Передача сигналов с переменной скоростью в системе связи с расширенным спектром с использованием группового кодирования

 

Предложены система и способ обмена информацией при переменных скоростях передачи данных по синфазному (I) и квадратурному (Q) каналам связи в системе связи с расширенным спектром СDМА . Входной информационный сигнал передается либо по I, либо по Q каналу связи. Сначала информационный сигнал разделяется на первый и второй субсигналы, которые подаются соответственно на первое и второе устройства группового кодирования. В первом устройстве комбинируется первый субсигнал с первым групповым кодом, во втором устройстве группового кодирования второй субсигнал комбинируется со вторым групповым кодом, ортогональным первому групповому коду. Затем составной, кодированный групповыми кодами сигнал модулируется ортогональным функциональным сигналом для обеспечения первого модулированного сигнала. Синфазный псевдошумовой ( PN_I ) и квадратурный псевдошумовой (РN_Q) сигналы в заданных кодах используются для расширения первого модулированного сигнала для передачи приемнику либо по I, либо по Q каналу связи соответственно. Приемник обеспечивает получение оценки входного информационного сигнала на основе модулированного несущего сигнала, принимаемого либо по I, либо по Q каналу связи, что является техническим результатом. 6 с. и 24 з.п.ф-лы, 14 ил., 1 табл.

Настоящее изобретение относится к системам связи, использующим сигналы с расширенным спектром, и в частности, к новому усовершенствованному способу и устройству для обмена информацией в системе связи с расширенным спектром.

Предшествующий уровень техники Разработаны системы связи, позволяющие передавать информационные сигналы от источника в географически разнесенные пункты пользователей. Для передачи таких информационных сигналов по каналам связи, связывающих источник сообщений с пунктами расположения пользователей, используются как аналоговые, так и цифровые способы. Цифровые способы демонстрируют ряд преимуществ по сравнению с аналоговыми, в том числе, например, повышенную защищенность от шума в канале и помех, повышенную пропускную способность и улучшенную защиту связи посредством использования шифрования.

При передаче информационного сигнала от места расположения источника по каналу связи информационный сигнал сначала преобразуется в форму, подходящую для эффективной передачи по каналу. Преобразование, или модуляция, информационного сигнала включает изменение параметров несущей в зависимости от информационного сигнала таким образом, чтобы спектр результирующей модулированной несущей остался в пределах полосы пропускания канала. В месте расположения пользователя сигнал исходного сообщения воспроизводится из версии модулированной несущей, принятой после прохождения сигнала по каналу. Такое воспроизведение обычно достигается посредством инвертирования процесса модуляции, выполняемого передатчиком источника.

Модуляция также облегчает мультиплексирование, то есть, одновременную передачу нескольких сигналов по общему каналу. Мультиплексные системы связи обычно включают множество удаленных абонентских пунктов, требующих скорее повторно-кратковременного обслуживания с относительно небольшой длительностью, чем непрерывного доступа к каналу связи. Системы, предназначенные для предоставления связи с набором абонентских пунктов на короткие отрезки времени, называются системами связи с коллективным доступом.

Известен тип систем в связи с коллективным доступом под названием "система с расширенным спектром". В системах с расширенным спектром используемый способ модуляции приводит к расширению передаваемого сигнала в широкой полосе частот внутри канала связи. Одним из типов системы коллективного доступа с расширенным спектром является система модуляции с расширенным спектром и коллективным доступом с кодовым разделением каналов (CDMA). Специалистам хорошо известны и другие виды систем связи с коллективным доступом, например, с коллективным доступом и временным разделением каналов (TDMA), коллективным доступом и частотным разделением каналов (FDMA), а также схемы амплитудной модуляции (AM), например, с компаундированием амплитуды на одной боковой полосе. Однако способ модуляции расширенного спектра (CDMA) имеет значительные преимущества над этими способами модуляции при использовании в системах связи с коллективным доступом. Использование способа СDМА в системе связи с коллективным доступом раскрыто в патенте США N 4901307, выданном 13 февраля 1990 года и озаглавленном "SPREAD SPECTRUM MULTIPLE ECCESS COMMUNICATION SYSTEM USING SATELLITE OR TERRESTRIAL REPEATERS", права на который принадлежат правоприемнику настоящего изобретения.

В вышеупомянутом патенте США N 4901307 раскрыт способ коллективного доступа, при котором большое число пользователей мобильной телефонной системы, имеющих каждый приемо-передатчик, осуществляют обмен информацией через спутниковые ретрансляторы или наземные базовые станции, используя сигналы связи с расширенным спектром CDMA. При использовании связи с CDMA частотный спектр может многократно повторно использоваться, что позволяет увеличить пропускную способность системы для пользователей. Использование CDMA приводит к более высокой эффективности использования спектра по сравнению с той, которая может быть достигнута при использовании других способов коллективного доступа.

В частности, связь в системе CDMA между двумя пунктами достигается посредством расширения каждого передаваемого сигнала в полосе пропускания канала посредством использования кода расширения, уникального для каждого пользователя. Конкретные передаваемые сигналы выделяются из канала связи посредством сужения спектра составного сигнала в канале связи с помощью пользовательского кода расширения, соответствующего переданному сигналу, подлежащему выделению.

В конкретных системах связи с расширенным спектром бывает необходимо иметь различные типы каналов пользователя (например, речевой, факсимильный или высокоскоростной для передачи данных), функционирующих с различной скоростью передачи данных. Эти системы обычно спроектированы так, что имеются каналы, работающие с номинальной скоростью передачи данных, а также каналы, работающие с пониженной скоростью графика для обеспечения более высокой пропускной способности. Однако увеличение пропускной способности путем использования каналов с пониженной скоростью обмена данными увеличивает время, необходимое для передачи данных. Кроме того, в некоторых системах связи с расширенным спектром есть необходимость в каналах с повышенной скоростью передачи данных, что позволяет передавать данные на скоростях, выше номинальной.

Для того, чтобы обеспечить передачу данных с различными скоростями, в общем случае потребуется изменить скорости кодирования, перемежения и модуляции в соответствии со скоростью входных данных. Такое изменение скорости обычно требует усложненного управления процессами канального кодирования и декодирования, что увеличивает стоимость и сложность системы.

Таким образом, в основу настоящего изобретения положена задача создания системы связи с расширенным спектром, в которой каналы связи были бы доступны для передачи данных со скоростью как выше, так и ниже номинальной системной скорости, использовался бы общий формат кодирования, перемежения и модуляции данных, подлежащих передаче на различных скоростях, и которая позволяла бы увеличить пропускную способность каналов без соответствующего уменьшения скорости данных.

Раскрытие изобретения Реализация способа CDMA в системах связи с расширенным спектром, использующих ортогональные кодовые последовательности с псевдошумом (PN), уменьшает взаимные помехи между пользователями, тем самым давая возможность повысить пропускную способность и улучшить характеристики функционирования. Настоящее изобретение обеспечивает улучшенную систему и способ обмена информацией по синфазному (I) и квадратурному (Q) каналам связи в системе связи с расширенным спектром CDMA.

В примере реализации входной информации информационный сигнал предается как по I, так и по Q каналу связи, используя направленный последовательный сигнал связи с расширенным спектром. Информационный сигнал первоначально делится на первый и второй субсигналы, которые подаются соответственно на первую и вторую схемы группового кодирования. При первом групповом кодировании первый субсигнал комбинируется с первым групповым кодом, а при втором групповом кодировании второй субсигнал комбинируется со вторым групповым кодом, ортогональным первому групповому коду. Таким образом первая и вторая схемы группового кодирования обеспечивают получение первого и второго кодированных групповым кодом сигналов соответственно. Составной кодированный групповым кодом сигнал, образованный от первого и второго кодированных групповым кодом сигналов, затем модулируется ортогональным функциональным сигналом для получения первого модулированного сигнала.

Сигналы синфазного псевдошума (PN_I) и квадратурного псевдошума (PN_Q) в заранее заданных PN кодах используются для расширения первого модулированного сигнала в либо I, либо Q каналах соответственно. Например, PN_I сигнал может быть скомбинирован с первым модулированным сигналом для получения модулированного сигнала 1 канала для передачи к приемнику по I каналу связи.

В примере реализации приемник формирует оценку входного информационного сигнала на основе модулированного сигнала несущей, полученного или по I, или по Q каналу связи. Полученный сигнал сначала демодулируется путем использования ортогонального функционального сигнала. Затем демодулированный сигнал декоррелируется путем использования сужающего спектра PN сигнала, причем результирующие сигналы проекций подаются на фазовращатель. Фазовращатель обеспечивает оценку составного кодированного групповым кодом сигнала на основе сигналов проекций и полученного пилот-сигнала. Оценки первого и второго субсигналов производятся путем выполнения еще одной декорреляции на основе ортогональности первого и второго групповых кодов.

