Способ и устройство для передачи и приема цифрового чм радиовещания внутри полосы по каналу

 

Изобретение относится к области приема и передачи цифровых данных для использования в системах цифрового радиовещания. Достигаемый технический результат – устойчивость к помехам со стороны соседних каналов. Способ передачи данных для системы цифрового радиовещания характеризуется тем, что обеспечивают множество поднесущих с ортогональным частотным уплотнением, причем упомянутые поднесущие включают в себя информационные поднесущие и опорные поднесущие, модулируют информационные поднесущие цифровым сигналом, представляющим подлежащую передаче информацию, модулируют опорные поднесущие последовательностью синхронизирующих битов, передают упомянутые поднесущие с ортогональным частотным уплотнением. В способе приема данных в системе цифрового радиовещания принятые сигналы дифференциально детектируют слово блочной синхронизации и используют упомянутое слово блочной синхронизации для когерентного детектирования упомянутого цифрового сигнала, представляющего подлежащую передаче информацию. 2 с. и 17 з.п. ф-лы, 8 ил.

Область техники

Данное изобретение касается способов и устройства для передачи и приема цифровых данных, более конкретно, таких способов и устройств для использования в системах цифрового радиовещания.

Уровень техники

Цифровое радиовещание (ЦРВ) представляет собой средство для обеспечения звукового сигнала цифрового качества, превосходящего существующие аналоговые форматы радиовещания. Как AM (амплитудно-модулированные), так и ЧМ (частотно-модулированные) сигналы ЦРВ можно передавать в гибридном формате, в котором сигнал с цифровой модуляцией сосуществует с используемым в настоящее время в радиовещании аналоговым ДМ или ЧМ сигналом, или полностью в цифровом формате без аналогового сигнала. Для систем ЦРВ внутри полосы по каналу (ВППК) не требуется новых спектральных распределений, поскольку каждый сигнал ЦРВ одновременно передается в пределах одной и той же спектральной маски существующего распределения ДМ или ЧМ каналов. ЦРВ ВППК способствует экономии спектра, в то же время давая возможность радиовещательным компаниям обеспечивать звуковые сигналы цифрового качества для имеющейся у них базы слушателей.

Один гибридный ЧМ сигнал ЦРВ ВППК объединяет несущую с аналоговой модуляцией и множество поднесущих с ортогональным частотным уплотнением (ОЧУ), размещенных в области от приблизительно 129 кГц до приблизительно 199 кГц относительно ЧМ средней частоты несущей, как выше, так и ниже спектра, занятого основной ЧМ несущей с аналоговой модуляцией. Полностью цифровая система ЦРВ ВППК исключает основной сигнал с аналоговой модуляцией при сохранении вышеупомянутых поднесущих и добавлении дополнительных поднесущих в областях от приблизительно 100 кГц до приблизительно 129 кГц от ЧМ средней частоты несущей. Эти дополнительные поднесущие могут передавать дублирующий сигнал, который можно использовать для формирования выходного сигнала в приемных устройствах в случае потери главного, или основного, сигнала.

Разработка высококачественных алгоритмов стереофонических кодеков (кодеров/декодеров) показывает, что фактическое качество стереофонического звучания, сравнимое со звучанием компакт-диска, практически достигается на такой низкой скорости, как 96 кбит/с. Для ЦРВ ВППК не требуется новых спектральных распределений, поскольку каждый сигнал ЦРВ одновременно передается внутри одной и той же спектральной маски существующего распределения. ЦРВ ВППК разработано, через уровень мощности и спектральное размещение, таким образом, чтобы слушатели аналогового радиовещания ясно его слышали. ВППК способствует экономии спектра, в то же время давая возможность радиовещательным компаниям обеспечивать звуковые сигналы цифрового качества для их существующей базы слушателей. Система ЧМ ЦРВ ВППК описана в заявке WO 99/50980 под названием "Способ и система ЧМ цифрового радиовещания внутри полосы по каналу".

В опубликованной заявке РСТ WO 95/07581 раскрыт способ передачи опорных сигналов в системе ОЧУ, который включает в себя последовательность битов постоянной амплитудной нулевой автокорреляции (ПАНА) (CAZAC).

В работе Брайана Кроегера (Brian Kroeger) и др. "Устойчивый модем и способы кодирования для ЧМ гибридного ЦРВ ВППК", IEEE Transactions on Broadcasting (Труды Института инженеров по электротехнике и электронике (ИИЭРА) по радиовещанию), т. 43, № 4, декабрь 1997 г., раскрыты способы кодирования сигналов для системы ЧМ цифрового радиовещания.

На сигналы ЦРВ ВППК могут влиять помехи от соседних каналов или внутриканальные помехи от передачи аналоговых сигналов. Требуется создать систему ЦРВ ВППК, которая допускает такие помехи даже в условиях многостанционного городского рынка сбыта с мощными сигналами, в то же время оставаясь способной передавать цифровую информацию на пониженной скорости передачи символов.

Сущность изобретения

Способ передачи данных в системе цифрового радиовещания заключается в том, что обеспечивают множество поднесущих с ортогональным частотным уплотнением, причем поднесущие включают в себя информационные поднесущие и опорные поднесущие, и модулируют информационные поднесущие цифровым сигналом, представляющим подлежащую передаче информацию. Опорные поднесущие модулируются последовательностью синхронизирующих битов, причем последовательность синхронизирующих битов включает в себя однозначное слово блочной синхронизации, а количество битов, содержащих слово блочной синхронизации, меньше половины количества битов в упомянутой последовательности синхронизирующих битов. Затем передают поднесущие с ортогональным частотным уплотнением. Кроме того, приемные устройства дифференциально детектируют слово блочной синхронизации и используют слово блочной синхронизации для когерентного детектирования цифрового сигнала, представляющего подлежащую передаче информацию.

