редакцией Блейр Бенсона, из-ва МакГроу-Хилл Бук Компани, Нью-Йорк, 1986 г.

Хотя способы поблочной фильтрации и усиления в основном и нашли применение в технике телевизионного приема, они усугубляют проблему с окном между уровнями перегрузки и шума по ряду причин. Типовой ПАВ-фильтр, поставляемый для использования в качестве фильтра на элементах со средоточенными параметрами на входе УПЧ, вносит большие потери и имеет большое полное сопротивление, т. е. является генератором шума с относительно большим внутренним сопротивлением. Со стороны шумового порога окно между уровнями перегрузки и помехи соответственно уменьшается. К тому же шумовые сигналы, попадающие в пределы диапазона ±4,5 МГц относительно несущей изображения будут демодулированы как шум, который "умножается" внутри диапазона видеосигнала от 0 до 4,5 МГц. Это случается следующим образом. Сигнал ПЧ попадает в пределы диапазона от 41,25 до 45,75 МГц. При использовании фильтрации с помощью элементов со средоточенными параметрами или блоков на входе УПЧ однополочный шум каскадом ПЧ, расположенных после фильтра, не подавляются как было в случае, когда фильтрация была распределена между каскадами. Это бывает из-за того, что шум внутри полосы частот ±4,5 МГц, центрированной относительно частоты несущей изображения (ПЧ) 45,75 МГц, не отфильтровывается фильтром, собранным из компонентов со средоточенными параметрами, расположенным впереди усилителя.

Другой причиной, которая стремится осложнить проблему сохранения окна перегрузка/шум во время поблочной фильтрации и усиления, является типовой биполярный усилитель на базе ИС, используемый для получения переходной характеристики, имеющей фиксированный уровень напряжения перегрузки, который ограничивает со стороны перегрузки окно перегрузка/шум. К тому же обычные современные биполярные транзисторы с малыми геометрическими размерами имеют более высокое базовое возрастающее сопротивление (rb) и к тому же имеют более худший показатель коэффициента шума, чем более оптимальные больших размеров приборы, имеющие малые номиналы rb. Это осложняет решение задачи. Окно перегрузка/шум может быть расширено со стороны перегрузки за счет использования транзисторов различных конфигураций и со стороны шума за счет преобразования полного сопротивления выхода ПАВ-фильтра до более малого номинала, тем самым уменьшая его вклад в осложнение проблемы как генератора шума. Однако такие компоненты согласования полных сопротивлений как трансформаторы или другие схемы согласования стоят дорого, имеют большие габариты и повышают требования к усилению системы, которая итак имеет высокий коэффициент усиления.

Решение задачи расширения окна перегрузка/шум к тому же усложняется тем фактом, что любой из уже известных определенного типа УПЧ с регулируемым усилением связан со сдвигом напряжения смещения его выхода в зависимости от управления усилением. Обычно это происходит из-за изменения напряжения смещения на демодуляторе, который обычно имеет непосредственную связь с УПЧ. Как было отмечено выше в отношении рабочих точек, такое изменение нежелательно. В результате сдвига рабочих точек смещения такое же напряжение смещения должно быть приложено, чтобы вызвать соответствующие изменения, тем самым усложняя схему демодулятора и требуя более высокое напряжение питания, чем требуется с другой стороны для сохранения небольшого искажения.

Основным каскадом усилителя, который часто используется в усилителе ПЧ, является "длиннохвостовая" пара транзисторов или ДУ с ЭС, который состоит из двух транзисторов с "хвостовым" соединением эмиттерных электродов, к которым подсоединяется генератор стабильного тока (ГСТ). ГСТ должен иметь резистор большого номинала между Т-образным (хвостовым) соединением и большой потенциал длинной непосредственной связи, однако в ИС, где желательно использовать более малые рабочие потенциалы для того, чтобы сохранить рассеяние мощности в пределах допустимых границ, ГСТ обычно имеет главное токопроводящее соединение другого транзистора, смещенного для работы в режиме стабилизации тока. Хотя длиннохвостовая пара очень часто оказывается "дифференциальным" усилителем с эмиттерной связью, она однако чаще всего работает как схема с однополюсным входом или как схема с однополюсным выходом, или как схема с однополюсным входом и выходом. Управление усилением возможно прямолинейным уменьшением рабочего тока или тока Т-образного ответвления ДУ с ЭС, из-за чего уменьшается взаимная проводимость ответвлений по известной причине. Однако имеются недостатки при простом использовании этого способа регулирования усиления. Во-первых, внутреннее сопротивление источника шума увеличивается по мере уменьшения усиления, тем самым снижая неплохое соотношение сигнал/шум, обусловленное большим уровнем сигнала, и, во-вторых, возможность манипуляции мощностью ограничивается в том случае, когда особенно необходимо изменять самый большой уровень сигнала.

Уже известные в технике ненастраиваемые усилители, выполненные в форме ИС и используемые после блока фильтрации для усиления сигнала ПЧ телевизионного приемника в наиболее удачных схемах телевизоров, должны содержать три последовательно включенных каскада с регулируемым усилением для того, чтобы удовлетворить требованиям к динамическому диапазону, составляющему почти 66 дБ для подобного случая. В этих схемах необходимо использовать реверсное АРУ, когда крутизна усиления транзисторов усилителей уменьшается для того, чтобы получить эффект снижения усиления. Коэффициент усиления по напряжению невозбуждаемого усилителя, собранного по схеме с общим эмиттером, равен g_mR_L, где g_m - крутизна усиления транзистора, а R_L - сопротивление коллекторной нагрузки, подключенной к транзистору. Уменьшение крутизны усиления транзисторов усилителей изменяет внутренние сопротивления источников шума, приведенных в их коллекторных электродах, увеличивая тепловой шум, генерируемый транзисторами, и таким образом заставляя использовать три последовательно включенных каскадов с регулируемым усилением для того, чтобы сохранить суммарную величину коэффициента шума для УПЧ-изображения на достаточно низком уровне, чтобы соответствовать требованиям промышленного производства. Другим способом уменьшения коэффициентов усиления каскадов усилителя является снижение номинала коллекторных сопротивлений, используемых вместе с транзисторами, причем общеизвестным примером данного способа уменьшения усиления является использование прямого АРУ. Если крутизна усиления транзисторов не снижается, то нет существенного увеличения теплового шума, генерируемого транзисторами, а уменьшение номиналов коллекторных сопротивлений, используемых вместе с транзисторами, снижает уровни напряжений, создаваемых токами, генерируемыми тепловым шумом транзисторов.

В американской заявке с регистрационным номером 07/940220 Харфорд и Х.Б. Ли описывают номиналы коллекторных сопротивлений, используемых вместе с транзисторами ДУ с ЭС, шунтируя коллекторные сопротивления приборами, имеющими проводимость, регулируемую электронным способом.

Каждый из УПЧ с регулируемым усилением, описанный ДЖ.Р. Харфордом и Х.Б. Ли, испытывает очень небольшой сдвиг смещения на выходе как функция изменения усиления. Трехкаскадные УПЧ, использующие такие УПЧ с регулируемым усилением на месте первого и второго каскадов с изменением усиления по напряжению, очень удобны с применением контуров обратной связи с непосредственной связью по постоянному току, которые уменьшают разбаланс потенциалов смещения по цепи непосредственной связи (НС), на которые накладываются уравновешенные выходные сигналы ПЧ, выполненные в соответствии с сущностью настоящего изобретения, описанного далее и запатентованного в формуле изобретения. Поскольку УПЧ с регулируемым усилением испытывает очень небольшой сдвиг напряжения смещения на выходе в зависимости от состояния регулировки усиления, то контуры обратной связи по постоянному току с непосредственными связями, которые уменьшают разбаланс между потенциалами смещения цепи НС, на которые накладываются уравновешенные выходные сигналы ПЧ, могут работать в дифференциальном режиме по своей сущности и не требуют коррекции номиналов синфазной составляющей потенциалов смещения цепи НС.

Так как третий каскад с регулируемым усилением по напряжению имеет постоянный коэффициент усиления по напряжению порядка 20 раз или около этого, то даже тогда, когда коэффициент усиления второго каскада по напряжению уменьшается с помощью АРУ, коэффициент усиления контура обратной связи для дифференциального режима сохраняется на достаточном уровне, чтобы ликвидировать адекватно разбаланс между потенциалами смещения цепи НС, на которые накладываются уравновешенные выходные сигналы ПЧ, даже если в контур обратной связи для дифференциального режима не попадает первый УПЧ с регулируемым усилением. Так как коэффициент усиления второго каскада по напряжению уменьшается АРУ до коэффициента усиления по напряжению первого каскада, то происходит подобное уменьшение разбаланса между потенциалами смещения цепи НС, на которые накладываются уравновешенные выходные сигналы ПЧ, настолько, что различие достигает заметного разбаланса в первом УПЧ с регулируемым усилением. Кроме того разбаланс между потенциалами смещения цепи НС, на которые накладываются уравновешенные выходные сигналы ПЧ, который дает заметный разбаланс во втором УПЧ с регулируемым усилением, возможно также будет уменьшен.

