Способ усиления амплитудно-модулированных и фазоманипулированных сигналов и устройство для его осуществления

 

Способ и устройство предназначены для усиления широкополосных радиосигналов с амплитудной модуляцией (AM) или с фазовой двухпозиционной манипуляцией (ФМ2). Способ основан на регенерации активных потерь, осуществляемой управляемым двухполюсником путем контроля его импеданса сигналом управления, содержащим частоту, равную удвоенной несущей сигнала, реактивные параметры двухполюсника существенно меньше активных. Усиление AM и ФМ2 сигналов реально достигается путем последовательного включения по току источника сигнала с управляемым двухполюсником, сигнальные импедансы обоих соизмеримы. Технический результат: устройство предполагает сведение к минимуму неконтролируемых параметров двухполюсника, источника сигнала и нагрузки. Настройка его упрощается, если фазочастотная зависимость контролируемой составляющей импеданса линейна в рабочем диапазоне частот. 2 с. и 2 з.п. ф-лы, 7 ил.

Изобретение относится к технике усиления модулированных сигналов с минимумом избыточных шумов и может быть использовано в радиоприемных устройствах.

Известен способ усиления сигналов, основанный на явлении вынужденного излучения в среде с инверсной населенностью энергетических уровней [1]. Недостатком его является небольшая относительная ширина полосы усиливаемых частот, необходимость привлечения криогенной техники.

Известен также способ усиления сигналов, заключающий в регенерации потерь в резонансной системе, осуществляемый параметрическим реактивным элементом с помощью холостого контура [2]. Недостатком его является небольшая относительная ширина полосы усиления, в особенности при использовании контуров первого порядка.

Наиболее близким по совокупности признаков к предлагаемому изобретению является способ усиления сигналов, заключающийся в регенерации потерь в резонансной системе, осуществляемый с помощью одноконтурного параметрического усилителя синхронного типа [3] . Недостатком его является малое отношение Δf/f₀, сильная зависимость ширины полосы усиления 2Δf от номинала несущей f₀.

Цель изобретения - усиление амплитудно-модулированного и фазоманипулированного двухпозиционного (АМ- ФМ-2) сигналов с минимумом избыточных шумов при значении отношения Δf/f₀, близкого к единице.

Данная цель достигается тем, что параметрический двухполюсник полного импеданса (2, 3, фиг. 1), осуществляющий регенерацию активных потерь, образован активной проводимостью 3, контролируемой с помощью формирователя сигнала управления (ФСУ) (4), вырабатывающего сигнала управления (СУ), в составе которого имеется частота, равная удвоенной несущей сигнала, а реактивная составляющая импеданса двухполюсника 2, также контролируемая при помощи ФСУ (4), в полосе частот сигнала 2Δf составляет незначительную долю в характеристике двухполюсника.

Полезный сигнал в форме напряжения наводится на выводах двухполюсника (2, 3). С помощью преобразователя "напряжение-ток" (5) сигнал может быть подан на вход следующего каскада. Цифрой 1 обозначен источник входного сигнала, имеющий высокое выходное сопротивление (модуль), если регенерация потерь в двухполюснике приводит к уменьшению его проводимости.

Вариантом устройства, осуществляющего данный способ усиления, может служить источник входного сигнала (1, фиг. 2), имеющий малое выходное сопротивление, нагруженный на двухполюсник (2, 3), регенерация потерь в котором сопровождается уменьшением сопротивления полезному сигналу. Элемент 5 в этом случае является преобразователем "ток-напряжение" и включается последовательно с источников сигнала и двухполюсником (фиг. 2).

Формально двухполюсник (2, 3, фиг. 1, 2) может проявить усилительные свойства в отношении АМ- ФМ-2 сигналов, являясь элементом более сложных цепей [4] . И наоборот, двухполюсник (2, 3) может быть синтезирован из более сложной цепи, например, из трехполюсника (фиг. 3). По этой причине следует ввести понятие "управляемый активный элемент" (УАЭ)-трех- или четырехполюсник, в котором по определению контролируемая составляющая функции передачи активного типа преобладает над контролируемой составляющей функции передачи реактивного типа. Иные (неконтролируемые) параметры УАЭ должны быть достаточно малыми, либо в сочетании с другими элементами схемы скомпенсированы.