Краткое описание чертежей

Фиг.1 изображает схематическое представление распределений частот и относительной спектральной плотности мощности сигнальных компонентов для гибридного ЧМ сигнала ЦРВ ВППК;

фиг.2 изображает схематическое представление распределений частот и относительной спектральной плотности мощности сигнальных компонентов для полностью цифрового ЧМ сигнала ЦРВ ВППК;

фиг.3 изображает схематическое представление распределений частот для верхней боковой полосы ЧМ сигнала ЦРВ ВППК в соответствии с настоящим изобретением;

фиг.4 изображает схематическое представление распределений частот для нижней боковой полосы ЧМ сигнала ЦРВ ВППК в соответствии с настоящим изобретением;

фиг.5 изображает схематическое представление синхронизирующей последовательности ДФМ (двухпозиционной фазовой манипуляции), используемой в предпочтительном варианте осуществления настоящего изобретения;

фиг.6 представляет блок-схему передающего устройства для использования в системе цифрового радиовещания, которое может передавать сигналы, отформатированные в соответствии с данным изобретением;

фиг.7 представляет функциональную блок-схему приемного устройства для использования в системе цифрового радиовещания, которое может принимать сигналы, отформатированные в соответствии с данным изобретением;

фиг.8 представляет блок-схему, показывающую методику оценки состояния канала, используемую в приемном устройстве фиг.7.

Описание предпочтительных вариантов осуществления

Рассмотрим чертежи, на которых фиг.1 изображает схематическое представление распределений частот (спектральное размещение) и относительную спектральную плотность мощности сигнальных компонентов для гибридного ЧМ сигнала 10 ЦРВ ВППК в соответствии с настоящим изобретением. Гибридный формат включает в себя обычный ЧМ стереофонический аналоговый сигнал 12, имеющий спектральную плотность мощности, представляемую треугольной формой 14, располагаемой в участке 16 центрального диапазона частот канала. Спектральная плотность мощности (СПМ) типичного аналогового ЧМ сигнала радиовещания имеет почти треугольную форму с наклоном приблизительно -0,35 дБ/кГц от средней частоты несущей. Множество модулированных в цифровой форме равномерно разнесенных поднесущих расположены с обеих сторон от аналогового ЧМ сигнала, в верхней боковой полосе 18 и нижней боковой полосе 20, и передаются одновременно с аналоговым ЧМ сигналом. Все несущие передаются на уровне мощности, который вписывается в канальную маску 22 Федеральной комиссии по связи Соединенных Штатов Америки. Вертикальная ось на фиг.1 показывает спектральную плотность пиковой мощности в противоположность более распространенной характеристике спектральной плотности средней мощности.

Были проведены измерения спектральной плотности мощности (СПМ) типичного ЧМ сигнала радиовещания, имеющего почти треугольную форму в децибелах с наклоном приблизительно - 0,36 дБ/кГц от средней частоты несущей. Первые соседние ЧМ сигналы, если они присутствуют, могут быть центрированы на расстоянии 200 кГц.

Полную ЧМ мощность можно найти, проинтегрировав треугольную спектральную плотность мощности.

где Р_{пик дБ =} –13,8 дБ.

Пиковое значение идеальной треугольной спектральной плотности ЧМ мощности расположено на 13,8 дБ ниже опорного уровня (0 ДБС) (ДБС - уровень среднего звукового давления в децибелах по шкале С шумомера) полной мощности несущей, как показано на фиг.1. Уровень мощности ЦРВ с каждой стороны ЧМ спектра располагается на 25 дБ ниже полной ЧМ мощности (эту величину -25 ДБС можно регулировать для адаптации к особым помеховым ситуациям). Можно рассчитать плотность ЦРВ в полосе частот 1 кГц. Спектральную плотность мощности сигнала ЦРВ можно приблизительно найти посредством деления его полной мощности (-22 дБ) на его полосу частот (140 кГц).

СПМ_црв=-22-10·log(140)=-43,46 ДБС/кГц.

Гибридная система ЦРВ базовой линии имеет 191 поднесущую выше и 191 ниже основного ЧМ спектра. Каждая поднесущая ЦРВ модулирована посредством КФМ (квадратурной фазовой манипуляции). Совпадающие по фазе и сдвинутые по фазе на 90° (синфазные и квадратурные) формы импульсов представляют увеличивающийся в корневой зависимости косинус, сужающийся (избыточное время=7/128) на краях для подавления спектральных боковых лепестков. Хотя эта форма импульса снижает пропускную способность по сравнению с прямоугольным импульсом на 5,2%, характеристика многолучевого распространения улучшается, а образующиеся спектральные боковые лепестки уменьшаются, снижая помехи. В конструктивном решении ЧМ ВППК базовой линии с каждой стороны от основного ЧМ сигнала располагается 191 поднесущая ОЧУ, занимая спектр от приблизительно 129 до 199 кГц от основной ЧМ средней частоты несущей.