Поскольку коэффициент усиления первого каскада усиления по напряжению снижается задержанной АРУ, то разбаланс потенциалов смещения цепи НС, на которые накладываются уравновешенные выходные сигналы ПЧ, который дает заметный разбаланс в первом УПЧ с регулируемым усилением, вероятно также будет уменьшен. Итак, последующее уменьшение коэффициента усиления во втором УПЧ с регулируемым усилением во время применения задержанной АРУ в первом УПЧ с регулируемым усилением может быть допустимым, поскольку разбаланс между потенциалами смещения цепи НС, на которые накладываются уравновешенные выходные сигналы ПЧ, сохраняется в пределах допустимого предела.

В пределах соответствующих контуров обратной связи для дифференциального режима для коррекции разбаланса потенциалов непосредственной связи, добавленных в усиленные сигналы ПЧ, включающие только второй каскад УПС с регулируемым усилением из числа нескольких каскадов УПЧ, охваченных параллельно АРУ, стремятся облегчить слежение за соответствующими коэффициентами усиления отмеченных каскадов УПЧ. Задержка АРУ не дает излома в характеристике плавного регулирования усиления усилителей в пределах любого контура обратной связи, чтобы должным образом учитывать в определении поведения контура.

Обращаясь к фиг. 1, Q1 - биполярный транзистор, имеющий базовый электрод для управления проводимостью через главный канал проводимости между эмиттерным и коллекторным электродами, как это имеет место также с другими биполярными транзисторами, с которыми имеют дело здесь далее в описании. Транзистор Q1 типа NPN имеет базовый и коллекторный электроды, соединенные так, что при проводимости тока он работает в режиме диода. Эмиттерный электрод Q1 подсоединен к источнику опорного потенциала, который в данном случае изображен как заземление. Опорный ток поступает в соединенные между собой базовый и коллекторный электроды через сопротивление R1, подсоединенные одним концом к месту соединения электродов, а другим концом соединенное с контактным выводом (клеммой) T1, который принимает сигнальное напряжение автоматического регулирования усиления (АРУ). На фиг. 1 изображено, что сигнальное напряжение АРУ поступает от генератора GC1, приложенное к клемме T1.

Транзисторы Q2 и Q3 типа NPN имеют соответствующие эмиттерные электроды, подсоединенные к тому же источнику опорного потенциала, как и эмиттерный электрод транзистора Q1, а их базовые электроды соединены с базовым электродом Q1 так, что получается схема типа "токового зеркала", справедливое в отношении опорного тока, протекающего через резистор R1. Каждый из эмиттерных электродов транзисторов Q4 и Q5 типа NPN соединяется с одним из выводов соответствующих сопротивлений R5 и R6, другие выводы которых объединены друг с другом и соединены с точкой, находящейся под опорным потенциалом заземления, через сопротивление R7 так, что транзисторы Q4 и Q5 образуют дифференциальную пару с резистором R7, пропускающим рабочий ток или ток ответвления к дифференциальной паре транзисторов.

Базовые электроды транзисторов Q6 и Q7 типа NPN соединены с соответствующими клеммами T5 и T6 входного сигнала для приема дифференциального входного сигнала и пропускающий к ним напряжение смещения цепи НС. На фиг. 1 приведена батарея B1, отрицательный вывод которой соединен с точкой, находящейся под опорным потенциалом заземления, обеспечивающая положительным потенциалом смещения V цепи НС своей положительной клеммы, относительно которой действуют уравновешенные входные сигналы, создаваемые генераторами S1 и S2, поступающие на базовые электроды транзисторов Q6 и Q7. Транзисторы Q6 и Q7, собранные как усилители с общими коллекторами, чтобы иметь повторители напряжения типа эмиттерного повторителя. Соответствующие эмиттерные электроды соединяются с соответствующими электродами баз транзисторов Q4 и Q5 и с одним выводом соответствующих сопротивлений R2 и R3. Вторые выводы R2 и R3 соединяются друг с другом и с одним выводом сопротивления R4, второй контактный вывод которого соединен с заземлением. Коллекторные электроды транзисторов Q6 и Q7 подсоединены так, чтобы принимать положительное рабочее напряжение V B2, приложенное к клемме T2 источника питания, изображенной на фиг. 1 как вывод, соединенный с положительным полюсом гальванической батареи B2, отрицательный полюс которой соединен с точкой, находящейся под опорным потенциалом заземления.

Коллекторные электроды транзисторов Q4 и Q5 соединяются с клеммой T2 через соответствующие коллекторные нагрузочные сопротивления R8 и R9. Коллекторный электрод транзистора Q4 к тому же соединен с базовым электродом транзистора Q8 типа NPN, коллекторный электрод которого соединяется с клеммой T2. Эмиттерный электрод транзистора Q8 соединен с выходной клеммой T3, а источник стабильного тока IS1 пропускает ток от эмиттера к точке опорного напряжения заземления. Коллекторный электрод транзистора Q5 к тому же соединен с базовым электродом транзистора Q9 типа NPN, коллекторный электрод которого соединяется с клеммой T2. Эмиттерный электрод транзистора Q9 соединен с выходной клеммой T4, а источник стабильного тока IS2 пропускает ток от эмиттера к точке опорного напряжения заземления. Транзисторы Q8 и Q9 функционируют как повторители напряжения типа эмиттерного повторителя для уравновешенных выходных напряжений, создаваемых усилителем с регулируемым усилением, изображенным на фиг. 1.

Коллекторный электрод транзистора Q4 к тому же соединен с объединенными коллекторным и базовым электродами транзистора Q10 типа NPN и с эмиттерным электродом транзистора Q11 типа NPN. Коллекторный электрод транзистора Q5 кроме того подсоединен к объединенным коллекторному и базовому электродам транзистора Q2 типа NPN и к эмиттерному электроду транзистора Q13 типа NPN. Соединенные между собой эмиттерные электроды транзисторов Q 10 и Q12 подсоединены к коллекторному электроду транзистора Q3 через сопротивление R12. Соединенные между собой коллекторный и базовый электроды транзисторов Q11 и Q13 подсоединены к коллекторному электроду транзистора Q14 типа PNP, эмиттерный электрод которого подсоединен к клемме T2 источника питания через сопротивление R13. Базовый электрод транзистора Q14 соединен с коллекторным электродом транзистора Q2, а также соединен через сопротивление R14 с базовым и коллекторным электродами транзистора Q15 типа PNP. Эмиттерный электрод, подсоединенный по схеме диода, соединен с клеммой T2 источника питания.

В рабочем режиме транзисторы, включенные как диоды, Q10, Q11, Q12 и Q13 вместе с резисторами R8 и R9, образуют схему переменной нагрузки для коллекторных электродов транзисторов дифференциального усилителя с эмиттерной связью Q4 и Q5. Выходной сигнал изолирован транзисторами Q8 и Q9, работающими как повторители напряжения типа эмиттерный повторитель. Величина постоянного тока, протекающего через транзисторы Q10, Q11, Q12 и Q13, включенные как диоды, определяется выходным током схемы "токового зеркала", протекающим в коллекторном электроде транзистора Q3 и равным коллекторному току транзистора Q2, который потом становится зеркальным схемы токового зеркала, составленной транзисторами Q14 и Q15 типа PNP. Если эти токи равны нулю, что бывает в том случае, когда ток, протекающий через сопротивление R1, равен нулю, то транзисторы Q10, Q11, Q12 и Q13, включенные как диоды, имеют полные сопротивления большого номинала. Следовательно, коэффициент усиления усилителя, который определяется значением коэффициента усиления усилителя, построенного на базе дифференциальной пары транзисторов, равен максимальному значению, определяемому номиналом коллекторных резисторов.

Когда ток поступает в транзисторы Q10, Q11, Q12 и Q13, включенные как диоды, вызывая увеличение положительного потенциала на клемме T1, то их полные сопротивления становятся относительно малыми, а коэффициент усиления ДУ с ЭС, содержащего транзисторы Q4 и Q5, уменьшаются. Коллекторные электроды транзисторов Q3 и Q14, как источник и потребитель почти равных токов, включены так, что одинаковый ток входит и выходит из цепи, составленной из транзисторов Q10, Q11, Q12 и Q13, включенных как диоды. При этом условии ток не добавляется или не отводится из узлов коллекторных электродов транзисторов Q4 и Q5. Таким образом, если транзисторы Q10, Q11, Q12 и Q13, включенные как диоды, и транзисторы, обеспечивающие их током, хорошо подобраны, то не будет разброса условий работы по постоянному току усилителя, если изменяется коэффициент усиления. Такое согласование легко осуществляется при использовании монолитной ИС. К тому же цепь, состоящая из транзисторов Q10, Q11, Q12 и Q13, включенных как диоды образуют собой мост так, что узлы, где токи поступают в цепь, заземлены по переменному току, образуя "виртуальную землю" для высокочастотных токов. Одним из результатов этого является то, что транзистор Q14 типа PNP пропускает только постоянный ток, а его коллекторная емкость не изменяет частотную характеристику усилителя. Другим последствием является то, что сигнал не замыкается на заземление через транзисторы Q10, Q11, Q12 и Q13, включенные как диоды.

