Непосредственный преобразователь частоты тока квазисинусоидальной формы

 

Изобретение относится к преобразовательной технике. Непосредственный преобразователь частоты выполнен по двухтактной схеме с нулевым выводом сетевого источника переменного напряжения с раздельным управлением двумя ключевыми формирователями тока, каждый из которых выполнен в виде однофазного мостового инвертора напряжения на четырех транзисторных ключах, зашунтированных обратными диодами, который выводами постоянного тока подключен к обкладкам накопительного полярного конденсатора, а выводами переменного тока соединяет посредством согласующего дросселя сетевой источник с общей цепью нагрузки. Управление осуществляется по принципу автоматического регулирования на основе сравнения сигнала задания тока с сигналом обратной связи путем высокочастотного включения и выключения соответствующей пары транзисторных ключей, что сопровождается двусторонним обменом энергией между накопительным конденсатором и дросселем и получением в цепи нагрузки тока заданной формы. Технический результат - повышение надежности. 2 ил.

Изобретение относится к устройствам преобразовательной техники, энергетически совместимым с питающей сетью, и может быть использовано, например, в системах электропривода переменного тока с частотно-токовым управлением.

В связи с появлением достаточно мощных, полностью управляемых вентилей в виде транзисторных IGBT, MOSFET-модулей получают развитие непосредственные преобразователи частоты (НПЧ) с улучшенной формой тока. В основу работы данных устройств положена идея управляемого высокочастотного формирования тока в процессе двустороннего обмена энергией накопительного конденсатора с индуктивными элементами на сетевом входе (см. Зиновьев Г.С. и др. Повышающе-понижающие регуляторы переменного напряжения и непосредственные преобразователи частоты. //Электротехника. 2000. 11, с.16-20). Первоначальная реализация данной идеи была направлена на получение квазисинусоидальной формы тока лишь на сетевом входе вентильных преобразователей с помощью т.н. активного фильтра в виде инвертора напряжения с полярным накопительным конденсатором в цепи постоянного тока. Данное устройство подключалось параллельно искажающей нагрузке и за счет регулируемой высокочастотной ампер-добавки, в общем случае, положительного и отрицательного знака, обеспечивало синусоидальность суммарного тока указанного фильтра и искажающей нагрузки.

Задача получения непрерывного тока улучшенной формы в бестрансформаторной схеме преобразователя не только в сети, но и в его нагрузке привела, как это следует из вышеуказанной статьи, к появлению преобразователей с неполярными конденсаторами достаточно большой установленной мощности. Наличие частотно-зависимых LC-фильтров дополнительно усложняет данные устройства, поэтому целью изобретения явилась разработка такой конструкции формирователя тока, в которой функции управления током как на сетевом входе, так и в цепи нагрузки преобразователя осуществлялись бы с помощью полярных конденсаторов. Как известно, конденсаторы данного типа, в частности электролитические, имеют наиболее высокие удельные характеристики и низкую стоимость, поэтому их применение, несмотря на увеличенные потери мощности, в большинстве случаев предпочтительнее.

Наиболее близкое техническое решение, на наш взгляд, содержится в схеме компенсатора пассивной мощности, представленного в статье Лабунцова В.А. и др. "Однофазные полупроводниковые компенсаторы пассивных составляющих мгновенной мощности." //Электричество. 1993. 12, с.20-32. Силовая схема данного устройства содержит однофазный мостовой инвертор напряжения на четырех транзисторных ключах, зашунтированных обратными диодами, которые зажимами постоянного тока подключены к обкладкам полярного накопительного конденсатора, а одним из зажимов переменного тока - к одному из выводов однофазного источника сетевого напряжения. Устройство управления выполнено в виде системы автоматического управления, основными элементами которой являются узел сравнения сигнала задания тока с сигналом обратной связи по току нагрузки, а также модулятор длительности включенного состояния ключей. Однако применение данной схемы в качестве единственного звена НПЧ затруднительно, так как формирование условно отрицательной полуволны тока на периоде (при встречной полярности сетевого напряжения) возможно лишь при достаточно большом многократном превышении напряжения на обкладках конденсатора над амплитудой сетевого напряжения, что может привести к пробою полупроводниковых приборов.