Реально положительный эффект достигается путем выполнения специальных технических решений.

Первое из этих решений заключается в соизмеримости включенных последовательно по току сигнала импеданса источника (1) и сигнального импеданса двухполюсника (2, 3). Полезный эффект в этом случае проявляет себя аналогично резонансу токов (напряжений) в параллельном (последовательном) контуре. Сущность данного решения уже изложена (фиг. 1, 2). Критерий РСТ - 1А.

Вторым, наиболее важным, решением является нейтрализация неконтролируемых параметров усилителя. Такая нейтрализация может быть осуществлена путем параллельного подключения к управляемому двухполюснику (2, 3, фиг. 1, 2) второго двухполюсника (6), имитирующего нейтрализуемый параметр, например, отрицательную емкость [5]. Вариантом данного решения может служить управляемый двухполюсник, совмещенный с нейтрализующим (фиг. 3, 4). Критерий РСТ второго решения - IS.

Третьим техническим решением, облегчающим достижение полезного эффекта, является придание контролируемым составляющим импеданса двухполюсника характера слабой положительной (возрастающей) или отрицательной (спадающей) линейной фазочастотной зависимости (линейность ФЧХ). Критерий PCT - IA, IS (ненулевая контролируемая реактивность).

Достаточно полное представление способа усиления с учетом перечисленных выше технических решений может быть получено в результате анализа представленной электрической схемы (фиг. 5). Приняты следующие обозначения: J_вх = J₀(t)·cos(ωt+Ψ); (1) C_Σ = C₀+C₂·cos2ωt; (2) g_Σ = g₀+g₂·cos2ωt, (3) причем g₀ - суммарное значение контролируемой и паразитной активных проводимостей, включая проводимость источника сигнала и нагрузки; g₂ - контролируемый параметр активной управляемой проводимости; C₀ - сумма контролируемой и паразитной емкостей двухполюсника, в том числе выхода источника сигнала и входа преобразователя (5, фиг. 1); C₂ - контролируемый параметр управляемой емкости.

Синхронизм управления емкостью (2) и проводимостью (3) в отношении сигнала обеспечивается независящей от времени фазой Ψ (1), синхронизм между изменением емкости (2) и активной проводимости (3) полагаем выполненным безусловно, с пренебрежимо малыми фазовыми погрешностями.

Уравнение, описывающее процессы в цепи, имеет следующий вид: В более общем случае цепь, в которой возможна регенерация активных потерь, описывается формулой, близкой к (4):

Входное воздействие (1) в общем случае обогащено нечетными гармониками несущей ω. В дальнейшем для упрощения мы принимаем везде m равно единице;
полезный выходной сигнал, обогащенный нечетными гармониками несущей сигнала ω;
сумма контролируемых и неконтролируемых медленно изменяющихся или постоянных во времени параметров цепи;
сумма контролируемых параметров двухполюсника, учитывающая линейные погрешности ФСУ (4, фиг. 1, 2).

Функцию всегда можно представить в виде:

причем β - не зависящий от частоты и времени параметр;
неконтролируемая (паразитная) амплитудно-частотная комплексная зависимость.

Согласно п. 2 формулы, полезный эффект может быть достигнут при осуществлении условий:

Согласно п. 3 формулы, характеризуется линейной ФЧХ на участке 0..2Ω_max (фиг.6).
Общей характеристикой способа усиления и реализующего устройства может служить соотношение:

При этом неравенство (8) характеризует не столько возможность достижения положительного эффекта, сколько его величину (например, коэффициент усиления), величину линейных искажений сигнала. Разъяснение этого явления дано в разделе "Частотные свойства".