Часть гибридного сигнала с цифровым модулированием представляет собой подмножество полностью цифрового сигнала ЦРВ, подлежащего передаче в полностью цифровом формате ЦРВ ВППК. Спектральное размещение и уровни относительной плотности мощности сигналов цифровых поднесущих ОЧУ в предполагаемом полностью цифровом ЧМ формате ЦРВ, иллюстрируемые ссылочной позицией 24, показаны на фиг.2. Аналоговый ЧМ сигнал фиг.1 был заменен факультативной дополнительной группой поднесущих ОЧУ, называемой расширенным полностью цифровым сигналом 26, расположенным в центральной полосе частот 28. Снова равномерно разнесенные друг от друга поднесущие ОЧУ расположены в верхней боковой полосе 30 и нижней боковой полосе 32. Боковые полосы полностью цифрового формата фиг.2 шире, чем боковые полосы фиг.1. Кроме того, уровень спектральной плотности мощности боковых полос сигнала полностью цифрового ВППК установлен приблизительно на 10 дБ выше, чем допустимо в боковых полосах гибридных сигналов ВППК. Это обеспечивает сигнал полностью цифрового ЦРВ ВППК с существенным преимуществом в характеристиках. Помимо этого, спектральная плотность мощности расширенного полностью цифрового сигнала приблизительно на 15 дБ ниже, чем у боковых полос гибридных сигналов ВППК. Это минимизирует или устраняет какие-либо помеховые проблемы для соседнего сигнала гибридного или полностью цифрового сигнала ВППК при обеспечении дополнительной пропускной способности для других цифровых услуг.

Фиг.3 изображает схематическое представление размещения сигнальных компонентов для верхней боковой полосы ЧМ сигнала ЦРВ ВППК в соответствии с настоящим изобретением. Полная мощность ЦРВ в каждой боковой полосе установлена на уровень приблизительно -25 дБ относительно мощности ее основного ЧМ сигнала. Отдельные поднесущие ОЧУ модулированы посредством КФМ на частоте 344,53125 Гц (44100/128) и ортогонально разнесены друг от друга приблизительно на 363,3728 Гц (44100·135/8192) после применения формирования импульсов (время импульса в форме увеличивающегося в корневой зависимости косинуса с временем превышения 7/128 действует, как защитный временной интервал). Потенциальные местоположения поднесущих пронумерованы от нуля на ЧМ средней несущей частоте до плюс или минус 550 на краях полосы частот 400 кГц. Внешние назначенные поднесущие находятся в местоположениях плюс или минус 546 со средней частотой несущей плюс или минус 198402 Гц. Внутренние информационные пеленговые поднесущие системы базовой линии расположены в местоположениях плюс или минус 356 со средними частотами плюс или минус 129361 Гц. Опорные поднесущие представляют собой разнесенные друг от друга 19 поднесущих, начиная с местоположения 356 до 546 в любой боковой полосе. Эти опорные поднесущие используются для установления опорной фазы для когерентного детектирования других информационно-пеленговых поднесущих. Опорные поднесущие также используются для кадровой синхронизации и оценки информации о состоянии канала (ИСК).

Поднесущие 356-507 переносят приблизительно 96 кбит/с информации. Поднесущие 508-545 могут переносить дополнительно 24 кбит/с информационных битов для создания эффективной скорости кодирования R=4/5 на каждой стороне ЧМ сигнала. Размещение модулированных в цифровой форме поднесущих на ±15 кГц относительно 114 кГц в системе базовой линии избегают, чтобы снизить шум, вносимый в приемные устройства с недостаточной фильтрацией. Однако радиовещательная компания будет иметь возможный вариант, для использования этой части спектра с целью улучшения робастности (устойчивости) цифрового звукового сигнала и/или для обеспечения дополнительной возможности приведения типов данных. Этот возможный вариант является привлекательным, если радиовещательная компания избегает стереофонических операций с ЧМ сигналом.

Верхняя боковая полоса 30, представленная на фиг.3, состоит из информационно-пеленговых поднесущих 280-546, соответствующих частотам 101.381-198.765 Гц поднесущих. Поднесущая 546 представляет собой опорную поднесущую. Верхняя боковая полоса показана разделенной на несколько групп 34, 36, 38 и 40.

Группа 34 представляет основной канал и содержит поднесущие 356-507. Поднесущие основного канала используются для передачи программного материала, подлежащего передаче по радио в виде информационных битов алгоритма кодирования со скоростью по меньшей мере 96 тысяч битов в секунду (кбит/с). Основной канал может включать в себя служебные и вспомогательные данные. Вторая группа несущих 36, занимающая местоположения поднесущих 508-545, используется для передачи битов контроля четности. Существует большая вероятность повреждения этих поднесущих источниками помех, чем поднесущих, располагаемых ближе к центру канала. Наиболее расширяемые кодовые биты помещаются на внешних поднесущих ОЧУ. Расширяемые биты меньше всего способствуют свободному промежутку или эффективности кодирования объединенного кода, и они наименее важны для способности исправления погрешностей кода. Поэтому наиболее уязвимые поднесущие используются для переноса этих расширяемых битов.