Кроме того было замечено, что компоненты изменения коэффициента усиления находятся в коллекторной цепи дифференциальной пары усилителя, тем самым обеспечивая свободное решение в вопросе смещения эмиттерной цепи при возможности усиления сигнала большой величины, а также в вопросе расширения диапазона перегрузки. К тому же необходимая мощность потребления, чтобы реализовать управление усилением, ограничена.

Согласно фиг. 1 коллекторными нагрузками усилительного каскада ДУ с ЭС являются лишь резистивные нагрузки при максимальном усилении, поскольку диоды, используемые для их шунтирования, при таком условии не проводят ток. Использование сопротивлений в качестве коллекторных нагрузок имеет свои преимущества, а именно: максимальный коэффициент усиления по напряжению каждого каскада может быть вычислен, несмотря на конструкцию усилителя с управляемым усилением, реализованную в форме ИС, а это позволяет каскады усилителя с АРУ изготавливать в массовом количестве в виде ИС без необходимости индивидуальной наладки каждого усилительного каскада в отношении максимальной величины усиления по напряжению. Максимальный коэффициент усиления по напряжению каждого усилительного каскада равен произведению крутизны усиления (g_m) транзистора ДУ с ЭС на сопротивление (R_L) его коллекторной нагрузки. Крутизна усиления g_m транзистора определяется величиной тока эмиттера, когда величина тока пропорциональна приложенному напряжению смещения V_BAS (обычно оно меньше напряжения смещения полупроводникового перехода V_BE), приложенного параллельно резистивному элементу с сопротивлением R_BIAS, включенному в ИС с помощью резистивных нагрузок и изготовленных по той же технологии, что и резистивные нагрузки. Таким образом поток эмиттерного тока транзистора ДУ с ЭС участвует в отводе тока смещения так, что ее максимальное усиление по напряжению g_mR_L пропорционально [(V_BIAS - V_BE)/R_BIAS]R_L=(V_BIAS - V_BE)/(R_L/R_BIAS).

Поскольку (R_L/R_BIAS) есть соотношение резистивных навесных элементов, то величина этого соотношения очень хорошо определена и может быть точно вычислена. Изменение на несколько милливольт напряжения V_BE при изменении температуры обычно почти равно напряжению (V_BIAS - V_BE), которое зависит от напряжения смещения V_BIAS, поступаемого с навесных компонентов, и может быть распределено так, чтобы иметь хорошо предсказуемое значение. Номинал R_L обычно выбирается так, чтобы получить максимальное усиление по напряжению порядка 10 или около этого для усилительного каскада с регулируемым коэффициентом усиления.

Первый каскад УПЧ-изображения должен обеспечить полный динамический диапазон для дифференциального входного ПЧ потенциального сигнала, поступающего в усилитель, причем амплитуда ПЧ сигнала, приложенного к последнему (им) каскаду(ам) УПЧ-изображения, имеет более ограниченный динамический диапазон уровня входного сигнала благодаря изменению усиления, обеспечиваемого первым каскадом. Первый каскад УПЧ-изображения должен иметь возможность исключить перегрузки для пиков самых больших дифференциальных ПЧ входных сигналов, принимаемых во время приема мощного сигнала, когда управление усилением предыдущих УПЧ выходит за пределы регулирования усиления. Усилитель с регулируемым коэффициентом усиления (фиг. 1) приспособлен для использования в качестве первого каскада УПЧ-изображения, причем транзисторы Q4 и Q5 ДУ имеют связанные эмиттеры с включенным для реализации дифференциального режима сопротивления большого номинала между эмиттерными электродами транзисторов. Линейное сопротивление дифференциального режима, обеспеченное сопротивлениями R5 и R6, позволяет дифференциальному напряжению входного сигнала ПЧ, приложенному между базовыми электродами транзисторов, достичь свыше 100 мВ (среднеквадратичное значение) без какого-либо среза транзистором пиков сигналов. Сопротивление дифференциального режима, включенное между эмиттерными электродами транзисторов Q4 и Q5, может быть обеспечено другими известными способами, например сопротивлением резистора R61, изображенным на фиг. 8 пи-образного соединения, которое заменяет на фиг. 1 резисторы R5, R6 и R7 Т-образного соединения; сопротивлением резистора, соответствующего резистору R61 в другом π-образном соединении, которое является модификацией π-образного соединения фиг. 8, в которой транзисторы другого π-образного соединения, смещенные при работе источника постоянного тока, заменяют резисторы R62 и R63, и комбинационным соединением сопротивлений резисторов R5 и R6 в модификации Т-образного соединения фиг. 1 резисторов R5, R6 и R7, в котором транзисторы, смещенные при работе источника постоянного тока, заменяет резистор R7.

На фиг. 2 в усилителе с регулируемым усилением транзистор Q 21 является прибором с проводимостью типа NPN, который имеет базовый и коллекторный электроды, соединенные таким образом, что транзистор работает в режиме диода. Эмиттерный электрод Q21 подсоединен через сопротивление R21 к источнику опорного напряжения, который на фиг. 2 изображен как заземление. Опорный ток поступает в базовый и коллекторный электроды, соединенные между собой через сопротивление R22, имеющее один контактный вывод, подсоединенный к указанным электродам, и второй контактный вывод, подсоединенный, чтобы принимать положительное напряжение смещения по постоянному току VB3, приложенное к клемме T21. На фиг. 2 изображено, что напряжение VB3 поступает от батареи B3.

Транзистор Q22 типа NPN имеет эмиттерный электрод, подсоединенный к заземлению через сопротивление R23, а его базовый электрод подсоединен к базовому электроду транзистора Q21 так, что образуется схема токового зеркала в отношении опорного тока, поступаемого через R22. Транзисторы Q23 и Q24 типа NPN образуют пару транзисторов дифференциального усилителя, соответствующие эмиттерные электроды которых соединены с коллекторным электродом транзистора Q22. Базовый электрод транзистора Q23 соединен с клеммой T22 для приема в этом месте сигнала регулирования усиления, представляемого здесь сигналом, обеспечиваемым источником GC2, а базовый электрод транзистора Q24 соединен с клеммой T23 для приема положительного напряжения прямого смещения VB4 в этом месте, представляемое здесь напряжением, обеспечиваемым батареей B4.

Транзисторы Q25 и Q26 типа NPN образуют пару транзисторов дифференциального усилителя, отличающуюся тем, что их эмиттерные электроды соединены с коллекторным электродом транзистора Q24. Их базовые электроды соединяются с соответствующими входными клеммами T25 и T26 для приема уравновешенного входного сигнала в отношении напряжения смещения цепи HC. На фиг. 2 приводится батарея B5 с ее отрицательным полюсом, соединенным с точкой опорного напряжения заземления, обеспечивающим напряжением смещения цепи HC VB5 ее положительный полюс, на фоне которого действуют уравновешенные входные сигналы, обеспечиваемые генераторами S3 и S4 на клеммах T25 и T26. Коллекторные электроды транзисторов Q25 и Q26 соединяются через соответствующие сопротивления R24 и R25 с клеммой источника питания T27 для приема положительного рабочего напряжения VB2, изображенного как напряжение, поступающее от батареи B2. Коллекторный электрод транзистора Q25 кроме того соединяется с объединенными в контакте коллекторным и базовым электродами транзистора Q27 типа NPN, а коллекторный электрод транзистора Q26 также соединяется с объединенными коллекторным и базовыми электродами транзистора Q28 типа NPN. Объединенные эмиттерные электроды транзисторов Q27 и Q28 соединяются с коллекторным электродом транзистора Q23, а также соединяются с клеммой T27 сопротивлением R26. Транзисторы Q29 и Q30 типа NPN собраны по схеме повторителей напряжений типа эмиттерных повторителей, которые используются как выходные буферные каскады. Базовые электроды транзисторов Q29 и Q30 соединены с коллекторными электродами Q26 и Q25 соответственно, а коллекторные электроды Q29 и Q30 соединяются с клеммой питания T27. Эмиттерный электрод транзистора Q29 соединяется с клеммой выходного сигнала T28 и с одним выводом сопротивления R27, второй вывод которого подключен к заземлению. Эмиттерный электрод транзистора Q30 соединен с клеммой выходного сигнала T29, а второй вывод сопротивления R28, второй вывод которого подключен к заземлению.