Достаточно полное представление о регенерации потерь в двухполюснике в полосе частот, меньших 2Ω_max (фиг.6), может быть получено из частного решения уравнения (1 - 4), общее решение этого уравнения в силу малости реактивных параметров (8) будет отличаться незначительно.

Существует область значений параметров уравнения (4), в которой частное решение является функцией решения асимптотического уравнения
J₀(t)cos(ωt+ϕ) = U_вых·(g₀+g₂·cos2ωt), (9)
полученного приравниванием к нулю реактивностей C₀ и C₂. В этом случае огибающая J₀(t) (1) является произвольной функцией, не содержащей частоты, равной несущей ω. Удобно из огибающей выделить некоторую составляющую частоты Ω: :

Тогда между частотами ω и ωʹ (5) будет иметь место зависимость:
ωʹ = kω ± Ω, (11)
причем неоднозначность устраняется при суммировании в (5) по положительным и отрицательным индексам.

Решение уравнения (9) будем искать в виде бесконечного ряда:

В этом ряду, вообще говоря, несходящимся неизвестными являются лишь первая и третья гармоники. Все высшие гармоники сигнала могут быть найдены путем подстановки (12) в уравнение (9), в результате чего имеем следующие реккурентные соотношения:


Из соотношений (13), (14) можно приближенно заключить, что ряд (12) расходится в случае

Хотя соотношения (13), (14) становятся при этом символическими, вид решения (12) сохраняется, и его можно найти путем разложения в ряд Фурье [6] по частотам Kω функции

Решение (16) в области (15) асимптотично по отношению к закону Ома.

Необходимым и достаточным для нахождения решения (12) в области

является предположение о существовании решения и его единственности. Тем не менее, решение в области (17) распадается на два значения, а сама область - соответственно на два интервала (фиг. 7).

Решение непрерывно по модулю в точках соприкосновения интервалов

и терпит разрывы на внешних границах (15, 17). Название областей (нормальной, инверсной) проводимости вытекает из соотношения между фазой ϕ и Ψ (21). Граничный режим (18), вообще говоря, не обнуляет проводимости, поскольку инверсии подвергается не абсолютное значение проводимости, а ее фазовая характеристика.

Возможность усиления сигналов вытекает из формул (22 а, б, фиг. 7), широкополосность способа усиления подтверждается отсутствием в этих выражениях номинала несущей.

Способ усиления может использоваться для преобразования АМ- ФМ-2 сигналов по Гильберту [7].

В случае фазовой манипуляции (Ψ = ±ζ) фаза выходного сигнала подвергается дополнительной манипуляции ±π/2. При четном количестве каскадов усиления дополнительная манипуляция не обнаруживается.

Емкости C₀, C₂ (4) влияют на решение (фиг. 7) двояко.

Во-первых, они определяют крутизну фазочастотной характеристики (ФЧХ) выходного сигнала:
в нормальном режиме (Н.Р.) -

в инверсном режиме (И.Р.) -

Наличие знака "модуль" применительно к частоте модуляции Ω является особенностью усилителя (фиг. 1, 2) в режиме (17). Поэтому во всех соотношениях, в которых отсутствует быстроизменяющаяся функция ωʹt, в выражении (11) полагаем суммирование двух неотрицательных величин.

Во-вторых, C₀ и C₂ (4), а в общем случае реактивности определяют условие применимости формул решения (фиг. 7):

где Q - добротность усилителя, может быть вычислена по формуле

N - коэффициент параметрического усиления,
участвует в (26) как независимый параметр, либо вычисляется по формуле:
Н.Р.:

И.Р.:

В случае идеальной компенсации неконтролируемых параметров (6) добротность (27) равна нулю, решение (фиг. 7), формулы (28), (29) справедливы для произвольной фазы (26). В связи с тем, что доля реактивной контролируемой составляющей импеданса двухполюсника незначительна (8), уменьшение параметра приобретает принципиальное значение.

Частотные свойства.

Не менее 4-х относительно независимых характеристик усилителя (фиг. 1, 2) имеют смысл полосы пропускания (ПП).