Другая группа поднесущих 38 используется в полностью цифровом варианте осуществления изобретения для переноса битов контроля четности или дополнительных данных. Эту группу поднесущих можно использовать в гибридном варианте осуществления, если аналоговый сигнал в центральном диапазоне частот уменьшен, например, посредством удаления стереофонической информации. Группа 40 поднесущих включает в себя местоположения 280-317 поднесущих и используется в полностью цифровом варианте осуществления для передачи задержанной дублирующей версии программного материала на более низкой скорости передачи данных, например, 24 кбит/с. Поднесущие в этой группе нельзя использовать в гибридном варианте осуществления, если аналоговый групповой сигнал дополнительно не уменьшен. В полностью цифровом варианте осуществления поднесущие группы 40 обеспечивают данные, которые можно использовать в случае потери сигнала, передаваемого по основному каналу. Поднесущая в местоположении 546 представляет опорный сигнал 42. Поднесущие в верхней боковой полосе ЦРВ разбиты на группы 44, каждая из 19 поднесущих, причем поднесущая 0 каждой группы является опорной поднесущей.

Размещение поднесущих в нижней боковой полосе, показанной на фиг.4, представляет зеркальное отображение размещения поднесущих в формате верхней боковой полосы с отрицательными индексами и частотами. Основной канал 46 нижней боковой полосы содержит поднесущие в местоположениях с -356 по -507 и используется для передачи такого же программного материала, который передается в основном канале верхней боковой полосы, но с использованием пробиваемого сверточного кодирования, которое является комплиментарным кодированию, используемому в верхней боковой полосе ЦРВ. Поднесущие в группах 48, 50 и 52 используются таким же образом, как поднесущие групп 36, 38 и 40 верхней боковой полосы. Поднесущую в позиции -546 можно использовать для передачи опорного сигнала 54. Поднесущие в верхней боковой полосе ЦРВ разбиты на группы 56, каждая из 19 поднесущих, причем поднесущая 0 каждой группы является опорной поднесущей.

В поднесущих в обоих боковых полосах используется ортогональное частотное уплотнение, и они закодированы посредством УКО (упреждающей коррекции ошибок), с использованием кодов комплиментарного пробиваемого свертывания (КПС). Коды КПС известны из уровня техники, например, см. работу С.Каллела (S.Kallel). Коды комплиментарного пробиваемого свертывания (КПС) и их применения, IEEE Trans. Comm. (Труды ИИЭРА по связи), т. 43, № 6, стр.2005-2009, июнь 1995 г. Основной канал со скоростью 96 кбит/с отформатирован идентично и в гибридных, и в полностью цифровых системах. Этот основной канал кодируется по обеим боковым полосам ЦРВ с использованием кодов КПС, давая в результате скорость 1/2 кодирования с КПС.

Поднесущие 508-545 (верхняя и нижняя боковые полосы) переносят либо дополнительные биты контроля четности для кода КПС, либо данные как в гибридных, так и в полностью цифровых системах. Передача битов контроля четности здесь улучшает скорость кодирования с УКО по основному каналу с R=1/2 до R=2/5, или R=4/5 независимо в каждой боковой полосе. В присутствии ЧМ помех соседнего канала эти внешние поднесущие ОЧУ являются наиболее уязвимыми для искажений, и помехи в верхней и нижней боковых полосах независимы. Поскольку спектральная плотность мощности (СПМ) ЧМ сигнала радиовещания имеет почти треугольную форму, то помехи увеличиваются, когда поднесущие ОЧУ приближаются к частоте первого соседнего сигнала. Когда передаются биты контроля четности, можно специально настроить кодирование и перемежение так, чтобы бороться с этой неоднородной помехой для получения устойчивой передачи информации.

Поднесущие 318-355 в группе 38 верхней боковой полосы и поднесущие с -318 по -355 в группе 50 нижней боковой полосы могут переносить либо дополнительные биты контроля четности для кода КПС, либо данные. Этот выбор в гибридной системе факультативный, но в полностью цифровой системе он является обязательным. Передача битов контроля четности здесь улучшает скорость кодирования с УКО по основному каналу с R=1/2 до R=2/5 или R=4/5 в каждой независимой боковой полосе ЦРВ. Если биты контроля четности передаются в обеих областях 318-355 и 508-545 (и на соответствующих поднесущих в нижней боковой полосе), то полная скорость кодирования составляет R=1/3 или R=2/3 в каждой независимой боковой полосе ЦРВ.

В полностью цифровой системе используются поднесущие 280-317 в группе 40 верхней боковой полосы и поднесущие с -280 по -317 нижней боковой полосы для переноса версии с более низкой скоростью передачи данных по сравнению с основным каналом, например, встроенное кодирование со скоростью 24 кбит/с. Эти дублирующие данные на более низкой скорости передачи задерживают, с целью улучшения характеристик, посредством использования разнесения во времени. Эти дублирующие данные полностью цифровой системы заменяют аналоговую ЧМ смесь гибридной системы, которая описана в одновременно рассматриваемой заявке на патент "Система и способ для ослабления перемежающегося прерывания в системе звукового радиовещания", зарегистрированной 9 октября 1997 г. под № 08/947902. Когда данные основного канала повреждены, дублирующие данные могут временно заполнять звуковой сегмент. Поскольку дублирующие данные состоят из внедренного подмножества информационных битов основного канала, дублирующая копия может обеспечивать дополнительную защиту от ошибок для основного канала.

В полностью цифровом варианте осуществления поднесущие с индексом от -279 до 279, которые расположены в центральном диапазоне частот 28 на фиг.2, можно использовать как дополнительный вариант для расширения возможности ЦРВ. Скорость передачи битов канала в этой "расширенной" полосе частот без кодирования составляет приблизительно 384 кбит/с. Поскольку половина этой полосы частот может быть повреждена первым соседним сигналом ЦРВ, методика кодирования УКО КПС должна применяться к каждой половине расширенной полосы частот, то есть поднесущие с 1 по 279 должны переносить такую же информацию, как поднесущие с -1 до -279. Тогда, если какая-либо половина становится поврежденной, в другой половине все еще остается комплиментарный код со скоростью 2/3. В этом случае информационная емкость после кодирования со скоростью 1/3 составляет приблизительно 128 кбит/с.