Краткое описание чертежей В дальнейшем изобретение поясняется описанием вариантов его осуществления со ссылками на сопровождающие чертежи, на которых: Фиг. 1 изображает блок-схему известного передатчика с расширенным спектром.

Фиг. 2 - блок-схему предпочтительного варианта выполнения передатчика с расширенным спектром, предназначенного для передачи I-канальных и Q-канальных информационных сигналов.

Фиг. 3 - блок-схему устройства группового кодирования I-канала, предназначенного для кодирования информационных сигналов согласно настоящему изобретению.

Фиг. 4 - блок-схему группового кодера со скоростью 1/p, адаптированного для включения в устройство группового кодирования на фиг. 3.

Фиг. 5 - блок-схему пары устройств группового кодирования I-канала и Q-канала, используемых в предпочтительном варианте реализации изобретения для передачи данных со скоростью в четыре раза выше номинальной.

Фиг. 6 - блок-схему пары устройств группового кодирования со скоростью 1/4 I-канала и Q-канала, используемых в предпочтительном варианте реализации изобретения для передачи данных со скоростью в восемь раз выше номинальной.

Фиг. 7 - блок-схему устройства группового кодирования, использованного в предпочтительном варианте для передачи данных со скоростью, равной половине номинальной.

Фиг. 8 - блок-схему устройства группового кодирования, использованного в предпочтительном варианте для передачи данных со скоростью, равной одной четвертой номинальной.

Фиг. 9 - схему генерирования пилот-сигнала для создания последовательностей пилот-сигналов I-канала и Q-канала.

Фиг. 10 - пример реализации RF (радиочастотного) передатчика, включенного в предпочтительный вариант изобретения.

Фиг. 12 - блок-схему примера реализации приемника с разнесением (по фазе), предназначенного для приема RF сигнала, передаваемого по I и Q, каналам связи.

Фиг. 13 - блок-схему приемного "пальца", входящего в состав приемника с разнесением по фиг. 12 и предназначенного для обработки сигнала, полученного по выбранному тракту передачи.

Фиг. 14 дает более детальное представление о выбранном пальце приемника, показанном на фиг. 13.

Лучший вариант осуществления изобретения На фиг. 1 показан передатчик с расширенным спектром, подобный раскрытому в патенте США N 5103459, выданном в 1992 году под названием "SYSTEM AND METHOD FOR GENERATING SIGNAL WAVEFORMS IN CDMA CELLULAR TELEPHONE SYSTEM"; права на который принадлежат правоприемнику настоящего изобретения.

В передатчике на фиг. 1 биты данных 100, содержащие, например, элементы речи, преобразованные в данные с помощью вокодера, подаются на кодер 102, где указанные биты подвергаются сверточному кодированию с повторением кодовых символов в соответствии со скоростью поступления входных данных. Если скорость передачи двоичных данных меньше скорости их обработки кодером 102, повторение кодовых символов предписывает, чтобы кодер 102 повторял биты входных, данных 100, для того, чтобы создать поток повторяющихся данных с битовой скоростью, совпадающей со скоростью обработки кодера 102. Затем кодированные данные подаются на перемежитель 104, где они подвергаются сверточному перемежению. Перемеженные символьные данные выводятся из пермежителя 104 со скоростью, например, 19,2 кс/с (килосимволов в секунду) на вход логического элемента "исключающее ИЛИ" 106.

В системе на фиг. 1 перемеженные символы данных скремблируются (шифруются) для обеспечения более высокой степени защиты при их передаче по каналу. Скремблирование речевых канальных сигналов может быть выполнено посредством псевдошумового (PN) кодирования перемеженных данных с помощью PN кода, индивидуального для каждого приемного абонентского пункта. Такое PN скремблирование может быть обеспечено P генератором 108 с использованием подходящей PN последовательности или схемы шифрования. PN генератор 108 обычно включает генератор длинной PN последовательности для получения уникального PN кода при фиксированной частоте следования элементов PN 1.2288 Мгц. Затем этот PN код проходит через устройство прореживания, причем результирующая скремблирующая последовательность при скорости 19,2 кс/с подается на другой вход логического элемента "исключающее ИЛИ" 106 в соответствии с индентифицирующей информацией абонентского пункта, которой тот обеспечен. Выход логического элемента "исключающее ИЛИ" 106 подается затем на один из входов логического элемента "исключающее ИЛИ" 110.

Снова обратимся к фиг. 1, где другой вход логического элемента "исключающее ИЛИ" 110 подсоединен к генератору сигналов Уолша 112. Генератор Уолша 112 генерирует сигнал Уолша, предназначенный для канала данных, по которому будет передаваться информация. Сигнал Уолша, обеспечиваемый генератором Уолша 112, выбирается из набора из 64 сигналов Уолша, каждый из которых имеет длину 64 элемента Уолша. 64 ортогональных сигнала соответствуют элементам матрицы 64х64 Адамара, где конкретный сигнал Уолша определяется строкой и столбцом матрицы. Скремблированные символьные данные и сигнал Уолша подвергаются логической операции "исключающее ИЛИ" с помощью логического элементе "исключающее ИЛИ" 110, причем результат подается на входы двух логических элементов "исключающее ИЛИ" 114 и 116.

Логический элемент "исключающее ИЛИ" 114 принимает также PN_I сигнал, в то время как на другой вход логического элемента "исключающее ИЛИ" 116 поступает PN_Q сигнал. PN_I и PN_Q сигналы представляют собой псевдошумовые последовательности, обычно соответствующие конкретной зоне, то есть, ячейке, покрытой CDMA системой, и относятся соответственно к синфазному (I) и квадратурному (Q) каналам связи. PN_I и PN_Q сигналы подвергаются логической операции "исключающее ИЛИ" вместе с выходом логического элемента "исключающее ИЛИ" 110, так, чтобы дополнительно расширить данные пользователя перед передачей. Результирующие расширенная кодированная последовательность 122 I-канала и расширенная кодированная последовательность 126 Q-канала используются для бифазной модуляции квадратурной пары синусоид. Модулированные синусоиды суммируются, подвергаются полосовой фильтрации, сдвигаются в область радиочастот, снова фильтруются и, перед передачей через антенну, усиливаются для окончательной передачи по каналу связи.

Известные способы распределения переменных скоростей в системе передачи по фиг. 1 обычно требуют использования контроллера для изменения рабочих скоростей кодера 102, перемежителя 104 и генератора Уолша 112 в соответствии со скоростью входных данных. Как будет показано, настоящее изобретение дает возможность передавать один информационный сигнал с расширенным спектром со скоростью выше номинальной или передавать множество информационных сигналов со скоростью ниже номинальной, используя общие скорости кодирования, перемежения и модуляции.

На фиг. 2 показана блок-схема предпочтительного варианта передатчика с расширенным спектром 150 согласно изобретению, служащего для передачи входного информационного сигнала S_IN на скорости передачи данных kR_b, где - целая константа, а R_b, обозначает номинальную скорость передачи (двоичных) данных. Используемая здесь номинальная скорость передачи данных R определяется равной произведению скорости элементов PN на скорость сверточного кодирования, деленному на количество элементов Уолша на один символ сигнала Уолша. В примере реализации номинальная скорость передачи данных установлена на уровне 9,6 кс/с путем использования набора параметров модуляции, в котором частота передачи элементов PN выбрана равной 1.2288 МГц, скорость сверточного кодирования составляет 1/2, а длина сигнала Уолша установлена равной 64 символам. Отличительной особенностью изобретения является то, что передатчик 150 можно использовать для передачи информационных сигналов со скоростями передачи данных, большими либо равными номинальной, без перенастройки значений вышеупомянутых параметров модуляции. Как будет показано, настоящее изобретение также обеспечивает способ передачи множества информационных сигналов со скоростями ниже номинальной без необходимости соответствующей перенастройки параметров модуляции.

В конкретных системах входная информационная битовая последовательность S_IN может состоять, например, из речевых данных, преобразованных посредством вокодера в поток двоичных данных. Как показано на фиг. 2, входной поток данных подается в схему кодирования и перемежения 160. Схема 160 осуществляет сверточное кодирование информационной битовой последовательности, затем закодированные данные подвергаются перемежению и выводятся из схемы 160 в виде закодированного перемеженного потока символов S_INT. Если положить, что сверточное кодирование происходит со скоростью 1/2, то поток символов будет поступать на демультиплексор 170 с символьной скоростью 2kR_b. Демультиплексор 170 преобразует символьный поток S_INT в набор из k символьных субпотоков { A(1), A(2), ... A(k)}, каждый из которых имеет скорость 2R_b, путем направления следующих последовательно символов S_INT в следующие последовательно символы субпотоков {A(1), A(2), ... A(k)} Первые k/2 символьных субпотоков подаются в схему группового кодирования I канала 190. Как здесь описано, в примерном варианте реализации схем группового кодирования 180 и 190 кодирование символьных субпотоков происходит с использованием ортогональных наборов групповых кодов длиной p, где p=k/2. Затем закодированные групповыми кодами в схемах 180 и 190 символьные субпотоки суммируются и образуют составные I-канальные и Q-канальные символьные потоки I_c и Q_c соответственно, хотя на фиг. 2 для общности изображены как I-канальная, так и Q-канальная схемы группового кодирования, при конкретной реализации можно при желании разбить символьный поток S_INT только на k/2 символьных субпотоков для передачи либо по I-каналу, либо по Q-каналу.