1. Диапазон преобразования по Гильберту, отвечает условию:

2. Полоса перестройки включает условия (26), (27); определяет для сигнала с узкой базой (Ω/ω намного меньше единицы) и фазой Ψ максимальную частоту ω, выше которой параметрическое усиление N (28), (29) отсутствует.

3. Проходная ПП - полоса усиления АМ- ФМ2- сигнала с широкой базой (Ω/ω порядка единицы) и заданной крутизной ФЧХ при нормированной неравномерности амплитудно-частотной характеристики (АЧХ) усилителя.

4. Непараметрическая (потенциальная) ПП - пренебрежимо мала крутизна ФЧХ входного сигнала, небольшой коэффициент параметрического усиления N.

Из этих характеристик две (третья и четвертая) связаны с понятием неравномерности АЧХ усилителя:
σ = N(Ω)/N(O) = N(ωʹ)/N(ω), (31)
по отношению к сигналу с максимальной частотой модуляции Ω. Под крутизной ФЧХ сигнала при условии ее постоянства в диапазоне 0...Ω будем понимать соотношение
dΨ/dΩ = C/G, (32)
где C, G - некоторые характеристики сигнала, имеющие размерность [Фарады], [Симменсы] соответственно.

Малая крутизна ФЧХ сигнала, с которой мы продолжаем рассмотрение свойств усилителя (фиг. 1, 2), означает небольшие фазочастотные искажения в диапазоне 0...Ω. Таким свойством может обладать фаза сигнала (24), (25) с выхода предыдущего усилителя. Обычные, т.е. непараметрические цепи со слабо выраженной реактивностью дают более сложную зависимость Ψ = L(Ω), однако чувствительность усилителя к подобным искажениям выражена слабее - фазовые искажения в цепях со слабой реактивностью накапливаются в основном в фазе огибающей (10).

Проходную ПП усилителя можно найти, подставляя в выражения (28), (29) значения фазы Ψ, полученные на основании (24), (25), (32) как при последовательном прохождении сигналом (1), (10) двух каскадов. Для заданной неравномерности АЧХ (31) можем получить максимальную частоту огибающей Δf (см. также фиг. 6):

Требование неискаженного сигнала на входе - вторая особенность усилителя (фиг. 1, 2). Применительно к достаточно большим N, можно говорить о малости реактивной контролируемой составляющей импеданса двухполюсника (8) в полосе Δf.
Непараметрическая ПП усилителя является сложной функцией базы сигнала Ω/ω даже для простых цепей (фиг. 5). Амплитуда первой гармоники напряжения для воздействия (1), (10) здесь выражается формулой:

для которой



Для классического
σ = 0,707 (36)
в отношении полезной компоненты U₁ (34) с базой Ω/ω порядка единицы можно получить:
y_0,707 ≈ 0,44 (37)
Отношение Ω_max/2πf_0,707 (фиг. 6) зависит от требований, предъявляемых к ФЧХ усилителя, сужается в случае появления полого участка (фиг. 6). Для однокаскадного усилителя приближенно можно считать:

причем найдено с учетом квадратур выходного сигнала (34).

Требование линейности ФЧХ контролируемого параметра двухполюсника упрощает:
- в соответствии с формулой (27) достижение малых Q в области высоких частот;
- в соответствии с формулами (28), (29) для Q порядка единицы - контроль коэффициента усиления N с помощью активных проводимостей g₀ и g₂;
- для Q порядка единицы минимизирует порядок цепи (фиг. 5) и количество точных настроек.

Пример
На фиг. 3 представлена наиболее простая реализация усилителя АМ- ФМ2- сигналов с характеристикой (фиг. 6) на базе униполярного транзистора VT1 с двумя изолированными затворами. Схему (фиг. 3) можно без труда распространить на УАЭ другого типа, например, би- и униполярные дифференциальные пары, балансные перемножители.