Расширенный полностью цифровой диапазон подвергается воздействию помех только от первого соседнего гибридного или полностью цифрового источника помех. При присутствующем защищенном очерченном руководящем указании, максимальный уровень первого соседнего источника помех составляет -6 дБ относительно основной станции. Если этот первый соседний источник помех представляет собой полностью цифровой сигнал ВППК, то источник помех может быть до 14 дБ выше, чем уровень этой половины расширенного диапазона. Расширенный диапазон начинает положительно способствовать эффективности кодирования, когда спектральная плотность источника помех имеет приблизительно такой же уровень, как сигнал расширенного диапазона. Это подразумевает, что полностью цифровой первый соседний источник помех должен быть по меньшей мере на 20 дБ ниже представляющего интерес сигнала (20 дБ di/du), прежде чем эта половина расширенного диапазона станет полезной. Прием расширенных данных может стать возможным с присутствующими обоими первыми соседними источниками с уровнем -20 дБ; однако, для устойчивого приема с затуханием, вероятно, требуется, чтобы по меньшей мере один первый соседний источник имел уровень -30 дБ или ниже.

В присутствии помех от соседних каналов, внешние поднесущие ОЧУ наиболее уязвимы для искажений, и помехи в верхней и нижней боковых полосах независимы. Поскольку СПМ сигнала ЧМ радиовещания имеет почти треугольную форму, помехи увеличиваются, когда поднесущие ОЧУ приближаются к частоте первого соседнего сигнала. Кодирование и перемежение специально приспособлены для работы с этой неоднородной помехой так, что передача информации является устойчивой.

Система ЦРВ ВППК передает всю цифровую звуковую информацию по каждой боковой полосе ЦРВ (верхней или нижней) ЧМ несущей. Хотя могут быть активизированы дополнительные поднесущие вне системы базовой линии для обеспечения передачи всех кодовых битов кода УКО со скоростью кодирования 1/3, система базовой линии использует скорость кодирования 2/5. Каждую боковую полосу можно детектировать и декодировать независимо с эффективностью кодирования УКО, достигаемой сверточным кодом с информационной емкостью кода 4/5 (факультативно с емкостью 2/3). Также можно применять факультативный внешний код Рида-Соломона (144, 140, GF(8)). Дополнительную возможность обнаружения ошибок обеспечивает 8-битовый ЦИК (циклический избыточный код) в каждом звуковом поле или поле данных. Двойная избыточность боковой полосы допускает работу на одной боковой полосе, в то время как другая полностью повреждена. Однако для обеспечения дополнительной мощности сигнала и эффективности кодирования обычно объединяют обе стороны. Можно использовать специальные методы для демодулирования и отделения сильных первых соседних источников помех таким образом, что "восстановленные" боковые полосы ЦРВ можно успешно объединять, чтобы допускать большие первые соседние источники помех.

Опорные поднесущие модулируются повторяющейся 32-битовый синхронизирующей последовательностью ДФМ, которая дифференциально кодируется до передачи. Опорные поднесущие служат многим целям: 1) разрешение неоднозначности поднесущих при обнаружении, 2) локальная опорная фаза для последовательного когерентного детектирования, 3) локальные шумовые и/или помеховые выборки для оценки информации о состоянии канала (ИСК) и 4) информация о погрешности фазы для отслеживания частоты и символа. Дифференциальное кодирование синхронизирующей последовательности ДФМ позволяет выполнять детектирование синхронизирующей последовательности ДФМ до образования когерентного эталона, необходимого для остающихся поднесущих. Дифференциально детектированная синхрогруппа затем используется для удаления модуляции данных из опорных поднесущих, оставляя информацию о локальной фазе опорного сигнала, а также шумовые или помеховые выборки. Это используется для оценки ИСК, необходимой для последовательного программно-управляемого декодирования.

Опорные поднесущие используются для передачи синхронизирующей последовательности ДФМ 58 (до дифференциального кодирования), как показано на фиг.5. В предпочтительном варианте осуществления изобретения используется 32-битовая синхронизирующая последовательность. Одиннадцать из 32 битов закреплены для целей блочной синхронизации. Слово блочной синхронизации (или синхрогруппа) помещается в состоящих из несмежных участков полях 60, 62, 64 и 66. Поле 60 включает в себя семь битов, каждое из полей 62 и 64 включает в себя один бит, а поле 66 включает в себя два бита. 11 битов синхрогруппы блочной синхронизации достаточны для однозначного определения границ каждого блока, независимо от значений остающихся 21 бита. Синхрогруппа блочной синхронизации однозначно определяет границы блоков. Синхронизирующая последовательность также включает в себя гибридное/цифровое поле 68, поле 70 подсчета блоков, поле 72 режимов и резервное поле 74. Поле подсчета блоков может вмещать кадр модема размером до 32 блоков. Поле режимов может вмещать до 256 режимов. Четыре переменных поля в синхронизирующей последовательности ДФМ (гибридное/цифровое, резервное, подсчета блоков и режимов) проверяются на четность как для защиты от ошибок, так и для устранения изменений опорной фазы в конце каждого переменного поля вследствие дифференциального кодирования. Такая же синхронизация ДФМ накладывается на все опорные поднесущие.