В рабочем режиме ток от выхода схемы токового зеркала в коллекторном электроде транзистора Q22 регулируется между транзисторной парой Q23 и Q24, обеспечивая, с одной стороны, током Т-образного соединения транзисторы дифференциального усилителя Q25 и Q26 и обеспечивая, с другой стороны, током смещения транзисторы Q27 и Q28, включенные как диоды. Когда диодно включенные транзисторы Q27 и Q28 не пропускают ток, то коэффициент усиления равен их максимальному значению, который определяется максимальным током ответвления и сопротивлениями коллекторной нагрузки R24 и R25. Когда напряжение АРУ генератора стабильного тока GC2 становится достаточно положительным, чтобы сместить транзистор Q23 в проводящей ток состояние, то включенные как диоды транзисторы Q27 и Q28 имеют смещение для токопроводящего состояния, которое шунтирует коллекторные сопротивления R24 и R25 транзисторов Q25 и Q26, чтобы уменьшить их усиление. В это же время проводимость тока транзистора Q23 уменьшает величину тока, способного пройти через транзистор Q24, а также ток ответвления для транзисторов Q25 и Q26, уменьшенная величина тока ответвления которых соответствует их уменьшенной крутизне усиления и тем самым уменьшает их коэффициент усиления. В любом случае постоянный ток, протекающий через каждое из сопротивлений R24 и R25, не нарушается работой схемы АРУ. Однако, когда более половины рабочего тока ответвления для пары транзисторов дифференциального усилителя проходит в транзисторы Q27 и Q28, включенные как диоды, то уровень помех начнет снижаться. Это случается из-за самых худших показателей коэффициентов шума транзисторов Q25 и Q26, так как их внутренние эмиттерные сопротивления увеличиваются в ответ на уменьшенную проводимость тока за счет канала основной проводимости тока транзистора Q24. Соответственно уменьшение коэффициента усиления каскада за счет шунтирования сопротивлений коллекторных нагрузок R24 и R25 транзисторами Q27 и Q28, включенными как диоды, является главным образом механизм, обеспечивающий уменьшение усиления, а не уменьшение крутизны усиления транзисторов Q25 и Q26 благодаря уменьшению проходящего через них тока ответвления. Номинальный диапазон регулирования усиления расширяется приблизительно от 0 дБ до 26 дБ или около этого.

Усилитель с регулируемым усилением, приведенный на фиг. 2, в частности, не приведен для использования в качестве начального каскада многокаскадного УПЧ поскольку он будет перегружен более быстро сверхбольшими входными сигналами. Поскольку усилитель с регулируемым усилением, изображенный на фиг. 2, больше всего реагирует на диодное шунтирование коллекторных нагрузок транзисторов Q25 и Q26 со связанными эмиттерами чем на уменьшение их крутизны усиления благодаря уменьшению проходящего через них тока ответвления, то этот недостаток может быть решительно преодален добавлением эмиттерных сопротивлений отрицательной обратной связи для транзисторов Q25 и Q26 в их эмиттерную связь. Измененный каскад все еще не так хорош как первый каскад УПЧ, который представлен как усилитель с регулируемым усилением либо на фиг. 1, либо на фиг. 4, поскольку отмеченная выше проблема с показателем шума снимается, так как коэффициент усиления ограничивается снизу уровнем 0 дБ. Однако в самых(ом) последних(ом) каскадах(е) УПЧ, где динамический диапазон входного сигнала в этих(ом) каскадах(е) сужается, самым простым решением исполнения усилителя с регулируемым усилением, изображенном на фиг. 2, является предпочтительный выбор его перед усилителем с регулируемым усилением, изображенным либо на фиг. 1, либо на фиг. 2.

На фиг. 3 приводится каскадное соединение усилителей с регулируемым усилением, изображенное на фиг. 2. В рабочем режиме обычно в телевизионном УПЧ два сигнала, регулирующих коэффициент усиления, действующих на входах T1 и T2 соответственно, взаимодействуют так, что, когда уменьшение коэффициента усиления начинает проявляться, коэффициент усиления второго усилителя вначале уменьшается без уменьшения коэффициента усиления первого усилителя. Когда коэффициент усиления второго усилителя был уменьшен на заранее заданную величину, то последующие величины уменьшения коэффициента усиления уменьшает коэффициент усиления и первого, и второго усилителей в предварительно заданном соотношении. Таким образом при малых значениях уменьшения коэффициента усиления первый усилительный каскад продолжает работать со своим полным коэффициентом усиления, в то время как уменьшение суммарной величины усиления достигается за счет уменьшения коэффициента усиления второго усилителя. Известно, что такой режим работы, известный как режим задержанного во времени регулирования усиления, имеет преимущество в общем понижении коэффициента шума, поскольку использование второго усилителя тем самым остается небольшим при появлении самых слабых сигналов, когда шум усилителя все еще может быть существенным. На практике такая задержка, легко выполнимая различными способами, не приводится здесь, например за счет введения задержки изменения напряжения для сигнала, поступающего в первый усилитель.

Усилители, изображенные на фиг. 1 и фиг. 2, приспособлены для работы при обеспечении напряжением питания от одного источника питания с положительной полярностью, а на фиг. 3 соответственно приводится клемма источника питания T27, соединенная с клеммой источника питания T2. На практике батареи B3 и B4 заменяются цепями, расположенными внутри той же самой ИС, что и первый, и второй усилители с регулируемым усилением, когда цепями являются цепи известного типа для обеспечения напряжениями смещения из рабочего напряжения питания, которое поступает через клемму источника питания T2.

На фиг. 4 приводится другой усилитель с регулируемым усилением, который очень удобен для применения в качестве первого каскада в телевизионном УПЧ. Усилитель, изображенный на фиг. 4, имеет транзистор Q41 проводимости типа NPN, который имеет базовый и коллекторный электроды, объединенные токопроводящей связью с тем, чтобы работать в диодном режиме. Эмиттерный электрод Q41 подсоединен через сопротивление R41 к источнику опорного напряжения, изображенному как заземление на фиг. 4. Опорный ток поступает в объединенные базовый и коллекторный электроды через сопротивление R42, один вывод которого соединен с этими электродами, а другой вывод которого подсоединен так, чтобы получать рабочее напряжение положительной полярности VB3, приложенное к клемме T41. На фиг. 4 изображается батарея B3, обеспечивающая этим напряжением.

У транзистора Q42 типа NPN есть эмиттерный электрод, соединенный с заземлением через сопротивление R43, и базу, соединенную с базовым электродом транзистора Q41, тем самым образуя схему токового зеркала в отношении опорного тока, обеспечиваемого резистором R42. Транзисторы Q43 и Q44 типа NPN образуют пару дифференциального усилителя, имеющие соответствующие эмиттерные электроды, подсоединенные к коллекторному электроду транзистора Q42 через соответствующие сопротивления R44 и R45, и базовые электроды, подсоединенные к соответствующим входным клеммам T42 и T43 для приема входного сигнала между клеммами при соответствующем уровне смещения цепи HC. На фиг. 4 приводятся источники сигналов S1 и S2, подающие уравновешенный входной сигнал на входные клеммы T42 и T43, которые находятся под напряжением положительного смещения цепи HCVB1, обеспеченного батареей B1.

Транзисторы Q45 и Q46 типа NPN соединены как токовый расщепитель для коллекторного тока транзистора Q43, причем эмиттерный электрод каждого из них соединен с коллекторным электродом транзистора Q43. Транзисторы Q48 и Q49 типа NPN соединены как токовый расщепитель для коллекторного тока транзистора Q44, причем эмиттерный электрод каждого из них соединен с коллекторным электродом транзистора Q44. Базовые электроды транзисторов Q45 и Q48 подсоединены для приема напряжения положительной полярности смещения цепи HCVB6, поступаемого на клемму T45. Фиг. 4 представляет источник питания VB6 батарей B6. Базовые электроды транзисторов Q46 и Q49 соединены с клеммой T44 для приема напряжения регулирования усиления, которое на фиг. 4 изображается как поступаемое от источника управляющего напряжения GC4. Коллекторные электроды транзисторов Q45 и Q48 соединены через сопротивление R46 и через сопротивление R47 соответственно с клеммой питания T46, к которой рабочее напряжение положительной полярности VB2 поступает от батареи B2.

Регулируемая электрическим способом проводимость обеспечивается между выводами сопротивлений R46 и R47, удаленными от клеммы T46. Объединенные коллекторный и базовый электроды транзистора Q47 типа NPN и коллекторный электрод транзистора Q45 подсоединены к выводу сопротивления R46, удаленного от клеммы T46. Объединенные коллекторный и базовый электроды транзистора Q50 типа NPN и коллекторный электрод транзистора Q48 соединен с выводом сопротивления R47, удаленным от клеммы питания T46. Объединенные коллекторный и базовый электроды транзистора Q47 типа NPN соединены с коллекторным электродом транзистора Q45. Эмиттерные электроды транзисторов Q47 и Q50 и коллекторные электроды транзисторов Q46 и Q49 являются для всех объединенными токопроводящей связью и соединяются с клеммой источника питания T46 через сопротивление R48.

Выходной сигнал регулируемого усиления, появляющийся на выводе сопротивления R46, удаленного от клеммы T46, поступает на выходную клемму T47 через повторитель напряжения транзистора Q8, включенного по схеме усилителя с общим коллектором, типа NPN. Выходной сигнал регулируемого усиления, появляющийся на выводе сопротивления R27, удаленного от клеммы T46, поступает на выходную клемму T48 через повторитель напряжения транзистора Q9, включенного по схеме усилителя с общим коллектором, типа NPN.

В рабочем состоянии коллекторный выходной ток транзистора Q43 дифференциального усилителя включает ток Т-образного ответвления транзисторов Q45 и Q46 дифференциальной пары, которая функционирует как токовый расщепитель. В зависимости от уровня управляющего сигнала, появляющегося на клемме T44, коллекторный выходной ток транзистора Q43 дифференциальной пары усилителя может быть изменен через транзистор Q48 и через транзистор Q49, а затем через транзистор Q50, включенный как диод, или частично через каждый из транзисторов Q48 и Q49.