Нейтрализация (уменьшение) неконтролируемых параметров в точке 2 относительно общей шины достигается путем выполнения соотношений:
g₁₁ = -S₀; (38)
g₁₂ = C₂₂·S₀/(C₂₂+C₁₁); (39)
S = S₀+ΔS; (40)

режим работы VT1 показан на фиг. 4.

Успешная работа обеспечивается, если отрицательная проводимость g₁₁ имеет характеристику N-типа [8] с насыщением тока прямой и обратной ветвей. Ток источника JТ1 подбирается так, чтобы погасить напряжение частоты управления в точке 2 (переменная составляющая JT1) и обеспечить постоянное падение напряжения на проводимости g₁₂ для работы VT1 в режиме насыщения, если другие способы развязки точек 1, 2 по постоянному току нежелательны.

УАЭ (VT1) на фиг. 3 является элементом двухполюсника (точка 2 - общий вывод). Импедансная характеристика двухполюсника сформирована цепочкой обратной связи g₁₁-g₁₂ с учетом собственных емкостей C₁₁, C₁₂.

Работу усилителя в параметрическом режиме легко понять, если записать уравнение связи между входным током (1) и напряжением в точке 2 применительно к условиям (38 - 41).

где
g² = -ω²(C₁₁+C₁₂)·(C₂₂+C₁₂)+ω²C²₁₂ (43)
параметр, увеличивающий добротность Q на высоких частотах.

Раскрывая ΔS в (42) и сопоставляя с (5), можем получить:


В результате громоздких выкладок (27) получаем значение Q, которое в приближении
C₁₂ << C₁₁
выглядит достаточно привлекательно:

Паразитная емкость C₁₂ может быть выбрана очень малой, поэтому практически величина Q определяется точностью настроек (38), (39), а частота, на которой добротность обращается в бесконечность, из (47) легко находится. Зависимость этой частоты от амплитуды g₀ (41) накладывает ограничения на режим широкополосного усиления АМ- ФМ2- сигналов.

Линейность ФЧХ (44) является следствием разложения в ряд Тейлора в предположении (8).

Если полезный сигнал в форме напряжения снимается с точки 1, сущность усиления АМ- ФМ2- сигналов остается прежней (отношение U₁/U₂ является непараметрическим). Формально в этом случае усилитель становится трехполюсником, в котором наклон ФЧХ (24), (25), в рабочей полосе частот 2Ω_max близок к нулю. Такое подключение преобразователя "напряжение-ток" повышает проходную ПП следующего каскада (33) до максимально возможного значения.

Шумовые свойства.

Расчет эффективного напряжения шумов U^ш₂ (фиг. 3) при известных шумовых токах, поступающих в точку 1(J^ш₁) и в точку 2(J^ш₂), является простой задачей расчета двухузловой схемы. Расчет выполняется в предположении (38 - 41, 46) - для частот, на которых влияние проводимости iωC₁₁ по сравнению с активными проводимостями невелико:

Основными источниками шумов являются:
- Дробовой шум тока стока насыщенного транзистора VT1 со спектральной плотностью [9]
Si₂₂ = 2q·i_c
где q - заряд электрона (1,6 · 10^-19 Кл),
i_c - ток стока VT1.

Шумы источника JT1 имеют ту же природу, а в предположении малости тока через проводимость g₁₂ - и эффективную величину.

- Шумы Найквиста проводимости g₁₂ со спектральной плотностью
Si₁₂ = 4KΘ·g₁₂, (50)
где K - постоянная Бoльцмана (1,4 · 10⁰²³ Дж/К),
Θ - абсолютная температура (300 К), -
дополняют шумовой ток J^ш₂, однако при токе (49) 5 · 10^-3 А и величине g₁₂ (39) порядка 2 · 10^-3 cм дробовые шумы (49) существенно преобладают.

Основной путь снижения шумов (48) - уменьшение шумового тока J₂^ш, содержащего, кроме компоненты (50), шумы со спектральной плотностью
Si₁₁ = 2q · J₁₁,
где J₁₁ - постоянный ток через отрицательную проводимость.