Блочная синхронизация устанавливается посредством распознавания однозначной двоичной синхрогруппы битов, содержащейся в синхронизирующей последовательности ДФМ. Синхронизирующая последовательность ДФМ также содержит некоторую другую информацию, включающую поле подсчета блоков, поле режимов и некоторые запасные биты для будущего расширения. Общая методика для блочной или кадровой синхронизации состоит в использовании "однозначного слова", которое можно детектировать посредством взаимной корреляции принятой последовательности с опорным однозначным словом. Специальное свойство однозначного слова состоит в том, что оно не должно встречаться в какой-либо синхрогруппе достоверных данных в пределах синхронизирующей последовательности ДФМ. Для этого часто требуется так кодировать данные, чтобы синхрогруппа однозначного слова становилась недопустимой последовательностью данных. Иногда избегают кодирования данных в пользу достаточно длинного однозначного слова, так что вероятность его возникновения в данных является приемлемо небольшой последовательностью, избыточно передаваемой во всех местоположениях опорных поднесущих и совпадающей с блоком перемежителя, определяемого в поле подсчета блоков.

В предпочтительном варианте осуществления данного изобретения, полная длина (то есть 32) синхронизирующей последовательности ДФМ относительно маленькая, чтобы начинаться с нее. Желательно использовать больше половины 32 битов для информационных полей (то есть, режимов, подсчет блоков и т.д.). Если однозначное слово традиционно определено как последовательность непрерывных битов, то длина этого однозначного слова должна быть больше, чем половина длины 32-битовой последовательности. Это может предотвратить возможное возникновение однозначного слова в части данных синхронизирующей последовательности ДФМ. Кроме того, однозначное слово может быть двоичной последовательностью с низкими значениями автокорреляции (например, подобной коду Баркера), так что частичные корреляции с однозначным словом и полями данных не могут привести к ложной корреляции. Максимальная длина двоичных последовательностей также обычно используется для минимизирования свойств автокорреляции циклически сдвинутых последовательностей; однако все биты могут быть определены в случае максимальной длины так, что переменные поля не вмещаются.

Здесь показано, что можно минимизировать длину поля блочной синхронизации, тщательно распределяя биты по длине всей синхронизирующей последовательности ДФМ (вместо непрерывного распределения битов блочной синхронизации). Рассмотрим синхронизирующую последовательность ДФМ полной длины L с полем блочной синхронизации длиной S. Далее предположим, что Z битам блочной синхронизации присвоено значение логического нуля. Тогда остальные S-Z битов блочной синхронизации представляют логическую единицу. Циклические сдвиги синхронизирующей последовательности ДФМ являются взаимно коррелированными с синхрогруппой блочной синхронизации для исследования L возможных значений корреляции, игнорируя "пропущенные" местоположения для неназначенных битов. Конечно, значение корреляции (количество совпадающих битов) при согласовании синхрогрупп составляет S.

Если биты блочной синхронизации могут быть распределены так, что есть несовпадение по меньшей мере одного бита в каждом смещении корреляции кроме нулевого смещения, то синхрогруппа блочной синхронизации однозначна. Верхняя граница на длине L синхронизирующей последовательности ДФМ с однозначной синхрогруппой блочной синхронизации может быть определена как функция

L≤2·Z·(S-Z)+1

длины блочной синхронизации S битов и Z.

Кроме того, L максимизируется, как функция S, только когда биты синхрогруппы блочной синхронизации распределены почти равномерно между логическими единицами и нулями.

Используя приведенное выше неравенство, получим, что для синхронизирующей последовательности ДФМ длиной L=32 бита требуется синхрогруппа блочной синхронизации не меньше чем S=8 битов, для гарантирования отсутствия неоднозначности. Фактически нашли, что этому минимальному предельному значению удовлетворяет синхрогруппа, содержащая точно S=8 битов. Эта минимальная синхрогруппа блочной синхронизации определяется единицами и нулями в соответствующих местоположениях и Х-ми в безразличных позициях.

Минимальная синхрогруппа блочной синхронизации:

0Х10ХХ0ХХ1ХХХХ0ХХХХХХ11ХХХХХХХХХ.

В синхрогруппе блочной синхронизации также были зафиксированы три дополнительных бита; это уменьшает вероятность ложного обнаружения при возникновении ошибок в битах.

Синхрогруппа блочной синхронизации:

0110010XX1ХХХХ0ХХХХХХ11ХХХХХХХХХ

Дифференциально кодированная синхронизирующая последовательность ДФМ отображена на опорных поднесущих КФМ посредством присваивания логической "1" ДФМ (после дифференциального кодирования) паре битов КФМ "1,1" и логического "0" ДФМ (после дифференциального кодирования) паре битов КФМ "0,0". Для опорных поднесущих выбирается ДФМ, поскольку она имеет больший допуск к шуму и ухудшениям качества канала, чем дифференциально детектированная КФМ. Кроме того, избыточность синхронизирующей последовательности ДФМ по всем опорным поднесущим дает устойчивый опорный сигнал даже при наиболее серьезных помехах и состояниях канала.