Изменение токов, которые протекают полностью через транзисторы Q46 и Q49, составляют полные коллекторные токи транзисторов Q43 и Q44, включая их дифференциальные изменения в узле соединения транзисторов Q47 и Q50, включенных как диоды, где изменения дифференциального сигнала вычитаются друг из друга в точке "виртуального заземления" для переменной составляющей. Коллекторные токи без составляющих Q45 и Q48, протекающие через транзисторы Q46 и Q49, дифференциальные изменения которых могут соответственно протекать к нагрузочным сопротивлениям R46 и R47, чтобы вызвать соответствующие напряжения сигнала, протекающего через них. Синфазные составляющие постоянного тока коллекторных токов транзисторов Q43 и Q44 протекают вместе через транзисторы Q47 и Q50, включенные как диоды, изменяя их проводимость до относительно малой величины по отношению к номиналам сопротивлений нагрузки R46 и R47 соответственно. Шунтирующие сопротивления малого номинала, реализованные с помощью транзисторов Q47 и Q50, включенных как диоды, определяются усилением по напряжению усилителя, изображенного на фиг. 4, как соотношение их сопротивлений R46 и R47 соответственно. Когда объединенные коллекторные токи транзисторов Q43 и Q44 изменяются диодно включенными транзисторами Q47 и Q50, то усиление останется на своем минимальном уровне.

Изменения токов, которые протекают в целом через транзисторы Q45 и Q48, добавляются к суммарным коллекторным токам транзисторов Q43 и Q44, включая их дифференциальные изменения, приложенные к сопротивлениям R46 и R47 соответственно. Соответствующие изменения токов, протекающих от транзисторов Q46 и Q49, в конце концов не приводят к изменению тока, протекающего через диодно включенные транзисторы Q47 и Q50 из-за того, что их проводимость соответственно очень мала и не оказывают заметного шунтирующего действия для нагрузочных сопротивлений R46 и R47, усиление по напряжению усилителя, изображенного на фиг. 4, таким образом остается на его максимальном уровне.

Изменение коллекторных токов транзисторов Q43 и Q44 ДУ с ЭС частично из-за уменьшения коэффициентов усиления транзисторов Q45 и Q48 за счет использования только некоторый части дифференциальных изменений коллекторных токов, протекающих в нагрузочных сопротивлениях R46 и R47, тем самым уменьшая напряжения соответствующих сигналов, выделяемых ими, в значительной степени контролируемых напряжением управления усилением источника GC4. Изменение коллекторных токов транзисторов Q43 и Q44 ДУ с ЭС частично из-за транзисторов Q46 и Q49 в то же самое время сопровождается дальнейшим уменьшением усиления, вызванное синфазными составляющими коллекторных токов, которые протекают через транзисторы, включенные как диоды, Q47 и Q50, так, что их проводимости шунтируют нагрузочные сопротивления R46 и R47 в значительной степени, также управляемые напряжением регулирования усиления источника GC4.

В любом случае суммарный ток, протекающий через сопротивление R46, остается неизменным во время процесса изменения усиления, причем он всегда равен коллекторному выходному току транзистора Q43, и аналогично суммарная величина тока в сопротивлении R47 остается неизменным во время процесса изменения усиления, причем она всегда равна величине коллекторного выходного тока транзистора Q44. Таким образом, если транзисторы хорошо подобраны, то не будет нарушения условий по постоянному току работы усилителя, когда изменяется коэффициент усиления.

Аналогичные преимущества получаются в конце концов для усилителя с регулируемым усилением, изображенным на фиг. 4, которые были описаны со ссылкой на усилитель, изображенный на фиг. 1. Усилитель на фиг. 4 предназначен для использования в качестве первого каскада УПЧ-изображения, причем транзисторы Q43 и Q44 дифференциального усилителя имеют эмиттерную связь с сопротивлением большого номинала для дифференциального режима между эмиттерными электродами для того, чтобы избежать искажения при перегрузке для ожидаемых уровней входного сигнала УПЧ. Сопротивление линейного дифференциального режима, обеспечиваемого резисторами R44 и R45, допускает напряжению дифференциального входного сигнала УПЧ, появляющемуся между их базовыми электродами, достичь уровень около 100 мВ (среднеквадратичное значение) без какого-либо ограничения транзистором пиков сигналов. Различные варианты эмиттерной связи, описанные выше в отношении транзисторов Q4 и Q5 дифференциального усилителя, могут быть использованы также с транзисторами Q43 и Q44 дифференциального усилителя.

На фиг. 5 проводится каскадное включение усилителей с регулируемым усилением, изображенных на фиг. 4 и фиг. 2. Транзисторы Q8 и Q9 типа NPN со смещением их эмиттеров в прямом направлении с помощью источников тока IS1 и IS2 образуют буферные каскады эмиттерных повторителей для выхода первого усилителя. Входной сигнал поступает на клеммы T42 и T43, и два сигнала регулирования усиления появляются на клеммах T44 и T22 соответственно. Аналогичные условия, действующие в каскадном включении усилителей с регулируемым усилением, приведенных на фиг. 3, применимы в отношении задержанного регулирования усиления или задержанного АРУ.

Усилители, приведенные на фиг. 4 и фиг. 2, пригодны для работы при использовании отдельного источника питания с положительным плюсом, а на фиг. 5 соответственно приводится клемма для источника питания T27, подсоединенная к клемме питания T46. Для варианта, приведенного на фиг. 5, транзистор Q42 принимает на свою базу напряжение от соединенных вместе коллекторного и базового электродов Q21, а компоненты R41, R42 и Q41 обходятся без связи.

На фиг. 6 приводится схема, которая включена в ИС вместе с каскадным включением усилительных каскадов либо так, как показано на фиг. 3, либо так, как показано на фиг. 5. На фиг. 6 транзисторов Q61 имеет проводимость типа NPN, а его базовый и коллекторный электроды имеют токопроводящую связь, чтобы работать в режиме диодного включения. Эмиттерный электрод Q61 соединен через сопротивление R61 с источником опорного напряжения, изображенного в данном случае как заземление. Опорный ток поступает в объединенные базовый и коллекторный электроды через сопротивление R62, один вывод которого соединен с указанными электродами, а второй вывод которого соединен так, чтобы принимать положительное напряжение смещения цепи HC VB3, приложенное к клемме T21. На фиг. 6 напряжение VB3 показано как напряжение, поступаемое от батареи B3. Транзисторы Q62 и Q63 типа NPN имеют свои эмиттерные электроды, соединенные с заземлением через сопротивления R63 и R64 соответственно, и имеют свои базовые электроды, подсоединенные к базовому электроду транзистора Q61 так, что образуется схема токового зеркала со сдвоенным выходом относительно опорного тока, поступаемого через R62.

Транзисторы Q64 и Q65 типа NPN образуют пару транзисторов дифференциального усилителя, имеющие свои соответствующие эмиттерные электроды, соединенные с коллекторным электродом транзистора Q62. Регулируемые по усилению, усиленные, уравновешенные сигналы ПЧ в эмиттерных электродах транзисторов эмиттерных повторителей Q29 и Q30 поступают на базовые электроды транзисторов Q64 и Q65. Коллекторные электроды транзисторов Q64 и Q65 подсоединены через соответствующие сопротивления R64 и R66 к клемме питания T27 для приема положительного рабочего напряжения VB2, изображенного как напряжение питания от батареи B2. Транзисторы Q66 и Q67 типа NPN собраны по схемам повторителей напряжений типа эмиттерного повторителя, которые служат выходными буферными каскадами. Базовые электроды транзисторов Q64 и Q65 соединены с коллекторными электродами Q64 и Q65 соответственно, а коллекторные электроды Q66 и Q67 соединены с клеммой питания T27. Эмиттерные электроды транзисторов Q66 и Q67 соединены с выводами соответствующих нагрузочных сопротивлений R67 и R68, другие выводы которых заземлены.

Эмиттерные электроды транзисторов Q66 и Q67 подпитывают уравновешенными выходными сигналами ПЧ, наложенными на потенциалы смещения цепи HC, второй детектор DET. Автоматическая регулировка этих потенциалов смещения цепи HC, чтобы исключить любой значительный разбаланс между ними, является задачей настоящего изобретения, описанного здесь и запатентованное в формуле изобретения. Второй детектор DET обеспечивает выходным сигналом клемму T60 и может, как показано на фиг. 6, обеспечивать вторым выходным сигналом клемму T61, когда выходные сигналы уравновешены при нормальном ходе событий. Второй детектор DET обычно находится в той же ИС, что и УПЧ, поскольку исключается паразитная обратная связь за счет навесных компонентов со входом УПЧ для небольших остаточных сигналов ПЧ с выхода второго детектора ЕТ, так как это может вызвать нежелательную неподавляемую регенерацию, когда будет усиленный сигнал ПЧ, если имеется навесной монтаж. Однако в менее реализуемых примерах второй детектор DET настоящего изобретения может находиться вне ИС УПЧ.