Если уменьшить J₁₁ до величины 1 · 10^-4 А, реализовав g₁₁ на базе транзисторов с высокой удельной крутизной [10], спектральная плотность (51) станет соизмеримой с плотностью шумов (50).

Эффективное значение (48) с учетом некореллированности J^ш₁ и J^ш₂, для случая

на частотах, для которых

составляет

Отношение C₁₁/C₁₂, без увеличения Q (47) и с небольшим увеличением g² (43) можно выбрать порядка 1/10. Величина g₀ для транзистора КП 346 А9 [11] в И.Р. может составлять 2 · 10^-3 cм, то есть порядка величины S₀.

Эффективное сопротивление шумов двухполюсника на основании этого составит

с учетом коэффициента шума VT1 [11].

Дальнейшее улучшение шумовых свойств усилителя (фиг. 3) в первую очередь связано с разработкой УАЭ с повышенной удельной крутизной.

Полезный эффект, достигаемый способом усиления и реализующим устройством, состоит в параметрическом усилении АМ-, ФМ2-сигналов (28, 29) при проходной ПП (33). Отношением между параметрами двхуполюсника (35), равным нескольким единицам, достигается слабая зависимость амплитуды выходного сигнала (34) от базы сигнала вплоть до значения базы, близкого к единице. Указанными свойствами известные способы усиления не обладают.

Снижение избыточных шумов относительно выводов двухполюсника, осуществляемое управляемой активной проводимостью (3), характерно как для способа, так и для устройства, однако поддается количественной оценке лишь при известных характеристиках реализующей цепи.

Промышленная применимость
Основной вопрос, который следует решить в целях применения способа (фиг. 1, 2) - формирование сигнала управления. Обеспечение высокой надежности ФСУ достигается малыми амплитудными, амплитудно-частотными, фазочастотными искажениями в цепях управления.

Устройство (фиг. 3) при подключении преобразователя "напряжение-ток" VT2 к точке 1 таким условиям отвечает.

Амплитудные и амплитудно-частотные искажения оказываются малыми благодаря включению VT1 и VT2 по схеме токового зеркала, управляемого постоянными потенциалами выводов 3, 5, а фазочастотные искажения благодаря соотношениям (38 - 40) в непараметрическом режиме становятся близкими к нулю.

Сформировать частоту, равную удвоенной несущей сигнала можно, подав на управляющий вход 5 VT2 частоту, равную несущей сигнала. По отдельному каналу формируется постоянная составляющая g₀ (41), привязанная к амплитуде СУ удвоенной частоты.

Второй вопрос применения способа (фиг. 1, 2) - обеспечить минимальный коэффициент гармоник в цепи ФСУ. Применение линейных фильтров с реактивностями здесь не всегда оправдано, поскольку при этом вносится трудно контролируемый фазовый сдвиг.

В цепях ФСУ транзисторы (фиг. 3) выбираются с малыми перекрестными искажениями [11] , а постоянный сдвиг фазы (28, 29) получается формированием СУ из квадратур АМ- ФМ2-сигнала после выделения несущей частоты.

Таким образом, устройство (фиг. 3) выполняет набор действий, достаточный для промышленного осуществления способа усиления (фиг. 1, 2).

Источники информации
1. Пожаров А.М. Криоэлектронные усилители низких, средних, высоких частот. М.: Радио и связь, 1983, стр. 9
2. Эткин В. С. Гершензон Е.М. Параметрические системы на полупроводниковых диодах. М.: Сов. радио, 1964, стр. 161, 185
3. Гоноровский И. С. Радиотехнические цепи и сигналы. М.: Сов. радио, 1971, стр. 433
4. Виницкий А.С. Модулированные фильтры и следящий прием ЧМ-сигналов. М. : Сов. радио, 1969, стр. 119, 127, 137
5. United States Patent N 4587500, H 03 H 1/48, H 03 H 11/52 Variable reactance circuit producing negztive to pocitive varying reactance /Kanji Tonaka, Kazuhisa Jshiguro.