На фиг.6 представлена блок-схема передающего устройства 76 ЦРВ, которое может передавать цифровые радиовещательные сигналы в соответствии с настоящим изобретением. Источник 78 сигнала обеспечивает сигнал, подлежащий передаче. Исходный сигнал может принимать множество форм, например, аналоговый программный сигнал, который может представлять голос или музыку, и/или цифровой информационный сигнал, который может представлять данные сообщения, например информацию о трафике. Основанный на процессоре цифровых сигналов (ПЦС) модулятор 80 обрабатывает исходный сигнал в соответствии с различными известными способами обработки сигналов, например кодирования, перемежения и упреждающей коррекции ошибок для формирования совпадающих по фазе (синфазных) и сдвинутых по фазе на 90° (квадратурных) компонентов комплексного группового сигнала в линиях 82 и 84. Компоненты сигнала сдвигаются по частоте вверх, фильтруются и интерполируются до более высокой частоты дискретизации в блоке 86 повышающего преобразователя. Он производит цифровые выборки с частотой _в в сигнале промежуточной частоты f_пч в линии 88. Цифроаналоговый преобразователь 90 преобразует сигнал в аналоговый сигнал в линии 92. Фильтр 94 промежуточной частоты отбрасывает паразитные низкочастотные составляющие для формирования сигнала промежуточной частоты _пч в линии 96. Гетеродин 98 производит сигнал f_гeт в линии 100, который смеситель 102 смешивает с сигналом промежуточной частоты в линии 96 для формирования суммарного и разностного сигналов в линии 104. Суммарный сигнал и другие нежелательные интермодуляционные составляющие и шум отбрасываются фильтром 106 подавления помех зеркальной боковой полосы частот для формирования сигнала f_н модулированной несущей в линии 108. Затем усилитель 110 большой мощности посылает этот сигнал в антенну 112.

Приемное устройство выполняет инверсию некоторых из функций, описанных для передающего устройства. На фиг.7 представлена блок-схема радиоприемного устройства 114, способного выполнять обработку сигналов в соответствии с данным изобретением. Сигнал ЦРВ принимается антенной 116. Полосовой фильтр 118 предварительного выбора пропускает представляющую интерес полосу частот, включающую требуемый сигнал на частоте f_н, но отбрасывает сигнал зеркальной боковой полосы частот на частоте f_н-2f_пч (для гетеродина введения низкого бокового лепестка). Малошумящий усилитель 120 усиливает сигнал. Усиленный сигнал смешивается в смесителе 122 с сигналом f_гeт гетеродина, подаваемым по линии 124 перестраиваемым гетеродином 126. Это создает суммарный (f_н+f_гeт) и разностный (f_н-f_гeт) сигналы в линии 128. Фильтр 130 промежуточной частоты пропускает сигнал промежуточной частоты f_пч и производит ослабление частот вне полосы пропускания представляющего интерес модулированного сигнала.

Аналого-цифровой преобразователь 132 работает с использованием синхронизирующего сигнала f_в, чтобы производить цифровые выборки в линии 134 с частотой _в. Цифровой понижающий преобразователь 136 сдвигает по частоте, фильтрует и прореживает сигнал для формирования синфазных и квадратурных сигналов с более низкой частотой выборок в линиях 138 и 140. Затем основанный на процессоре цифровых сигналов демодулятор 142 обеспечивает дополнительную обработку сигналов с целью формирования выходного сигнала в линии 144 для устройства 146 вывода.

Декодирование по Витерби с программно-управляемым решением с взвешиванием и объединением с максимальным отношением (ОМО) для когерентно детектированных КФМ символов поднесущих используется для минимизирования ослабления при передаче по каналу. Поскольку уровни потерь и сигнала изменяются по поднесущим (частотам) и времени из-за избирательного замирания, своевременная информация о состоянии канала (ИСК) является необходимой для адаптивного регулирования взвешивания с целью получения программно-управляемых символов. Методика оценки ИСК должна быть разработана так, чтобы приспособить постепенно изменяющуюся полосу пропускания приблизительно до 13 Гц для максимальных скоростей транспортных средств в полосе ЧМ вокруг 100 МГц. Доплеровский разброс в несколько микросекунд является типичным, хотя в некоторых условиях были замерены большие величины разброса. Функциональная блок-схема методики оценки и опорной фазы, и ИСК на основании опорных поднесущих иллюстрируется на фиг.8.

Весовой коэффициент

где - оценка комплексно-сопряженного числа коэффициента передачи канала, σ² - оценка дисперсии взвешивания шума для объединения с максимальным отношением (ОМО) наряду с исправлением фазы для фазовых погрешностей канала.

Операция методики восстановления ИСК на фиг.8 предполагает захват и отслеживание частоты поднесущих и синхронизацию символов ОЧУ. В методике синхронизации захвата частоты и символов используются свойства циклического префикса. Отслеживание частоты и символов выполняется через наблюдение ухода фазы от символа к символу на протяжении какого-то времени или по частоте (по поднесущим).

После получения синхронизации и частоты, и символов предпринимается синхронизация синхрогруппы блочной синхронизации синхронизирующей последовательности ДФМ посредством взаимной корреляции дифференциально детектированной последовательности ДФМ с синхрогруппой блочной синхронизации. По всем поднесущим выполняется дифференциальное детектирование при предположении, что местоположение обучающих поднесущих первоначально является неизвестным. Выполняется взаимная корреляция известной синхрогруппы блочной синхронизации с обнаруженными битами каждой поднесущей. Когда выявляется согласование всех 11 битов синхрогруппы блочной синхронизации, объявляется корреляция поднесущих. Блочная синхронизация (и разрешение неоднозначности поднесущих) устанавливается, когда количество корреляций поднесущих соответствует или превышает пороговые критерии (например, 4 корреляции поднесущих находятся на расстоянии друг от друга, составляющем порядка 19 поднесущих).