Обратимся снова к фиг. 2, где пара идентичных сигналов Уолша подается от генератора Уолша 210 в схемы модуляции и расширения I-канала и Q-канала 200 и 205. Сигнал Уолша используется в схемах 200 и 205 для модуляции составных символьных потоков I-канала и Q-канала I_c и Q_c. Кроме того, PN расширяющие сигналы подаются в схемы модуляции и расширения 200 и 205 соответственно от генераторов PN_I и PN_Q последовательностей 215 и 220. PN_I последовательность используется для расширения составного символьного потока I_c в расширенную кодовую последовательность I-канала S_I. Подобным же образом PN_Q последовательность используется схемой 205 для расширения составного символьного потока Q_c в расширенную кодированную последовательность Q-канала S_Q. Полученные расширенные кодированные последовательности I-канала и Q-канала S_I и S_Q используются для бифазной модуляции квадратурной пары синусоид, генерируемых в RF передатчике 225. Модулированные синусоиды обычно суммируются, подвергаются фильтрации, сдвигаются в область RF частот и усиливаются перед распространением через антенну по I и Q каналам связи.

На фиг. 3 представлена блок-схема устройства группового кодирования I-канала, причем следует иметь в виду, что схема группового кодирования Q-канала может быть реализована по существу тем же образом. Схема кодирования 180 включает множество групповых кодеров 250, на которые поступает k/2 символьных субпотоков из демультиплексора 170. Кодеры 250 служат для генерирования k/2 последовательностей {a(1), а(2),...a(k/2)}, где где S₁, S₂,...,S_k/2 образуют набор k/2 ортогональных групповых кодов длиной p и где операция [⊕] определяется следующим образом. Пусть A = (а₁ ... a_r) является последовательностью длиной r и пусть В = (b₁, b₂, . . . b_k) является последовательностью длиной k; тогда A [⊕] обозначает последовательность (a₁⊕b₁,...a₁⊕b_k, a₂⊕b₁,...a₂⊕b_k,...a_r⊕b_k), где ⊕ обозначает операцию "исключающее ИЛИ". При генерировании последовательностей { а(1), а(2),...a(k/2)} каждый символ в символьных субпотоках {A(1), A(2), ...A(k/2)} повторяется p раз, причем p-й повторный символ подвергается операции "исключающее ИЛИ" с p-м коэффициентом соответствующего группового кода. Эта операция известна специалистам как кодирование с использованием "группового кода с повторением со скоростью 1/p".

На фиг. 4 представлена блок-схема группового кодера со скоростью 1/p 300, использующего групповой код C для кодирования входного символьного потока R в выходной кодированный символьный поток R_{S. enc}, где C ∈ {c₁, c₂,..., c_p}. Групповой кодер включает демультиплексор 305 для подачи каждого символа (r, входящего в символьный поток R_S, в набор из p логических элементов "исключающее ИЛИ" 310. Каждый из символов ri подвергается операции "исключающее ИЛИ" с одним из коэффициентов группового кода с_p, причем результат подается в p:1 мультиплексор 315. Затем мультиплексор 315 формирует кодированный символьный поток R_S.enc, где в общем случае для каждого символа r_i групповой кодер со скоростью 1/p формирует последовательность {r_i⊕c₁, r_i⊕c₂,..., r_i⊕c_p) = r_i⊕c. Обратимcя снова к фиг. 3, где в предпочтительном варианте субпотоки { A(1), A(2), . ..A(k/2)} и групповые коды S₁, S₂, ..., S_k/2 состоят из логических 0 и 1, в виде последовательностей {a(1), a(2),...a(k/2)}, генерируемых групповыми кодерами 250. Последовательности {a(1), a(2),...a(k/2)} преобразуются в целочисленное (то есть ± 1) представление с помощью набора преобразователей "двоично-целое" 260 следующим образом: 0 ---> + 1
1 ---> -1
Как показано на фиг. 3, затем в цифровом сумматоре 270 формируется последовательность I_c путем комбинирования выходных сигналов из схем преобразования 260.

Реализация поддержки высоких скоростей передачи данных 1.4x номинальная скорость
На фиг. 5 представлена блок-схема пары устройств группового кодирования I-канала и Q-канала 350 и 360, которые используются в предпочтительном варианте осуществления изобретения для передачи данных со скоростью, в четыре раза выше номинальной. В частности, кодированный групповым кодом со скоростью 1/2 и перемеженный символьный поток, идущий со скоростью, в восемь раз (например, 76,8 кс/с) превышающей номинальную (например, 9.6 кс/с), демультиплексируется путем последовательного выделения символов в один из четырех субпотоков {A(1), A(2), A(3), A(4)}, где A(1) = {A₁₁,A₁₂,...} A(2) = { A₂₁, A₂₂, ...}, A(3) = {A₃₁,A₃₂,...}, и A(4) = {A₄₁,A₄₂,...} В реализации на фиг. 5 закодированный со скоростью 1/2 и перемеженный поток символов образуется из входной битовой последовательности данных (не показана), поступающих со скоростью, в четыре раза превышающей номинальную. Как показано на фиг. 5 субпотоки A(1) и A(2) подаются соответственно на групповые кодеры со скоростью кода 1/2 370 и 372 в устройстве группового кодирования I-канала 350, в то время как субпотоки A(3) и A(4) направляются соответственно в групповые кодеры со скоростью кода 1/2 375 и 377 в устройстве группового кодирования Q-канала 360. Для повторения со скоростью 1/2 для кодирования символьных субпотоков A(1) и A(3) кодерами 370 и 375 используется групповой код (0,0) с частотой повторения 1/2, в то время как для кодирования символьных субпотоков A(2) и A(4) на групповые кодеры 372 и 377 подается групповой код (0,1). Кодированные субпотоки из групповых кодеров 370 и 372 I-канала преобразуются парой устройств формирования "двоичное-целое" 380 в целочисленный формат (±) и комбинируются в цифровом сумматоре 385 в действительную последовательность I_c.4. Таким же образом субпотоки от групповых кодеров 375 и 377 Q-канала преобразуются устройствами преобразования "двоичное - целое" 390 в целочисленный формат и затем суммируются в цифровом сумматоре 395, образуя действительную последовательность Q_c.4.

На фиг. 5 также показана реализация устройств модуляции и расширения I-какала и Q-канала 200 и 205. Устройство I-канала 200 включает умножитель 400 для умножения последовательностей I_c.4 и Q_c.4 на функцию Уолша W, обеспечиваемую генератором Уолша 210 в целочисленном (то есть, +/- 1) формате, где в данном примере реализации W = (W₁, W₂,...,W₃₂, W₃₃,..., W₆₄). Таким образом устройства группового кодирования 350 и 360 функционируют вместе с устройствами расширения 200 и 205, предоставляя значения функции Уолша W субпотокам A(1) и A(3) и предоставляя значения функции Уолша W^* субпотокам A(2) и A(4), где W^*= (W₁, W₂,...,W₃₂,-W₃₃,...,-W₆₄).

PN_I последовательность подается в умножитель 402, служащий для расширения последовательности I_c.4 в расширенную кодовую последовательность I-канала S_I.4, создаваемую устройством I-канала 200. Подобным же образом PN_Q используется умножителем 404 при расширении последовательности Q_c.4, в расширенную кодовую последовательность (Q-канала S_Q.4, создаваемую устройством 205. Результирующие расширенные кодовые последовательности I-канала и Q-канала S_I.4 и S_Q.4 используются для бифазной модуляции квадратурной пары синусоид, генерируемых в RF передатчике (не показан).

II. 8x номинальная скорость
На фиг. 6 представлена блок-схема устройств группового кодирования со скоростью 1/4 I-канала и Q-канала 450 к 460, используемых в предпочтительном варианте реализации изобретения для передачи данных со скоростью, в восемь раз превышающей номинальною. Входная битовая последовательность на скорости, в восемь раз превышающей номинальную, подвергается кодированию со скоростью 1/2 и пермежению, образуя поток символов со скоростью, в шестнадцать раз (например, 153,6 кс/с) больше номинальной (например, 9,6 кс/с), и демультиплексируется путем последовательного выделения символов в один из восьми субпотоков A(i), i=1,...,8, где A(i) = {A_i1 A_i2,...}, i=1,...8.