Потенциалы смещения цепи HC, на которые накладываются уравновешенные выходные сигналы ПЧ; автоматически регулируются петлей обратной связи по постоянному току для ДУ с непосредственной связью. Уравновешенные выходные сигналы ПЧ, появляющиеся на коллекторных электродах транзисторов Q64 и Q65, поступают на четырехполюсный низкочастотный фильтр LPF, который обеспечивает сигналами уравновешенного диапазона базовые электроды транзисторов Q68 и Q69 типа NPN усилителей с ОК. Транзисторы Q68 и Q69 имеют соответствующие эмиттерные нагрузочные резисторы R69 и R70, соединяющие их эмиттерные электроды с точкой потенциала заземления.

Сигналы уравновешенного диапазона, приложенные к базовым электродам транзисторов Q68 и Q69, содержат обычно потенциалы смещения цепи HC, на которые наложены уравновешенные выходные сигналы ПЧ. Транзисторы Q68 и Q69 функционируют как повторители напряжений типа эмиттерного повторителя для передачи разбаланса этих потенциалов смещения цепи HC на базовые электроды транзисторов Q70 и Q71 типа NPN. Транзисторы Q70 и Q71 соединены по схеме ДУ со связанными эмиттерами. Связь между эмиттерными электродами включает коллекторный электрод транзистором Q63 типа NPN, подключенный к эмиттерным электродам. Через транзистор Q63 протекает коллекторный ток от этого Т-образного соединения, который пропорционален значению опорного тока, протекающего через сопротивление R62, благодаря работе транзисторов Q61 и Q63, собранных по схеме "токового зеркала". Коллекторные электроды транзисторов Q70 и Q71 соединены так, чтобы проводить уравновешенные токи от эмиттерных электродов ранее описанных транзисторов Q8 и Q9, включенных по схеме эмиттерных повторителей, соответственно после разбаланса потенциалов прямого смещения, на которые наложены уравновешенные выходные сигналы ПЧ, поступаемые во второй детектор DET. Эти соединения замыкают петлю OC по ПТ для ДУ с непосредственной связью, используемой для исключения любого сильного разбаланса потенциалов прямого смещения.

Низкочастотный фильтр LPF состоит из сопротивления R71, соединяющего коллекторный электрод транзистора Q64 с базовым электродом транзистора Q68, сопротивления R72, соединяющего коллекторный электрод транзисторов Q65 с базовым электродом транзистора Q69, и плавающей емкости С1, включенной между базовыми электродами транзисторов Q68 и Q69. Низкочастотный фильтр LPF кроме того имеет две одинаковые емкости С2 и С3, шунтирующие базовые электроды транзисторов Q68 и Q69 соответственно с точкой или точками потенциала заземления. Емкости С2 и С3 имеют относительно небольшой номинал по сравнению с плавающей (незаземленной) емкостью С1 и подавляют синфазный сигнал, появляющийся на базовых электродах транзисторов Q68 и Q69.

Емкости C1, C2 и C3 обычно имеют структуру металл-оксид-полупроводник (МОП). Плавающая емкость C1 выполняет операцию фильтрации, эквивалентную действию двух зашунтированных на заземление емкостей, которые в два раза больше ее геометрических размеров. Плавающая емкость C1 со МОП-структурой занимает лишь четверть площади кристалла ИС от выделенного для двух зашунтированных на заземление емкостей, обеспечивающих эквивалентную функцию фильтрации. Плавающая емкость C1 может быть создана из двух МОП-транзисторов одинакового размера, параллельно соединенных с металлической обкладкой каждого соединения с полупроводниковой пластиной другого конденсатора. Одинаковый номинал емкостей полупроводниковых пластин к заземлению подложки проявляется в соответствующих соединениях емкостей С1 и С2, потом как, по крайней мере, части этих емкостей.

Поскольку петля ОС, используемая для ограничения любого сильного разбаланса потенциалов прямого смещения, на которые наложены уравновешенные сигналы ПЧ, охватывает лишь два каскада с регулируемым усилением напряжения с максимальным коэффициентом усиления по напряжению от ста до двухсот раз, а не три каскада усиления по напряжению с максимальным коэффициентом усиления по напряжению в 1000 раз и более, то первичный полюс разомкнутой петли, предоставляемый низкочастотным фильтром LPF, не требует местоположения в полосе частот как низкая частота для того, чтобы гарантировать стабильность работы замкнутой петли ОС. Это уменьшает требуемый размер плавающей емкости С1. Чем меньше постоянная времени прохождения сигнала в петли ОС, тем меньше требуется времени на "восстановление" при воздействии импульсных помех или запуске. Использование обратной связи по току в дифференциальном режиме с эмиттерными электродами транзисторов Q9 и Q8 эмиттерных повторителей обеспечивает нелинейной реакцией обратной связи с пониженным коэффициентом связи при больших рассогласованиях. Она также стремится исключить неустойчивую реакцию петли ОС во время запуска или действия импульсных помех.

На фиг. 7 приводится модификация, которую можно сделать с усилителем с электронной регулировкой усиления, изображенным на фиг. 1, в котором Т-образное соединение из резисторов R5, R6 и R7 заменяется эквивалентным π-соединением π-образным соединением) резисторов R81, R82 и R83. Сопротивление R61 равно сумме сопротивлений R5 и R6, сопротивление R82 равно сумме сопротивлений R5 и R7, сопротивление R83 равно сумме сопротивлений R6 и R7.

На фиг. 8 приводится модификация, которую можно сделать с усилителем с электронной регулировкой усиления, изображенным на фиг. 1, в котором Т-образное соединение из резисторов R44, R45 и источника стабильного тока (ГСТ), образованного транзистором Q42 и резистором R43, заменяется эквивалентным π-соединением (π-образным соединением) из резисторов R44, R45 и других ГСТ, один из которых образован транзистором Q81 и резистором R85, а другой образован транзистором Q82 и резистором R86. Таким образом схема "токового зеркала" с единственным выходом, состоящая из элементов Q41, R41, Q43 и R43, заменяется схемой токового зеркала со сдвоенным выходом, состоящей из элементов Q41, R41, Q85, R85, Q82 и R86.

На фиг. 9 приводятся те части телевизионного приемника или видеомагнитофона, которые используются при приеме сигнала звукового сопровождения, видеосигнала и частей синхронизирующих сигналов передаваемого полного телевизионного сигнала, когда телевизионный приемник использует усилители промежуточной частоты типа, изображенного на фиг. 3 или фиг. 5. Фиг. 9 удобна в понимании каким образом задержанное автоматическое регулирование усиления может быть использовано в УПЧ типа, изображенных на фиг. 3 и фиг. 5.

УПЧ, используемые для дальнейшего усиления сигнала звукового сопровождения ПЧ после его выделения, обычно называется "УПЧ звукового сопровождения". Для того, чтобы избежать недоразумения, в последующем описании фиг. 9 будет спользован термин "видео-УПЧ", который относится лишь к УПЧ, используемому для обеспечения входным сигналом второго детектора звукового сопровождения, генерирующего сигнал звукового сопровождения ПЧ, и будет обозначен термином "УПЧ-изображения", который относится лишь к УПЧ, используемому для обеспечения входным сигналом видеодектора, создающего полный телевизионный сигнал. Термин "УПЧ" будет общим термином, связанным либо с термином видео-УПЧ, либо с термином УПЧ-изображения, но не с термином "УПЧ звукового сопровождения".

Телевизионные сигналы, принятые антенной 10, поступают в высокочастотный усилитель 12. Преобразователь с понижением частоты 14, который обычно состоит из смесителя и одного или нескольких перестраиваемых задающих генераторов, генерирующих на частотах, превышающих частоты сигналов, расположенных в диапазонах частот телевизионного вещания, выдает в ответ на усиленные телевизионные сигналы, полученные от высокочастотного усилителя 12, генерируемые сигналы ПЧ с несущей звукового сопровождения на частоте 41,25 МГц и с несущей изображения на частоте 45,75 МГц. Иногда преобразователь с понижением 14 считается "первым детектором".

Сигналы ПЧ от первого детектора поступают в блок фильтра 16, который разделяет несущую звукового сопровождения и ее ЧМ боковых полос (а также несущую изображения в приемниках звукового сопровождения ПЧ), для использования в покаскадном соединении первого каскада видеосигнала ПЧ 18, второго каскада видеосигнала ПЧ 20 и третьего каскада видеосигнала ПЧ 22. Низкочастотный фильтр 24, сформированный на кристалле с другой схемой, в ответ на разбаланс потенциалов смещения цепи НС, на которые наложены уравновешенные выходные сигналы ПЧ третьего каскада видеосигнала ПЧ 22, выдает сигналы обратной связи (ОС) дифференциального режима на суммирующие элементы 26 и 28. Суммирующие элементы 26 и 28 объединяют сигналы ОС дифференциального режима с уравновешенными выходными сигналами от первого каскада выдеосигнала ПЧ 18, чтобы получить скорректированные входные сигналы для второго каскада видеосигнала ПЧ 20.