Для решения поставленной задачи предлагается введение в силовую схему аналогичных по параметрам и исполнению второго источника сетевого напряжения и транзисторного инвертора с конденсаторным накопителем в цепи постоянного тока, а включение вентилей первого и второго инверторов осуществлять по двухтактному принципу с раздельным управлением. Для этого в систему управления предполагается дополнительное введение устройства раздельной подачи управляющих импульсов на вентили вышеуказанных инверторов в функции полярности сигнала задания и сигнала обратной связи по току нагрузки.

На фиг. 1а приведена схема однофазного НПЧ с транзисторным инвертором, принятым за прототип, а на фиг.1б - упрощенное изображение той же схемы; на фиг. 1в - временные диаграммы (осцилограммы), иллюстрирующие работу данного устройства на периоде сетевого напряжения; на фиг.2а приведена схема предлагаемого варианта преобразователя, а на фиг.2б - аналогичные диаграммы, иллюстрирующие его работу.

Представленное на фиг. 1а устройство выполнено на основе однофазного мостового инвертора напряжения на транзисторных ключах 1-4, зашунтированных обратными диодами 5-8. Мост 9 зажимами постоянного тока подключен к обкладкам накопительного полярного конденсатора 10, а зажимами переменного тока замыкает последовательную цепь, состоящую из источника сетевого напряжения 11, согласующего дросселя 12 и цепи нагрузки 13. Устройство управления содержит узел сравнения 14 сигнала задания тока с сигналом обратной связи, поступающим с датчика тока нагрузки 15, а также модулятор длительности включенного состояния ключей 16. Инвертор 9, согласно современным тенденциям, может быть выполнен в виде унитарного модуля на МОП-транзисторах, зашунтированных быстрыми диодами, с подключенным на выходе накопительным конденсатором, как это показано на фиг.1б. Согласно диаграммам на фиг.1в, данный транзисторно-конденсаторный модуль при соответствующем управлении ключами может выполнять функции формирователя тока заданной величины и формы. Для этого система управления должна работать по принципу автоматического регулирования тока, который обеспечивает, в соответствии с широтно-импульсным (ШИМ) или релейным законом модуляции, изменение длительности включенного состояния транзисторов в функции сигнала ошибки регулирования Δi*_у=i*_у-i*_н, где i*_у - сигнал управления током, i*_н - сигнал отрицательной обратной связи.

Диаграммы на фиг.1в иллюстрируют работу устройства при ШИМ-2-регулировании, в соответствии с которым моменты переключения отыскиваются в точках пересечения линейно изменяющихся с высокой тактовой частотой опорных сигналов с сигналом ошибки Δi*_у. Полагается, что транзисторные ключи в мостовой схеме инвертора работают попарно-поочередно, а наличие диодов 5-8 и согласующего дросселя 12 приводит к тому, что конденсатор 10 в исходном состоянии заряжен до уровня, превышающего амплитуду сетевого напряжения.

Работа данного устройства происходит при двустороннем обмене энергией между конденсатором и индуктивным согласующим элементом - с одной стороны и между сетевым источником и конденсатором - с другой. При этом в зависимости от знака мгновенной мощности на зажимах сетевого источника могут иметь место два режима: режим потребления мощности при совпадении полярности мгновенного напряжения сети с направлением тока и режим рекуперации при несовпадении указанных знаков. В режиме потребления мощности каждое включение диагонально расположенных транзисторов моста, например 1-го и 2-го, будет приводить к некоторому возрастанию мгновенного значения тока разряда конденсатора под воздействием суммарного напряжения конденсатора и сети, полярность которых указана без скобок. После выключения элементов 1, 2 реактивный ток, сохраняя направление, будет вынужден замыкаться по цепи с диодами 7, 8 встречно полярности напряжения конденсатора, при это уменьшаясь и вновь заряжая последний. Таким образом, в указанном режиме в результате многократного переключения и управления длительностью включенного и выключенного состояний вентилей можно формировать ток необходимой величины и формы при сохранении баланса энергий и повторяемости процесса.