Как показано на фиг. 5 субпотоки A(1) - A(4) подаются соответственно на групповые кодеры со скоростью 1/4 I-канала 470, 472, 474 и 478 в устройстве группового кодирования I-канала 450, в то время как субпотоки A(5) - A(8) направляются соответственно в групповые кодеры со скоростью 1/4 Q-канала 480, 482, 484 и 488 в устройстве группового кодирования Q-канала 460. Для кодирования символьных субпотоков A(1) и A(5) кодерами 470 и 480 используется групповой код S₁ со скоростью 1/4, для кодирования символьных субпотоков A(2) и A(6) кодерами 472 и 482 используется групповой код S₂, для кодирования символьных субпотоков A(3) и A(6) кодерами 474 и 484 используется групповой код S₃, в то время как для кодирования символьных субпотоков A(4) и A(8) кодерами 478 и 488 используется групповой код S₄, Групповые коды с S₁ по S₄ определяются следующими выражениями;
S₁ = (s₁₁, s₁₂, s₁₃, s₁₄) = (0,0,0,0);
S₂ = (s₂₁, s₂₂, s₂₃, s₂₄) = (0,1,0,1);
S₃ = (s₃₁, s₃₂, s₃₃, s₃₄) = (0,0,1,1);
C₄ = (c₄₁, c₄₂, c₄₃, c₄₄) = (0,1,1,0);
Таким же образом восемь групповых кодеров обеспечивают формирование набора из восьми кодированных символьных потоков a(i), где i=1,..., 8, идущих со скоростью (например, 76,8 кс/с), в восемь раз превышающей номинальную. Кодированные символьные потоки a(i) формируются согласно следующему выражению

Для того, чтобы упростить запись без потери общности, здесь к далее положим, что каждый субпоток A(i) состоит из единичных символов A_i, а не последовательностей A_ij, где индекс "j" представляет время. Например, используя эту запись для определения а(8), получим
a(8) = A₈[⊕]S₈ = {A₈⊕0.A₈⊕1.A₈⊕1,A₈⊕0}
Затем последовательности а(i), i=1,...,8 преобразуются преобразователями "двоичное-целое" 490 в набор действительных последовательностей r(i), i=1,.. .,8 согласно выражению
r(i) = (-1)^a(i) = ((-1)^ai1,...,(-1)^air)= (r_i1,...,r_ip)
где а_ij = A_iS_j и где S_ij обозначает j-й символ, включенный в i-й групповой код S_i. Последовательности r(i), i=1,..., 4 комбинируются в цифровом сумматоре 494 в действительную последовательность I_c.8. Таким же образом действительные последовательности r(i), i= 5,...,8 суммируются в цифровом сумматоре 498, образуя действительную последовательность Q_c.8.

Обратимся к фиг. 6, где умножители 502 и 504 предназначены для умножения последовательностей 1_c.8 и Q_c.8 на функцию Уолша W, обеспечиваемую генератором Уолша 506, причем в данном примере реализации W = (W₁, W₂,...,W₃₂,W₃₃. . . ,W₆₄. Таким образом, функции Уолша W₀, W¹, W², W³ эффективно распределяются по символьным субпотокам A(i), i=1,...,4 A(1), i=5,...,8 соответственно, где W⁰, W¹, W², W³ определяются как:
W⁰=(W_a, W_b, W_c, W_d;
W¹ = (W_a, -W_b, W_c, -W_d);
W² = (W_a, W_b, -W_c, -W_d);
W³ = (W_a, -W_b, -W_c, W_d);
Последовательности W_a, W_b, W_c, W_d, могут быть определены в составляющих сигнала Уолша W как
W_a(W₁,...,W₁₆);
W_b(W₁₇,...,W₃₂);
W_c(W₃₃,...,W₄₈);
W_d(W₄₉,...,W₆₄);
PN_IМ подается на умножитель 510, предназначенный для расширения последовательности I_c.8 в расширенную кодовую последовательность I-канала S_I.8. Подобным же образом умножителей 514 при расширении действительной последовательности Q_c.8 в расширенную кодовую последовательность Q-канала S_Q.8 используется последовательность PN_Q. Расширенные кодовые последовательности I-канала и Q-канала S_I.8 и S_Q.8 используются для бифазной модуляции квадратурной пары синусоид, генерируемых в RF приемнике (не показан).

Реализация поддержки пониженных скоростей передачи данных
1.1/2-скорость передачи данных
Обратимся к фиг. 7, где пара входных потоков данных A_пот/2 и B_пот/2 со скоростью передачи данных, равной половине номинальной скорости, подается на устройства кодирования и перемежения 550 и 554. Устройства 550 и 554 выполняют сверточное кодирование сигналов A_пот/2 и B_пот/2 в кодированные и перемеженные символьные потоки A_1/2(1) и A_1/2(2), где A_1/2(1) = {A₁₁,A₁₂,...} а A_1/2(2) = {A₂₁, A₂₂,...}. Если положить, что скорость сверточного кодирования равна 1/2, то результирующие символьные перемеженные потоки A_1/2 (1) и A_1/2(2) будут подаваться на групповые кодеры 558 и 560 с номинальной скоростью. Групповой код S₁, где S₁= (0,0), используется кодером 558, чтобы закодировать с повторением со скоростью 1/2 символьный субпоток A_1/2(1) в кодированный субпоток а_1/2(1). Подобным же образом групповой код S₂, где S₂= (0,1), подается в групповой кодер 560 для кодирования с повторением со скоростью 1/2 символьного субпотока A_1/2(2) в кодированный субпоток а_1/2(2). Кодированные субпотоки а_1/2(1) и а_1/2(2) определяются как

Кодированные субпотоки выводятся из групповых кодеров 558 и 560 со скоростью, в два раза превышающей номинальную, и преобразуются в целочисленный формат (±1) парой преобразователей "двоичное-целое" 570. Результирующие действительные последовательности r_j (1) и r_j (2) комбинируются в цифровом сумматоре 575 в действительную последовательность R_1/2 для последующей передачи в j-ю зону приема. Действительная последовательность R_1/2 подается в умножитель 580 для умножения на функцию Уолша W, обеспечиваемую генератором Уолша 590, где в примере реализации W = (W₁,W₂,...,W₃₂,W₃₃,...,W₆₄).

В результате значения функции Уолша (W₁W) предоставляются символьному потоку A_1/2(1), а значения функции Уолша W^* предоставляются символьному потоку A_1/2(2), где W^* = (W₁ - W). После умножения на функцию Уолша W последовательность R_1/2, обычно расширяется последовательностью PN_I или PN_Q для RF передачи либо по синфазному (I), либо по квадратурному (Q) каналу связи.

II. 1/4 скорость передачи данных
Обратимся к фиг. 8, где набор из четырех входных потоков данных A_пот/4, B_пот/4, C_пот/4 и D_пот/4 подаются со скоростью передачи данных, равной одной четвертой номинальной, в устройства кодирования и перемежения 601, 602, 603 и 604.

Устройства 601-604 выполняют сверточное кодирование потоков данных A_пот/4, B_пот/4, C_пот/4 и D_пот/4 в кодированные перемеженные символьные потоки A_1/4(1), A_1/4(2), A_1/4(3) и A_1/4(4), где
A_1/4(1) = {A₁₁, A₁₂,...},
A_1/4(2) = {A₂₁, A₂₂,...},
A_1/4(3) = {A₃₁, A₃₂,...} и
A_1/4= {A₄₁, A₄₂,...},
Если положить скорость сверточного кодирования равной 1/2, то результирующие перемеженные символьные потоки A_1/4(1), A_1/4(2), A_1/4(3) и A_1/4(4) будут подаваться в групповые кодеры 611, 612, 613 и 614 со скоростью, равной половине от номинальной. Для кодирования символьных потоков A_1/4(2), A_1/4(3) и A_1/4(4) в кодированные субпотоки a_1/4(2), a_1/4(3) и a_1/4(4) групповыми кодерами 611-614 используются групповые коды {(0000), (0101), (0011), (0110)}. Субпотоки а_1/4(1), а_1/4(2), а_1/4(3) и а_1/4(4) могут быть представлены следующим образом:

Кодированные субпотоки выводятся из групповых кодеров 611-614 со скоростью, в два разе большей номинальной, и преобразуются преобразователями "двоичное-целое" 620 в целочисленный формат (±). Набор результирующих действительных последовательностей r_j(i), i = 1,...4 для передачи j-му приемнику комбинируется в цифровом сумматоре 575 в действительную последовательность R_1/4. Действительная последовательность R_1/4 подается в умножитель 624 для умножения на функцию Уолша W_j, связанную с j-м приемником. Последовательность W_j обеспечивается генератором Уолша 630 и определяется как W_j = (W_j1,W_j2,...,W_j32,W_j33,...,W_j64.