Сигналы ПЧ от первого детектора к тому же поступают в блок фильтра 30, который выделяет остаточную несущую изображения и ее боковую полосу АМ для использования в покаскадном соединении первого каскада УПЧ изображения 32, второго каскада УПЧ изображения 34 и третьего каскада УПЧ изображения 36. Низкочастотный фильтр 38, реализованный на кристалле с другой схемой, в ответ на разбаланс потенциалов смещения цепи НС, на которые накладываются уравновешенные выходные сигналы УПЧ третьего каскада, УПЧ изображения 36 выдает сигналы ОС дифференциального режима на суммирующие элементы 40 и 42. Суммирующие элементы 40 и 42 объединяют сигналы ОС дифференциального режима с уравновешенными выходными сигналами от первого каскада УПЧ изображения 32, чтобы получить скорректированные входные сигналы для второго каскада УПЧ изображения 34.

Второй преобразователь 34, которым может быть синхронный детектор восстановленной несущей в телевизионном приемнике, генерирующий сигнал ПЧ звукового сопровождения интерференционным способом, принимает усиленные 45-МГц сигналы ПЧ от третьего каскада видео-УПЧ и отвечает тем, что генерирует частотно-модулированный 4,5-МГц сигнал ПЧ, выделенный полосовым фильтром 46 с полосой пропускания, отцентрированной относительно частоты 4,5 МГц. Полосовой фильтр 46 подавляет частоты зеркального канала, которые могут в другом случае сопровождать ЧМ 4,5-МГц сигнал ПЧ звукового сопровождения, которые поданы в ограничитель 48. Ограничитель 48 подавляет нежелательную амплитудную модуляцию ЧМ 4,5-МГц несущую, который обеспечивает выходным сигналом ПЧ звукового сопровождения дискриминатор ЧМ сигнала звукового сопровождения, когда дискриминатор детектирует частотную модуляцию 4,5-МГц несущей, чтобы получить низкочастотный сигнал, поступаемый в оставшуюся часть телевизионного приемника или видеомагнитофона. Имеются другие известные устройства выделения информации, относящейся к звуковому сопровождению, заложенной в частотную модуляцию выходного сигнала ПЧ звукового сопровождения, когда устройства включают схемы для подавления выходного сигнала упомянутых устройств для выделения информации, относящейся к звуковому сопровождению, из изменений амплитуды выходного сигнала ПЧ звука, известные как дробный детектор.

Детектор перегрузки по видео-ПЧ 52 выдает в ответ на усиленные ПЧ сигналы от третьего каскада видео-УПЧ 22, превышающие допустимый уровень как входной сигнал для преобразователя с понижением 44, чтобы получить дополнительный сигнал автоматического регулирования усиления (АРУ) для первого каскада видео-УПЧ 18, увеличивая во время ненормальных состоянияй нормального сигнала АРУ, генерируемого в ответ на действие сигнала ПЧ-изображения. Для того, чтобы облегчить отслеживание АРУ между каскадами видео-ПЧ и изображения ПЧ, видеоусилители ПЧ 18, 20 и 22 располагаются внутри корпуса такой ИС как УПЧ-изображения 32, 34 и 36. Преобразователь с понижением 44, детектор перегрузок 52, видеодетектор 54, детектор АРУ и схемы задержанного АРУ 58 и 60 преимущественно также находятся внутри той же ИС.

Видеодетектор 54, который принимает усиленные сигналы ПЧ от третьего каскада УПЧ-изображения 36, выделяет полный телевизионный сигнал. Детектор АРУ 54 формирует сигнал АРУ детектированием пиков синхронизирующих импульсов, включенных в состав полного телевизионного сигнала. Если видеодетектором 54 является детектор огибающей, то детектор АРУ 56 обычно является управляемым детектором АРУ так, чтобы обеспечить устойчивость АРУ к импульсной помехе. Если видеодетектором 54 является синхронный детектор, что является современным достижением в проектировании телевизионного приемника, то детектор АРУ 56 обычно занимается фильтрацией входного сигнала, чтобы ослабить выходной сигнал на частоте 2 МГц или ту составляющую полного телевизионного сигнала, выделенную видеодетектором 54, когда составляющая является результатом возбуждения блока фильтра 30 на его собственной средней частоте диапазона. Эта фильтрация входного сигнала детектора АРУ 56 должна обеспечить пропуск частот почти вплоть до 500 кГц. Это выполняется так, что уравновешенные импульсы могут быть детектированы по пикам и самая верхняя часть синтезированного телевизионного изображения нежелательно увеличивается по яркости относительно оставшейся части телевизионного изображения. Детектор АРУ 56 в любом случае осуществляет фильтрацию из своего выходного сигнала шумовой полосы частот шириной 400 Гц или около этого.

Сигнал АРУ, сформированный детектором АРУ 56, получающийся из полного телевизионного сигнала, детектированного видеодетектором 38, используется для регулирования коэффициента усиления и в УПЧ-изображения, и в видео-УПЧ, а также усиление в высокочастотном усилителе 12. Формирование сигнала АРУ, получающегося из полного телевизионного сигнала, позволяет выполнить прецизионное регулирование усилением усилителей ПЧ-изображения, которое должно линейно усилить боковые полосы амплитудной модуляции. Видеоусилителям ПЧ требуется регулирование усиления в основном для того, чтобы избежать перегрузки преобразователя с понижением 44, громадная перегрузка которого предупреждается в любом случае детектором перегрузки видео-УПЧ. Линейность, с которой боковые полосы ЧМ несущей звукового сопровождения усиливаются, не является особой задачей. Полосовой фильтр 46 и ограничитель 48 подавляют результаты действий любых рассогласований усиления в каскаде видео-УПЧ, а также в преобразователе с понижением частоты 44. Итак получаемое приемлемое слежение АРУ от видеоусилителей ПЧ 18 и 20 до усилителей ПЧ-изображения 32 и 34 достижимо на практике. Сигнал АРУ, полученный детектором АРУ 56, поступает параллельно без задержки во вторые каскады 20 и 34 усилителей ПЧ-видео и ПЧ-изображения. Сигнал АРУ, полученный детектором АРУ 56, поступает параллельно без задержки в первые каскады 18 и 32 усилителей ПЧ-видео и ПЧ-изображения. Обычно, как показано на фиг. 9, первые каскады 18 и 32 усилителей ПЧ-видео и ПЧ-изображения осуществляют задержку АРУ, приложенного к ним через соответствующие схемы задержки АРУ 58 и 60 так, что лишь отдельный контур АРУ должен быть в рабочем состоянии от части ИС, имеющей УПЧ-изображения, расположенный внутри ИС, и от части ИС, имеющей видео-УПЧ.

Сигнал АРУ, сформированный детектором АРУ 56, поступает в УПЧ 12 с еще большей задержкой, которая обеспечена схемами задержки регулирования усиления селектора каналов, обычно расположенных на кристалле ИС УПЧ. При приеме слабых сигналов любое уменьшение усиления через каскады высокочастотного усилителя и УПЧ имеет место во вторых каскадах 20 и 34 усилителей видео-УПЧ и УПЧ-изображения. Высокочастотный усилитель 12 и первые каскады 18 и 32 усилителей видео-ПЧ и ПЧ-изображения работают на полном усилении, чтобы сохранить наилучшие отношения сигнал/помеха в сигналах, поступаемых во вторые каскады 20 и 34 усилителей видео-ПЧ и ПЧ-изображения. Так как вторые каскады 20 и 34 усилителей видео-ПЧ и ПЧ-изображения обеспечивают необходимые уровни сигналов при увеличении уровня ВЧ сигнала от антенны 10, то схемы задержки АРУ 58 и 60 обеспечивают задержанной АРУ первые каскады 18 и 32 усилителей видео-ПЧ и ПЧ-изображения, чтобы уменьшить их усиление. При приеме сильных сигналов схемы задержки АРУ селектора каналов 62 направляет сигнал АРУ в ВЧ усилитель 12, чтобы уменьшить его усиление, тем самым избежать перегрузки преобразователя с понижением частоты 14 и первых каскадов 18 и 32 усилителей видео-ПЧ и ПЧ-изображения.

Пунктирной линией 70 очерчены элементы, которые, за исключением шунтирующих проходных конденсаторов больших номиналов, обычно располагаются внутри отдельной монолитной интегральной схемы (ИС). Каскады УПЧ-изображения пропускают уравновешенные сигналы, начиная с входного сигнала, приложенного к первому каскаду УПЧ 32 от блока фильтра УПЧ-изображения 30 до выхода от третьего каскада УПЧ-изображения 36 к видеодетектору 54, а выходной сигнал от детектора 38 поступает несимметричным от ИС, чтобы ослабить любые стремления к самовозбуждению в частях наибольшего усиления диапазона регулирования усиления УПЧ-изображения. Каскады видео-УПЧ работают с однополюсным входным сигналом, приложенным к первому каскаду УПЧ 18 от блока фильтра видео-УПЧ 16, допуская некоторое упрощение этого блока фильтра 16, поскольку остальная часть каскадов видео-УПЧ работает с уравновешенными сигналами для того, чтобы ослабить любые стремления к самовозбуждению в частях с самым высоким коэффициентом усиления диапазона регулирования усиления видео-УПЧ. Выходной сигнал от преобразователя с понижением частоты 44 выходит в форме симметричного сигнала на полосовой фильтр 46 для того, чтобы ослабить любые стремления к самовозбуждению в частях с самым высоким коэффициентом усиления диапазона регулирования усиления видео-УПЧ.