Однако при отрицательной полуволне тока и положительной полуволне сетевого напряжения включение диагонально расположенной пары транзисторов моста может не вызвать необходимого возрастания тока, так как оно будет происходить под воздействием разности напряжений на конденсаторе и сети. Последующее выключение транзисторной пары, в свою очередь, не вызовет восстановления напряжения на обкладках конденсатора, так как его заряд будет происходить также под воздействием разности эдс индукции дросселя и напряжения сети. В результате снижения напряжения конденсатора процессы при формировании условно отрицательной полуволны тока возможны лишь при многократном превышении начального напряжения конденсатора над амплитудой сетевого напряжения, что может повлечь пробой полупроводниковых приборов и потому, в общем случае, не несут периодического характера.

Предлагаемое решение основывается на дополнительном введении в схему НПЧ второго аналогичного по исполнению транзисторно-конденсаторного модуля 17 и сетевого источника 18, например, в виде дополнительной вторичной обмотки согласующего трансформатора (см. фиг.2а). Соединение модулей 9, 17 и сетевых источников 11, 18 осуществлено по принципу двухтактной схемы, работающей при раздельном управлении ключами. Для этого устройство управления дополняется блоком раздельного управления 19, разрешающим подачу управляющих импульсов на транзисторы первого или второго модуля с помощью селектора 20 в функции знака сетевого напряжения и сигнала ошибки регулирования, а также сигнала, поступающего с датчика тока. При таком управлении работа транзисторно-конденсаторных модулей будет происходить поочередно, причем каждый из них будет участвовать в формировании одной полуволны тока нагрузки на периоде, знак которой совпадает с полярностью полуволны сетевого напряжения в соответствующей полуобмотке трансформатора. Это исключает возможность формирования тока при встречной полярности сетевого напряжения, и, следовательно, работа преобразователя будет происходить лишь в режиме потребления мощности из сети. Полагается, что соответствующей задержкой включения транзисторов можно исключить возможное развитие тока короткого замыкания обеих полуобмоток трансформатора в моменты перехода тока через нулевое значение. Диаграммы на фиг.2б показывают, что в данном варианте уровень напряжения на обкладках накопительных конденсаторов U_c9, U_c17 стабилизируется, что подтверждает эффективность предложенного решения.

Формула изобретения

Непосредственный преобразователь частоты тока квазисинусоидальной формы, силовая схема которого содержит транзисторно-конденсаторный модуль в виде однофазного мостового инвертора напряжения, выполненного на четырех транзисторных ключах, зашунтированных обратными диодами, который зажимами постоянного тока подключен к обкладкам полярного накопительного конденсатора, а одним из зажимов переменного тока соединен с одним из выводов однофазного источника сетевого напряжения, а устройство управления транзисторными ключами выполнено в виде системы автоматического регулирования, основными элементами которой являются узел сравнения сигнала задания тока с сигналом обратной связи по току нагрузки и модулятор длительности включенного состояния транзисторов, отличающийся тем, что в силовую схему введены аналогичные по параметрам и исполнению второй источник сетевого напряжения и транзисторно-конденсаторный модуль, указанные вторые зажимы переменного тока которых соединены между собой и подключены к средней точке последовательно - согласно включенных первого и второго сетевых источников посредством последовательно соединенных между собой согласующего дросселя и цепи нагрузки преобразователя, а в управляющее устройство введен блок раздельного управления транзисторными ключами указанных модулей.

РИСУНКИ

Рисунок 1, Рисунок 2