В результате значения функций Уолша W⁰, W¹, W², W³ предоставляются символьным потокам A_1/4(1), A_1/4(2), A_1/4(3) и A_1/4(4), где W⁰, W¹, W², W³ задаются выражениями:
W⁰ = (W_j, W_j, W_j, W_j);
W¹ = (W_j, -W_j, W_j, -W_j);
W² = (W_j, W_j, -W_j, -W_j);
W³ = (W_j, -W_j, -W_j, W_j);
Таким образом очевидно, что четыре отдельных информационных сигнала, соответственно идентифицированным функциями Уолша W⁰, W¹, W² W³ можно передавать на j-й приемник путем использования одного сигнала Уолша W_j, применяя способ группового кодирования, рассматриваемый в изобретении. После умножения на функцию Уолша W_j последовательность R_1/4, обычно расширяется псевдошумовой последовательностью P или PN_Q для RF передачи соответственно либо по синфазному (I), либо по квадратурному (Q) каналу связи.

Если предположить, что передача идет по I-каналу к j-му пользователю, тогда передаваемая последовательность, синтезированная из последовательностей (rj(i) может быть представлена как

где p = 4 в примере на фиг. 8. Если в отличие от предыдущего случая передача идет по Q каналу, передаваемая последовательность может быть представлена как

Примеры наборов параметров, используемых для поддержки передачи входных символьных потоков на различных скоростях передачи данных (R_b) представлены ниже в таблице. Для каждой скорости передачи данных таблица предлагает соответствующую скорость повторения входных символов, скорость группового кода с повторением, а также длину сигнала Уолша и скорость следования элементов Уолша. Каждый элемент (X-Y) в столбце "DEMUX" (Демультиплексирование) определяет количество входных символьных потоков (X) с соответствующей скоростью передачи данных R_b и количество символьных субпотоков (Y), в которое входной символьный поток (и) демультиплексируется для группового кодирования
Передача данных, закодированных групповым кодом, по I и Q каналам
В предпочтительном варианте канал пилот-сигнала, не содержащий модулированных данных, передается "N" приемником в заданной ячейке, или секторе, вместе с расширенными последовательностями I канала и Q канала S_Ij и S_Qj, j= 1, ...N. Канал пилот-сигнала можно охарактеризовать как немодулированный сигнал с расширенным спектром, который используется для синхронизации и слежения. В системах, содержащих множество передатчиков, согласно данному изобретению набор каналов связи идентифицируется уникальным для каждого канала пилот-сигналом. Однако ясно, что более эффективно применять генерирование набора пилот-сигналов с использованием сдвигов в одной и той же базовой последовательности, чем использовать выделенный набор PN генераторов для пилот-сигналов. Используя этот способ назначенный приемный пункт последовательно просматривает всю последовательность пилот-сигналов и настраивается на то смещение, или сдвиг, с которым у него самая сильная корреляция.

Соответственно желательно, чтобы последовательность пилот-сигналов имела длину, достаточную для того, чтобы можно было генерировать, посредством сдвигов базовой последовательности, множество различных последовательностей, для поддержки большого числа пилот-сигналов в системе. Кроме того, разнесение или сдвиги должны быть достаточно большими, чтобы обеспечить отсутствие помех в пилот-сигналах. Поэтому в примере реализации длина последовательности пилот-сигналов выбрана равной 2, что позволяет получить 512 разных пилот-сигналов посредством сдвигов базовой последовательности из 64 элементов.

Обратимся к фиг. 9, где схема генерирования пилот-сигналов 630 включает генератор Уолша 640 для подачи "нуля" Уолша W₀, состоящего из всех нулей, в цифровые умножители 644 и 646. Сигнал Уолша W₀ умножается на PN_I и PN_Q последовательности, подаваемые генераторами PN_I и PN_Q 647 и 648 на умножители 644 и 646 соответственно. Поскольку сигнал W₀ включает только единицы, информационное содержимое результирующих последовательностей зависит только от PN_I и PN_Q последовательностей. Последовательности, выдаваемые умножителями 644 и 646, подаются на входы фильтров с конечной импульсной характеристикой (FIR 650 и 652. Отфильтрованные последовательности, выводимые из FIR фильтров 650 и 652 соответственно в виде последовательностей пилот-сигналов I-канала и Q-канала P_I0 и P_Q0 подаются в RF передатчик 660 (фиг. 10).

Обратимся к фиг. 10, на которой показан пример реализации RF передатчика 660. Передатчик 660 включает сумматор I-канала 670 для суммирования набора расширенных PN_I информационных сигналов S_Ij, j = 1,... N с пилот-сигналом P_I0 I-канала для передачи на N приемников внутри конкретной ячейки или сектора. Подобным же образом сумматор Q-канала 672 служит для комбинирования набора расширенных PN_Q информационных сигналов S_Qj, j = 1,...,N с пилот-сигналом P_Q0 Q-канала. Цифро-аналоговые (D/A) преобразователи 674 и 676 обеспечивают преобразование цифровой информации, поступающей соответственно от сумматора I-канала и Q-канала 670 и 672, в аналоговую форму. Аналоговые сигналы, создаваемые D/A преобразователями 674 и 676 вместе с сигналами несущей частоты локального генератора Cos (2πft) и Sin (2πft) соответственно подаются в смесители 688 и 690, где они смешиваются и подаются на сумматор 692. Квадратурные сигналы несущей Sin (2πft) и Cos (2πft) поступают от соответствующих генераторов несущей (не показаны). Эти смешанные IF (промежуточной частоты) сигналы суммируются в сумматоре 692 и подаются на смеситель 694.

Смеситель 694 смешивает суммарный сигнал с RF частотным сигналом, поступающим от синтезатора частоты 696, так, чтобы обеспечить преобразование с повышением частоты в полосу RF частот, RF сигнал включает синфазную (I) и квадратурную (Q) составляющие, он фильтруется полосовым фильтром 698 и подается на RF усилитель 699. Усилитель 699 усиливает сигнал с ограниченной полосой пропускания в соответствии с входным управляющим сигналом, поступающим из схемы управления мощностью передачи (не показана). Очевидно, что в различных вариантах реализации RF передатчика 630 можно использовать различные способы суммирования, смешения, фильтрации и усиления сигнала, которые здесь не описываются, но хорошо известны специалистам.

На фиг. 11 для примера представлена блок-схема приемника с разнесением, служащего для приема RF сигнала, передаваемого RF передатчиком 630. На фиг. 11 передаваемый RF сигнал принимается антенной 710 и подается на RAKE приемник с разнесением, который включает аналоговый приемник 712 и цифровой приемник 714. Сигнал, принятый антенной 710 и поступивший на аналоговый приемник 712, может включать излучаемые по всем направлениям передачи одного и того же пилот-сигнала и информационные сигналы, предназначенные для какого-то одного или для множества абонентских приемников. Аналоговый приемник 712, который в примере реализации представлен в виде QPSK (фазовая манипуляция с четвертичными сигналами) модема, осуществляет понижение частоты и дискретизирует полученный сигнал по составным I и Q компоненты. Составные I и Q компоненты подаются в цифровой приемник 714 для демодуляции. Затем демодулированные данные подаются в цифровую схему 716 для комбинирования, обратного перемежения и декодирования.

Каждая I и Q компонента, выводимая из аналогового приемника 715, может включать излучаемые по всем направлениям трансляции идентифицирующего пилот-сигнала и соответствующие информационные сигналы. В цифровом приемнике 714 конкретные многолучевые передачи транслируемого сигнала, выбранные поисковым приемником 715 вместе с контроллером 718, обрабатываются каждый одним из множества приемников данных или демодуляторов 720а-720с, которые называются здесь также "пальцами". Хотя на фиг. 11 показано только три пальца для демодуляции данных (демодуляторы 720а-720с), должно быть понятно, что можно использовать как больше, так и меньше пальцев. Каждый палец из составных I и Q компонент посредством сжатия (спектра) выделяет I и Q компоненты RI и RQ пилот-сигналов и информационных сигналов, соответствующих конкретному тракту.

Можно сказать, что I и Q компоненты пилот-сигнала для каждого пальца образуют вектор пилот-сигнала, а I и Q компоненты данных I-канала и Q-канала образуют пару векторов данных. Согласно изобретению эти I и Q компоненты вектора пилот-сигнала и данных выделяются из принятого сигнала для получения оценок данных I-канала и Q-канала. Обычно пилот-сигнал передается с более высоким уровнем, чем сигналы данных, и поэтому модуль вектора пилот-сигнала больше, чем у принимаемых векторов данных. Соответственно вектор пилот-сигнала может быть использован в качестве точного опорного фазового сигнала, для обработки сигналов.