6. Бронштейн И.Н. Семендяев К.А. Справочник по математике для инженеров и учащихся ВТУЗов. М.: Наука, 1986, стр. 103, 106
Зиновьев А. Л. Филлипов Л.И. Методы аналитического выражения радиосигналов. М.: Высшая школа, 1966, стр. 63, 64
8. Арефьев А.А. и др. Эквиваленты приборов с отрицательным дифференциальным сопротивлением. М.: Знание, 1987 (серия "Радиоэлектроника и связь" N 2), стр. 5
9. Букингем М. Шумы в электронных приборах и системах. Пер. с английского. М.: Мир, 1986, стр. 13, 141
10. Аваев Н. А. Наумов Ю.Е. Фролкин В.Т. Основы микроэлектроники. М.: Радио и связь, 1991, стр. 99, 109
11. Аксенов А.И. Нефедов А.В. Юшин А.М. Элементы схем бытовой радиоаппаратуры. Диоды. Транзисторы. М.: Радио и связь, 1993, стр. 134, 144п

Формула изобретения

1. Способ усиления амплитудно-модулированных и фазоманипулированных сигналов, осуществляемый в электрической цепи, содержащей управляемый двухполюсник полного импеданса, зависимость между входным воздействием и выходным сигналом близка к зависимости между напряжением и током в указанном двухполюснике, зависимость между напряжением и током управляется с помощью сигнала управления, имеющего в своем составе частоту, равную удвоенной несущей сигнала, фаза несущей сигнала не зависит от времени, сигнал управления контролирует сумму параметров двухполюсника, представляемую контролируемым параметром активной управляемой проводимости и контролируемым параметром управляемой реактивности, отличающийся тем, что указанный двухполюсник образуют управлением активной проводимостью с помощью сигнала управления, а контролируемому параметру управляемой реактивности указанного двухполюсника придают значение, по модулю меньшее контролируемого параметра активной управляемой проводимости настолько, что справедлива зависимость коэффициента параметрического усиления от фазы несущей сигнала.

2. Способ по п.1, отличающийся тем, что не контролируемую сигналом управления амплитудно-частотную комплексную зависимость между входным воздействием и выходным сигналом, комплексно представимую суммой действительной и мнимой частей, в полосе частот сигнала, относительно выводов двухполюсника выполняют заметно меньшей, чем сумма контролируемых сигналом управления параметров двухполюсника, уменьшением модуля действительной части по отношению к модулю контролируемого параметра активной управляемой проводимости, а также уменьшением модуля мнимой части по отношению к модулю контролируемого параметра управляемой реактивности.

3. Способ по п.1, отличающийся тем, что сумме параметров двухполюсника, контролируемых сигналов управления, в полосе частот сигнала придают линейную фазочастотную зависимость.

4. Устройство для усиления амплитудно-модулированных и фазоманипулированных сигналов, содержащее источник сигнала, управляемый двухполюсник, односторонний преобразователь, преобразующий сигнал с вывода двухполюсника для подачи его на вход следующего каскада, зависимость между напряжением и током в двухполюснике управляется с помощью сигнала управления, содержащего частоту, равную удвоенной несущей сигнала, сигнал управления контролирует сумму параметров двухполюсника, представляемую контролируемым параметром активной управляемой проводимости и контролируемым параметром управляемой реактивности, двухполюсник включен последовательно по току сигнала с источником сигнала, сигнальный импеданс двухполюсника, учитывающий уменьшение активных потерь, вызываемое удвоенной несущей сигнала управления, имеет величину, по модулю соизмеримую с импедансом источника сигнала, отличающееся тем, что контролируемый параметр управляемой реактивности указанного двухполюсника, в полосе частот сигнала, по модулю заметно меньший, чем контролируемый параметр активной управляемой проводимости.

РИСУНКИ

Рисунок 1, Рисунок 2, Рисунок 3, Рисунок 4, Рисунок 5, Рисунок 6, Рисунок 7