Усилители с регулируемым усилением, изображенные на фиг. 2 и 4, легко модифицируются так, что уменьшение коэффициента усиления проявляется в увеличении глубины регулирования АРУ напряжением, становящимся все более и более отрицательным, а не напряжением АРУ, становящимся все более и более положительным. На фиг. 2 клемма Т22, а не клемма Т23, соединяется для приема напряжения прямого смещения VB4, а на клемму Т23 поступает напряжение АРУ, которое становится все более и более отрицательным так, что уменьшение коэффициента усиления проявляется в увеличении глубины регулирования. На фиг. 4 клемма Т44, а не клемма Т46, подсоединена для приема напряжения прямого смещения VB6, а клемма Т46 принимает напряжение АРУ, которое становится все более и более отрицательным так, что уменьшение коэффициента усиления проявляется в увеличении глубины регулирования. Усилитель с регулируемым усилением, приведенный на фиг. 1, можно также модифицировать так, что уменьшение коэффициента усиления проявляется в увеличении глубины регулирования за счет регулирования АРУ напряжением, которое становится все более и более отрицательным. Одним из способов выполнить это заключение в замене источника тока и схемы потребления из соединенных между собой компонентов R1, Q2, Q3, R13, R14 и Q14, Q15 с однополюсной схемой токового зеркала для отвода тока через резистор R12 объединенных эмиттерных токов Q10 и Q12 как выходной ток, увеличенный по отношению к входному току, поступаемого к этой схеме токового зеркала. Схема токового зеркала со сдвоенным выходом, имеющая входное соединение, проведенное к напряжению VB2, имеющая первое выходное соединение для питания входным током однополюсной схемы токового зеркала и имеющая второе выходное соединение для питания током, равным выходному току однополюсной схемы токового зеркала как источник тока для объединенных базового и коллекторного токов транзисторов Q11 и Q13, и резистор, включенный между клеммой Т1 и входным соединением схемы токового зеркала со сдвоенным выходом, чтобы генерировать входной ток прямо к этой схеме токового зеркала, связанный с напряжением АРУ, приложенным к клемме Т1.

Настоящее изобретение раскрыто здесь и его принципы объяснены с помощью примерных примеров реализации, но не ограничивается только этими примерами реализации настоящего изобретения. Как будет понятно специалистам в данной области техники, различные изменения и модификации могут быть выполнены без отхода от сущности настоящего изобретения. К примеру примеры реализации, приведенные здесь, используют усилительные транзисторы с проводимостью типа NPN. Очевидно, что транзисторы типа PNP могут быть подставлены с соответствующими схемными изменениями, которые знакомы специалистам в данной области техники, или полевые транзисторы могут быть использованы вместо биполярных транзисторов снова с соответствующими схемными модификациями, которые знакомы специалистам в данной области техники. К тому же другие конфигурации схем токового зеркала могут заменить отдельные формы, используемые в данном случае как пример для объяснения принципа применения. Кроме того понятно, что токовое управление не обязательно достигается обычной дифференциально связанной парой, хотя они имеют преимущество благодаря простоте исполнения, а может быть также реализовано другими схемами, которые расщепляют входной ток на две составляющие, имеющие регулируемое соотношение. Эти и другие аналогичные изменения рассматриваются в пределах сущности настоящего изобретения, которое определено пунктами формулы изобретения.

Формула изобретения

1. Устройство усиления по промежуточной частоте, содержащее первый детектор, соединенный с частотно-избирательным фильтром, второй детектор для приема уравновешенных напряжений входного сигнала, наложенных на соответствующие потенциалы смещения цепи непосредственно связи, непосредственно связанное покаскадное соединение каскадов усилителя для усиления входного сигнала от частотно-избирательного фильтра, тем самым обеспечивая второй детектор уравновешенными напряжениями входного сигнала, наложенными на соответствующие потенциалы смещения цепи непосредственной связи, образованное последовательно соединенными первым, вторым и третьим дифференциальными усилителями, каждый из каскадов которых имеет соответствующую пару входным клемм, причем выходной сигнал частотно-избирательного фильтра появляется между клеммами первого дифференциального усилителя со связанными эмиттерами транзисторов, блоки автоматического регулирования усиления для управления соответственно коэффициентами усиления по напряжению, первого и второго дифференциальных усилителей со связанными эмиттерными связями транзисторов, дифференциальную низкочастотную схему фильтра для уравновешенных напряжений входного сигнала, наложенных на соответствующие потенциалы смещения цепи непосредственной связи, поступающих от соответствующей пары выходных клемм третьего дифференциального усилителя на транзисторах со связанными эмиттерами для формирования сигнала обратной связи по постоянному току, отличающееся тем, что содержит средство, объединяющее уравновешенные сигналы обратной связи по постоянному току с уравновешенными выходными сигналами от соответствующей пары выходных клемм первого дифференциального усилителя со связанными эмиттерами транзисторов для соединения с соответствующей парой входных клемм второго дифференциального усилителя со связанными эмиттерами транзисторов.

2. Устройство по п.1, отличающееся тем, что вторым детектором является видеодетектор.

3. Устройство по п.1, отличающееся тем, что вторым детектором является преобразователь с понижением частоты, за которым следует полосовой фильтр для пропуска необходимого результата преобразования с понижением выходного сигнала и для подавления в его выходном сигнале изображения необходимого результата преобразования с понижением вне полосы пропускания полосового фильтра.

4. Устройство по п. 3, отличающееся тем, что включает устройство для детектирования информации, заключенной в необходимом результате преобразования с понижением, выбранном полосовым фильтром.

5. Устройство по п.4, отличающееся тем, что устройство для детектирования информации, заключенной в необходимом результате преобразования с понижением, включает схему для детектирования изменения по частоте необходимых результатов преобразования с понижением, выбранных полосовым фильтром.

6. Устройство по п. 1, отличающееся тем, что средство, объединяющее уравновешенные сигналы обратной связи по постоянному току с уравновешенными выходными сигналами от соответствующей пары выходных клемм первого дифференциального усилителя со связанными эмиттерами транзисторов, для соединения с соответствующей парой входных клемм второго дифференциального усилителя со связанными эмиттерами транзисторов, включает четвертый дифференциальный усилитель со связанными эмиттерами транзисторов, имеющий соответствующую пару выходных клемм, соответственно соединенных с соответствующей парой входных клемм второго дифференциального усилителя со связанными эмиттерами транзисторов, и имеющий соответствующую пару входных клемм, четырехполюсный низкочастотный фильтр, имеющий соответствующую пару входных клемм, к которым подсоединена соответствующая пара выходных клемм третьего дифференциального усилителя со связанными эмиттерами транзисторов, и имеющий соответствующую пару выходных клемм, и средство для подачи разности потенциалов, действующих на выходных клеммах низкочастотного фильтра, на входные клеммы четвертого дифференциального усилителя со связанными эмиттерами транзисторов.

7. Устройство по п.6, отличающееся тем, что четырехполюсный низкочастотный фильтр включает первый и второй резисторы одинакового номинала, причем каждый из них имеет соответствующий первый вывод, к которому подсоединена соответствующая одна из пары выходных клемм третьего дифференциального усилителя со связанными эмиттерами транзисторов, и соответствующий второй вывод, подсоединенный к соответствующей одной из выходных клемм низкочастотного фильтра, и конденсатор, имеющий первую и вторую обкладки соответственно, соединенные с соответствующими выходными клеммами низкочастотного фильтра.

8. Устройство по п.7, отличающееся тем, что средство для подачи разности потенциалов, действующих на выходных клеммах низкочастотного фильтра, на входные клеммы второго дифференциального усилителя со связанными эмиттерами транзисторов включает первый и второй транзисторы, включенные по схеме усилителя с общим коллектором, имеющие соответственно базовые электроды, к которым подсоединены соответствующие из пары выходных клемм низкочастотного фильтра, и имеющие соответствующие эмиттерные электроды, подсоединенные к соответствующим из пары входных клемм четвертого дифференциального усилителя со связанными эмиттерами транзисторов.

9. Устройство по п.6, отличающееся тем, что средство для подачи разности потенциалов, действующих на выходных клеммах низкочастотного фильтра, на входные клеммы второго дифференциального усилителя со связанными эмиттерами транзисторов включает первый и второй транзисторы, включенные по схеме усилителя с общим коллектором, имеющие соответственно базовые электроды, к которым подсоединены соответствующие из пары выходных клемм низкочастотного фильтра, и имеющие соответствующие эмиттерные электроды, подсоединенные к соответствующим из пары входных клемм четвертого дифференциального усилителя со связанными эмиттерами транзисторов.

РИСУНКИ

Рисунок 1, Рисунок 2, Рисунок 3, Рисунок 4, Рисунок 5, Рисунок 6, Рисунок 7, Рисунок 8, Рисунок 9