В процессе передачи передаваемые пилот-сигналы и сигналы данных проходят один и тот же путь до приемников. Однако из-за канального шума принятый сигнал обычно оказывается смешенным относительно передаваемого фазового угла. Представление скалярных произведений вектора пилот-сигнала на векторы информационного сигнала I-канала и Q-канала используются согласно описанию для выделения данных I-канала и Q-канала из сигнала, принимаемого выбранным пальцем приемником. В частности, скалярное произведение используется для определения значений компонента векторов данных, которые находятся в фазе с вектором пилот-сигнала, посредством проецирования векторов пилот-сигнала на каждый из векторов данных. Одна из процедур для выделения пилот-сигнала из сигнала, принимаемого выбранным пальцем приемника, описана ниже со ссыпками на фиг. 8, а также на находящуюся на рассмотрении патентную заявку США N 07/981,034, выданную 24 ноября 1992 года под названием "PILOT CARRIER DOT PRODUCT CIRCUIT", права на которую принадлежат правоприемнику настоящего изобретения и включена в виде ссылки.

Восстановление закодированных групповым кодом символьных субпотоков
Далее будет подробно описано восстановление из данных, передаваемых по I каналу, одного закодированного групповым кодом субпотока а(i).

a(i) = A(i)⊕S_i = (A_i1⊕S_i1,...,A_i1⊕S_ip).
Предположим, что перед передачей на j-й из "N" приемников (фиг. 8) по I и Q каналам субпоток a(i) преобразуется в действительную последовательность r(i), где

После расширения с помощью сигнала Уолша W и соответствующих последовательностей PN_I и PN_Q результирующие последовательности S_Ij и S_Qj, предназначенные для приема j-м приемником, могут быть представлены как


Составной сигнал, передаваемый на "N" приемников в конкретной ячейке, определяется как

где

Для определенности предположим, что сигнал S(t) распространяется по m-му тракту передачи на j-й приемник, что позволяет принимаемый сигнал R_j(t) выразить как

где сигнал R_j(t) имеет случайных фазовый сдвиг Θ относительно локального опорного сигнала приемника и где n(t) обозначает сигнал собственного шума.

Обратимся к блок-схеме на фиг. 12, из которой видно, что j-й приемник включает набор из "r" демодулирующих пальцев 720, предназначенных для обработки сигнала R_j(t) принимаемого по "r" трактам передачи. Сигнал R_j(t) передаваемый по m-му тракту, проходит через полосовой фильтр, имеющий передаточную функцию h(t) и дискретизируется в моменты времени t=kT_w, где T_w обозначает период между последовательными элементами в соответствующей функции Уолша W_j. В результате этих операций получают I и Q проекции R_Im.k и R_Qm.k, подаваемые в m-й демодулирующий палец 720, где


где τ_m соответствует задержке, связанной с m-м трактом передачи и где составляющие шума N_i и N_q, можно определить как случайные процессы с нулевым средним и дисперсией σ². Согласно изобретению, оценки последовательности r(i) передаваемой по m-му тракту передачи, производятся из выборочных проекций R_Im.k и R_Qm.k m-м приемным пальцем 720.

Обратимся к фиг. 13, где представлена блок-схема m-го приемного пальца 720, предназначенного для обработки выборочных проекций R_Im.k и R_Qm.k. Приемный палец 720 включает схему демодуляции/сжатия и вращения фазы 740, а также схему оценки фазы и синхронизации 744. Согласно изобретению схема 740 предназначена для демодуляции выборочных проекций R_Im.k и R_Qm.k путем выполнения первого набора четных корреляций с использованием присвоенной функции Уолша W_j и PN_I последовательности, и второго набора частных корреляций с использованием присвоенной функции Уолша и PN_Q последовательности. Каждая частная корреляция выполняется на интервале из L/p элементов Уолша, где L обозначает длину сигнала Уолша W_j, используемого для покрытия "p" символьных субпотоков, являющихся неотъемлемой частью последовательностей S_Ij и S_Qj. Затем результаты частных корреляций изменяются по фазе, чтобы получить искомые переменные Ihat(m) и Qhat(m), которые выводятся m-м приемным пальцем 720. Указанное вращение фазы выполняется в соответствии с оцениваемым фазовым сдвигом Θ между передаваемым сигналом и генерируемым на месте приема опорным сигналом. В предпочтительном варианте реализации схема оценки фазы и синхронизации 744 включает фазовую синхронизацию для генерирования оценки фазы Θ
Схема оценки фазы и синхронизации 744 обеспечивает оценку пилот/сигнала (P_m) передаваемого по m-му тракту, на основе промежуточных сигналов, формируемых схемой 740 во время демодуляции и сжатия выборочных проекций R_Im.k и R_Qm.k. Выделенный пилот-сигнал используется для вращения фазы частных корреляций в схеме 740, а также для синхронизации в выборочном сумматоре 750 (фиг. 12). Результаты этих независимых корреляций используются для получения m-й пары искомых переменных I(hat)(m) и Q(hat))m), подаваемых в выборочный сумматор 750 (фиг. 12). В выборочном сумматоре 750 искомые переменные Ihat(1), 1=1,..., r, формируемые набором из "r" приемных пальцев 720, синхронизируются и комбинируются как искомые переменные Qhat(m).

Обратимся к фиг. 14, из которой видно, что m-й приемный палец 720 включает умножители 780 и 782 для приема выборочных проекций R_Im.k и R_Qm.k на частоте PN расширения 1.2288 МГц. Генератор Уолша 786 подсоединен к обоим умножителям 780 и 782, где его выходные сигналы (W_j) умножаются на проекции R_Im.k и R_Qm.k. Приемный палец 720, кроме того, включает PN генераторы 790 и 792 для подачи PN_I последовательности в умножители 798 и 800 и PN_Q последовательности в умножители 802 и 804. Как показано на фиг. 14, демодулированные с помощью функции Уолша проекции R'_Im.k и R'_Qm.k из умножителя 780 умножаются на PN_I последовательность в умножителе 798 и на PN_I последовательность в умножителе 802. Подобным же образом выход умножителя 872 умножается в умножителе 800 на PN_I последовательность, а в умножителе 804 на PN_Q последовательность.

Умножители 798 и 800 сопоставляют демодулированные посредством функции Уолша проекции R'_Im.k и R'_Qm.k с PN_I последовательностью. Между PN_I последовательностью и последовательностями R'_Im.k и R'_Qm.k поддерживается соответствующая синхронизация с помощью схемы синхронизации 810, работа которой поясняется ниже. Подобным же образом последовательности R'_Im.k и R'_Qm.k сопоставляются с PN_Q последовательностью с помощью умножителей 802 и 804. Затем коррелированные выходы умножителей 798, 800, 802 и 804 подаются в соответствующие накопители I канала 814 и 816 и накопители Q канала 818 и 820. Накопители 814, 816, 818 и 820 аккумулируют входную информацию на L/p элементах Уолша, где, как и раньше, обозначает длину сигнала Уолша W_j. Накопители 814, 816, 818 и 820 служат для формирования частных корреляций A_In, A_Qn, B_In, B_Qn в течение каждого из "p" интервалов частной корреляции длиной L/p элементов Уолша (т.е., n=1,...,p), появляющихся в течение каждого сигнала Уолша. Частные корреляции A_In, A_Qn, B_In, B_Qn подаются на элементы задержки 824, 826, 828 и 830 через соответствующие ключи 834, 836, 838 и 840. Ключи переходят из нормально открытого состояния в закрытое при завершении каждого интервала частной корреляции в соответствии с сигналами синхронизации, обеспечиваемыми схемой синхронизации 810. Частные корреляции A_In, A_Qn, формируемые накопителями I канала 814 и 816 при завершении n-го интервала корреляции, могут быть выражены как:


причем очевидно, что частные корреляции B_In B_Qn могут быть представлены по существу в таком же виде. Обратимся к выражениям (12) и (13), где составляющие r_jn, j= 1, ...,p, вместе представляют оценку из "p" интегральных значений, входящих в действительную последовательность r(i) определяемую выражением (5). Обратимся снова к фиг. 14, где схема оценки фазы и синхронизации 744 включает схему выделения пилот-сигнала 850 для получения сигналов фазы пилот-сигнала, которые используются при поддержке синхронизации в приемном пальце 720. Схема выделения пилот-сигнала 850 включает умножитель 854, к которому подаются выходные сигналы умножителей 798 и 802, а также умножитель 856 для перемножения выходов умножителей 800 и 804. Схема 850, кроме того, включает генераторы Уолша 862 и 864, предназначенные для подачи сигналов Уолша W_i и W₀ соответственно на умножитель 866. Результирующий демодулированный сигнал W_iW₀ формируемый умножителем 866, соответственно синхронизируется посредством временных сигналов, подаваемых схемой 810 в генераторы Уолша 862 и 864, и подается в умножители 868 и 870. Сигнал W_iW₀ умножается на выходной сигнал умножителя 854 в умножителе 868, в то время как умножитель 870 выполняет ту же операцию соответственно с сигналом W_iW₀ и выходным сигналом, обеспечиваемым умножителем 856.

Выходные сигналы умножителей 868 и 870 накапливаются соответственно в накопителях выделения пилот-сигналов 874 и 878 на интервале, выбранном так, чтобы сформировать несмещенную оценку фазы принятого пилот-сигнала. В примере реализации интервал накопления занимает период длительностью 2rL где, как указывалось выше, L соответствует периоду символа Уолша, Этот интервал накопления обычно занимает периоды времени длиной "rL" каждый, появляющиеся непосредственно перед и после момента, когда желательно оценить фазу пилот-сигнала. Синхронизация между выходными сигналами, формируемыми накопителями 814, 816, 818 и 820 и выходными сигналами накопителей выделения пилот-сигналов 874 и 880, поддерживается элементами задержки 824, 926, 828 и 830. Задержка сигнала, выполняемая каждым элементом задержки 824, 826, 828 и 830, выбирается эквивалентной по длительности интервалу, занимаемому "r" последующими символами Уолша. Соответственно при генерировании оценки пилот-сигнала, соответствующей n-м частным корреляциям A_InA_Qn, накопителями 874 и 878 аккумулируется набор выборок данных D_j, (L/p)(n-r) + 1 ≅ j ≅ (L/p)(n+r).

Сигналы, формируемые накопителями оценки пилот-сигналов 882 и 886 соответствуют проекциям пилот-сигнала (P_m) I-канала и Q-канала, передаваемого по m-му тракту и могут быть соответственно представлены как:


Обратимся к фиг. 14, где проекции пилот-сигнала I-канала и Q-канала подаются каждая на фазовращатель I-канала 850 и фазовращатель Q-канала 852. Фазовращатель I-канала 850 формирует последовательность значений выходных данных, соответствующих оценке последовательности r(t) передаваемой по m-му тракту, взвешенную посредством пилот-сигнала P_m. Искомая составляющая I_n(m), генерируемая фазовращателем I-канала 850 при завершении n-го интервала корреляции, может быть представлена как
(17)
Выборочный сумматор 750 (фиг. 12) комбинирует искомые составляющие I-канала I_n(i) i=1,..., формируемые демодуляторами 720 во время n-го интервала корреляции, в составную искомую составляющую I_cn и комбинируют искомые переменные Q-канала Q_n(i) в составную искомую составляющую Q_cn. Составные искомые составляющие I_cn, и Q_cn последовательно выводятся сумматором 750 в виде последовательностей


где индексы указывают соответствие "p" символьным субпотокам, скомбинированным в действительную последовательность r(i). Составные искомые последовательности I_c и Q_c подаются в мультиплексоры I-канала и Q-канала 870 и 874, которые соответственно формируют параллельные выходные сигналы


Согласно изобретению набор оценок A_I(t) входных символьных супотоков A_I(i) передаваемых по I-каналу, где i=1,..., p, генерируется посредством декорреляции искомой последовательности I_c на основе групповых кодов, присущих последовательности r(i). Более конкретно, оцена i-го символьного потока A_I(i) выполняется посредством следующего расчета скалярного произведения r(i) на искомую последовательность I_I(i):
(18)
где c_i,n и обозначает n-й член группового кода с_i, используемого для кодирования i-го символьного потока. Расчет, определяемый уравнением (18), основан на ортогональности между групповыми кодами, используемыми для кодирования входных символьных потоков. То есть,

для всех j ≠ j. Для p ≥ 4 уравнение (18) может быть решено путем выполнения, например, быстрого преобразования Адамара (FHT) над последовательностями I_C^T, обеспечиваемыми мультиплексором 870 (фиг. 12). Затем оценки символьного потока восстанавливаются после перемножения и декодируются, чтобы дать возможность оценить переданные данные.

Данное описание предпочтительных вариантов реализации приведено для того, чтобы дать возможность специалисту в данной области воплотить или использовать настоящее изобретение. Для специалиста в данной области представляются очевидными различные модификации вариантов выполнения и то, что сформулированные здесь основные принципы можно использовать для реализации других вариантов выполнения, не прибегая к изобретательской деятельности. Таким образом, настоящее изобретение не ограничивается представленными здесь вариантами выполнения в рамках раскрытия изобретения.

Формула изобретения

1. Передатчик для модуляции информационного сигнала для передачи в системе связи с расширенным спектром, включающий в себя кодер, перемежитель, средство для генерирования ортогонального функционального сигнала, отличающийся тем, что содержит средство демультиплексирования указанного информационного сигнала в первый и второй субсигналы, первое средство для комбинирования указанного первого субсигнала с первым групповым кодом и для комбинирования указанного второго субсигнала со вторым групповым кодом, ортогональным первому групповому коду, с возможностью получения первого составного кодированного групповым кодом сигнала, средство для модуляции указанного первого составного кодированного групповым кодом сигнала посредством ортогонального функционального сигнала для формирования первого модулированного сигнала.

2. Передатчик по п.1, отличающийся тем, что дополнительно включает средство для генерирования псевдошумового сигнала в заданном PN коде и средство для комбинированного указанного первого модулированного сигнала с указанным псевдошумовым сигналом в заданном PN коде для обеспечения первого выходного сигнала.

3. Передатчик по п.1, отличающийся тем, что дополнительно включает средство для демультиплексирования информационного сигнала в третий и четвертый субсигналы, второе средство для комбинирования указанного третьего субсигнала с третьим групповым кодом и для комбинирования указанного четвертого субсигнала с четвертым групповым кодом с возможностью получения второго составного кодированного групповым кодом сигнала, причем первый, второй, третий и четвертый групповые коды взаимно ортогональны, и средство для модуляции указанного второго составного кодированного групповым кодом сигнала посредством ортогонального функционального сигнала для обеспечения второго модулированного сигнала.

4. Передатчик по п.3, отличающийся тем, что он дополнительно содержит средство для генерирования синфазного псевдошумового (PN_I) и квадратурного псевдошумового (PN_Q) сигнала в заданных PN кодах, и средство для комбинирования указанного PN_I сигнала с первым модулированным сигналом для обеспечения I выходного сигнала и для комбинированного указанного PN_Q сигнала с указанным вторым модулированным сигналом для обеспечения Q выходного сигнала.

5. Передатчик по п.4, отличающийся тем, что он дополнительно включает средство для модуляции синфазного (I) и квадратурного (Q) несущих сигналов с заданным фазовым соотношением I и Q выходными сигналами соответственно.

6. Передатчик по п.1, отличающийся тем, что первое средство для комбинирования включает первое средство для тиражирования первого субсигнала для получения первого и второго идентичных символьных потоков, первое средство для умножения каждого символьного потока на коэффициент первого группового кода для обеспечения первой и второй промежуточных последовательностей, первый мультиплексор для комбинирования указанных первой и второй промежуточных последовательностей в первый кодированный групповым кодом сигнал, второе средство для тиражирования второго субсигнала для получения третьего и четвертого идентичных символьных потоков, второе средство для умножения третьего и четвертого символьного потока на коэффициент второго группового кода для обеспечения третьей и четвертой промежуточных последовательностей, второй мультиплексор для комбинирования указанных третьей и четвертой промежуточных последовательностей в первый кодированный групповым кодом сигнал и средство для комбинирования указанных первого и второго кодированных групповым кодом сигналов в первый составной кодированный сигнал.

7. Передатчик по п.1, отличающийся тем, что средство для комбинирования первого и второго кодированных групповым кодом сигналов включает средство для преобразования первого и второго кодированных групповым кодом сигналов в целочисленные значения, выбираемые из набора целых чисел, включающего +1 и -1.

8. Передатчик для модуляции из p информационных сигналов с равной скоростью передачи данных для одновременной передачи в системе связи с расширенным спектром, включающий в себя кодер, перемежитель, средство для генерирования ортогонального функционального сигнала, отличающийся тем, что содержит средство для комбинирования каждого информационного сигнала с одним из групповых кодов из набора из p групповых кодов для получения набора из p кодированных кодов сигналов, средство для комбинирования указанных p кодированных групповым кодом сигналов и для генерирования составного кодированного групповым кодом сигнала, средство для модуляции составного кодированного групповым кодом сигнала ортогональным функциональным сигналом для обеспечения первого модулированного сигнала.

9. Передатчик по п.8, отличающийся тем, что он дополнительно включает средство для генерирования псевдошумового сигнала в заданном PN коде и средство для комбинирования модулированного сигнала псевдошумовым сигналом в заданном PN коде с возможностью обеспечения первого выходного сигнала.

10. Передатчик по п.8, отличающийся тем, что средство для комбинирования информационных сигналов с групповыми кодами включает средство для тиражирования первого из указанных информационных сигналов для получения набора из p идентичных символьных потоков, средство для умножения каждого из символьных потоков на один из коэффициентов группового кода из набора p коэффициентов группового кода, включенных в первый из указанных групповых кодов, для обеспечения набора из p промежуточных последовательностей, и мультиплексор для комбинирования p промежуточных последовательностей в первый из кодированных групповым кодом сигналов.

11. Передатчик по п.5, отличающийся тем, что он дополнительно включает средство для передачи I-модулированных и Q-модулированных несущих сигналов по I и Q каналам связи соответственно.

12. Система связи с расширенным спектром для модуляции информационного сигнала, подлежащего передаче синфазно (I) и со сдвигом по фазе 90^o (Q) путем использования несущего сигнала и копии несущего сигнала, сдвинутой по фазе на 90^o, причем указанная система содержит передатчик, включающий в себя кодер, перемежитель, средство для генерирования ортогонального функционального сигнала, средство генерирования синфазного псевдошумового (PN_I) и квадратурного псевдошумового (PN_Q) сигналов в заданных PN кодах, отличающаяся тем, что содержит средство для демультиплексирования информационного сигнала в первый и второй наборы субсигналов, средство для комбинирования набора субсигналов с первым набором ортогональных групповых кодов для получения первого составного кодированного групповым кодом сигнала, и для комбинирования второго набора субсигналов со вторым набором ортогональных групповых кодов, для получения второго составного кодированного групповым кодом сигнала, средство для комбинирования PN_I сигнала с первым составным кодированным групповым кодом сигнала и ортогональным функциональным сигналом для формирования I сигнала модуляции, и для комбинирования PN_Q сигнала со вторым составным кодированным групповым кодом сигналом и ортогональным функциональным сигналом для получения Q сигнала модуляции.

13. Система по п.12, отличающаяся тем, что она включает средство модуляции несущего сигнала с помощью I сигнала модуляции и модуляции копии несущего сигнала с помощью Q сигнала модуляции для формирования I-модулированного и Q-модулированного несущих сигналов соответственно, и средство передачи I-модулированного и Q-модулированного несущих сигналов по I и Q каналам связи.

14. Система по п.13, отличающаяся тем, что дополнительно включает приемник, содержащий средство получения оценки информационного сигнала в соответствии с I-модулированным и Q-модулированным несущим сигналом, принимаемым по I и Q каналам связи.

15. Система связи по п. 14, отличающаяся тем, что указанный приемник дополнительно включает средство получения промежуточных приемных сигналов посредством демодуляции принимаемых несущих сигналов с использованием копии ортогонального функционального сигнала.

16. Система связи по п.15, отличающаяся тем, что приемник дополнительно включает средство для генерирования первого сигнала сжатия посредством тиражирования PN_I сигнала и первое средство для коррелирования указанных промежуточных принимаемых сигналов путем использования первого сигнала сжатия, для обеспечения первого набора сигналов синфазных (I) и квадратурных (Q) проекций.

17. Система связи по п. 16, отличающаяся тем, что она дополнительно включает средство для комбинирования ортогонального функционального сигнала с пилот-сигналом для обеспечения модулированного пилот-сигнала, средство передачи модулированного пилот-сигнала по каналу пилот-сигнала.

18. Система связи по п.17, отличающаяся тем, что приемник дополнительно включает средство для демодуляции модулированного пилот-сигнала, передаваемого по каналу пилот-сигнала, средство для получения оценки пилот-сигнала, передаваемого по каналу пилот-сигнала, первое средство вращения фазы для генерирования оценки первого информационного сигнала на основе первого набора I и Q проекции и оценки несущего сигнала пилот-сигнала.

19. Система связи по п.18, отличающаяся тем, что приемник дополнительно включает средство для генерирования второго сигнала сжатия посредством тиражирования PN_Q сигнала и второе средство для коррелирования указанных промежуточных принимаемых сигналов путем использования второго сигнала сжатия, для обеспечения второго набора сигналов синфазных (I) и квадратурных (Q) проекций.

20. Система связи по п.19, отличающаяся тем, что приемник дополнительно включает второе средство вращения фазы для генерирования оценки второго информационного сигнала на базе второго набора I и Q проекций и оценки несущего сигнала пилот-сигнала.

21. Система связи по п.18, отличающаяся тем, что приемник дополнительно включает средство для задержки первого набора сигналов I и Q проекций.

22. Способ модуляции информационного сигнала для передачи в системе связи с расширенным спектром, состоящий в том, что производят кодирование, перемежение информационного сигнала, генерирование ортогонального функционального сигнала, отличающийся тем, что производят демультиплексирование информационного сигнала в первый и второй субсигналы, комбинирование первого субсигнала с первым групповым кодом и комбинирование второго субсигнала со вторым групповым кодом, ортогональным первому групповому коду, с возможностью получения первого составного кодированного групповым кодом сигнала, генерирование ортогонального функционального сигнала, и модуляцию первого составного кодированного групповым кодом сигнала ортогональным функциональным сигналом для получения первого модулированного сигнала.

23. Способ по п.22, отличающийся тем, что дополнительно производят генерирование псевдошумового сигнала в заданном PN коде и комбинирование первого модулированного сигнала с псевдошумовым сигналом в заданном PN коде с возможностью получения первого выходного сигнала.

24. Способ по п.23, отличающийся тем, что дополнительно производят демультиплексирование информационного сигнала в третий и четвертый субсигналы, комбинирование субсигнала с третьим групповым кодом м комбинирование четвертого субсигнала с четвертым групповым кодом с возможностью получения второго составного кодированного групповым кодом сигнала, причем первый, второй, третий и четвертый групповые коды взаимно ортогональны, и модуляцию второго составного кодированного групповым кодом сигнала ортогональным функциональным сигналом для получения второго модулированного сигнала.

25. Способ по п. 24, отличающийся тем, что дополнительно осуществляют генерирование синфазного псевдошумового (PN_I) и квадратурного псевдошумового (PN_Q) сигналов в заданных Р кодах, и комбинирование PN_I сигнала с первым модулированным сигналом для обеспечения 1 выходного сигнала и для комбинирования PN_Q сигнала со вторым модулированным сигналом для обеспечения Q выходного сигнала.

26. Способ для модуляции набора из p информационных сигналов с равной скоростью передачи данных для одновременной передачи в системе связи с расширенным спектром, состоящий в том, что производят кодирование, перемежение информационного сигнала, отличающийся тем, что производят комбинирование каждого информационного сигнала с одним из групповых кодов набора из p групповых кодов для получения набора из p кодированных групповым кодом сигналов, комбинирование p кодированных групповым кодом сигналов с возможностью генерирования составного кодированного групповыми кодами сигнала, модуляцию составного кодированного групповыми кодами сигнала ортогональным функциональным сигналом для формирования первого модулированного сигнала.

27. В системе связи коллективного доступа с кодовым разделением каналов способ для формирования синфазного (I) и квадратурного (Q) каналов связи с расширенным спектром, по которым передается информационный сигнал, состоящий в том, что производят кодирование, перемежение информационного сигнала, генерирование синфазного псевдошумового (PN_I) и квадратурного псевдошумового (PN_Q) сигналов в заданных PN кодах, отличающийся тем, что производят демультиплексирование информационного сигнала в первый и второй наборы субсигналов, комбинирование первого набора субсигналов с первым набором ортогональных групповых кодов для получения первого составного кодированного групповыми кодами сигнала, и комбинирование второго набора субсигналов со вторым набором ортогональных групповых кодов для получения второго составного кодированного групповыми кодами сигнала, комбинирование PN_I сигнала с первым составным кодированным в групповых кодах сигналом и ортогональным функциональным сигналом для обеспечения I сигнала модуляции, и комбинирование PN_Q сигнала со вторым составным кодированным групповыми кодами сигналом и ортогональным функциональным сигналом для формирования Q сигнала модуляции.

28. Способ по п.27, отличающийся тем, что дополнительно производят модуляцию несущего сигнала I сигналом модуляции и модуляцию копии несущего сигнала Q сигналом модуляции для формирования I-модулированного и Q-модулированного несущих сигналов соответственно, и передачу I-модулированного и Q-модулированного несущих сигналов по I и Q каналам связи.

29. Способ по п.29, отличающийся тем, что дополнительно производят прием I-модулированных и Q-модулированных несущих сигналов, передаваемых по I и Q каналам связи, и получение на их основе оценки информационного сигнала.

30. Способ по п.29, отличающийся тем, что на этапе получения оценки информационного сигнала производят демодуляцию принимаемых несущих сигналов с использованием копий ортогонального функционального сигнала, PN_I сигнала и PN_Q сигнала.

РИСУНКИ

Рисунок 1, Рисунок 2, Рисунок 3, Рисунок 4, Рисунок 5, Рисунок 6, Рисунок 7, Рисунок 8, Рисунок 9, Рисунок 10, Рисунок 11, Рисунок 12, Рисунок 13, Рисунок 14, Рисунок 15, Рисунок 16