После установления блочной синхронизации можно декодировать переменные поля в синхронизирующей последовательности ДФМ. На основании мажоритарной выборки по обучающим поднесущим принимается решение о дифференциально детектированных битах этих переменных полей так, что декодирование является возможным, когда некоторые из этих поднесущих или битов повреждены. 16 блоков в пределах каждого кадра модема последовательно нумеруются от 0 до 15. Затем наибольший значащий бит (НЗБ) поля подсчета блоков всегда устанавливается на ноль, поскольку подсчет блоков никогда не превышает 15. Синхронизация кадров модема устанавливается с помощью сведений поля подсчета блоков.

Для когерентного детектирования этого сигнала требуется когерентная опорная фаза. Декодированная информация из синхронизирующей последовательности ДФМ используется для удаления модуляции из обучающих поднесущих, оставляя информацию о локальной опорной фазе и шуме. Рассмотрим фиг.8, на которой комплексные обучающие символы, которые переносятся опорными поднесущими, вводятся в линию 148, и выполняется комплексное сопряжение символов, как показано, в блоке 150. Комплексно-сопряженная величина перемножается с известной обучающей последовательностью в линии 152 с помощью умножителя 154. Это удаляет двоичную (+/-1) модуляцию синхронизирующей последовательности из принятых обучающих поднесущих посредством умножения их на синхронизированную и декодированную, и повторно дифференциально закодированную синхронизирующую последовательность ДФМ.

Полученные символы в линии 156 обрабатываются фильтром 158 с импульсной характеристикой конечной длительности (КИХ), с целью сглаживания полученных символов по времени, выдавая комплексно сопряженную оценку локальной фазы и амплитуды в линии 160. Это значение задерживается в элементе 162 временной задержки и умножается на оценку обратной величины шумовой дисперсии в линии 164 умножителем 166. Шумовая дисперсия оценивается посредством вычитания сглаженной оценки локальной фазы и амплитуды в линии 160 из входных символов (после того, как элементом 168 задержки обеспечено соответствующее временное выравнивание) в точке 170 суммирования. Затем производится возведение результата в квадрат, как показано блоком 172, и фильтрация комплексных шумовых выборок, как изображено блоком 174. Обратная величина аппроксимируется (с защитой деления на ноль), как показано блоком 176. Этот весовой коэффициент ИСК интерполируется по 18 поднесущим между парами соседних обучающих поднесущих, как иллюстрировано блоком 178, с целью формирования результирующих локальных весовых коэффициентов ИСК в линии 180. Эти весовые коэффициенты ИСК затем используются для умножения соответствующих локальных информационно-пеленговых символов, принимаемых по линии 182, после их соответствующей задержки, как показано в блоке 184. После этого умножитель 186 производит вывод программно-управляемого решения в линии 188.

Данное изобретение предлагает устойчивую систему цифрового радиовещания (ЦРВ) внутри полосы по каналу (ВППК), предназначенную для получения улучшенных характеристик по сравнению с существующим AM и ЧМ радиовещанием, предоставляемым цифровым радиовещанием США. Изобретение является как прогрессивным, так и обратно совместимым без распределения дополнительного спектра канала. Радиовещательные компании могут одновременно передавать как аналоговые, так и цифровые сигналы в пределах выделенной канальной маски, обеспечивая полную совместимость с существующими аналоговыми приемными устройствами. Изобретение также позволяет радиовещательным компаниям передавать полностью цифровой сигнал, заменяя гибридный аналоговый/цифровой сигнал. Оно также устойчиво к помехам со стороны соседних каналов, или к помехам от внутриканальной передачи аналоговых сигналов, даже в условиях многостанционного городского рынка сбыта с мощными сигналами. Опорные поднесущие используются для множества целей, включающих получение, отслеживание и оценку информации о состоянии канала (ИСК) и когерентное функционирование.

Хотя настоящее изобретение было описано на примере его предпочтительного варианта осуществления, специалистам в данной области техники должно быть понятно, что можно делать различные видоизменения в раскрытом варианте осуществления, не отступая при этом от объема и сущности изобретения, сформулированной в формуле изобретения.

Формула изобретения

1. Способ передачи данных для системы цифрового радиовещания, заключающийся в том, что обеспечивают множество поднесущих с ортогональным частотным уплотнением, причем упомянутые поднесущие включают в себя информационные поднесущие и опорные поднесущие, модулируют информационные поднесущие цифровым сигналом, представляющим подлежащую передаче информацию, модулируют опорные поднесущие последовательностью синхронизирующих битов (58), причем последовательность синхронизирующих битов включает в себя однозначное слово (60, 62, 64, 66) блочной синхронизации, при этом количество битов, содержащих упомянутое слово блочной синхронизации, меньше половины количества битов в упомянутой последовательности синхронизирующих битов, и передают упомянутые поднесущие с ортогональным частотным уплотнением.

2. Способ по п.1, отличающийся тем, что дифференциально кодируют опорные поднесущие.

3. Способ по п.1, отличающийся тем, что упомянутое слово блочной синхронизации состоит из множества битов блочной синхронизации, расположенных в несмежных полях блочной синхронизации.

4. Способ по п.3, отличающийся тем, что упомянутое слово блочной синхронизации распределяют в последовательности синхронизирующих битов так, что, когда биты последовательности синхронизирующих битов коррелированны с известной обучающей последовательностью битов, существует по меньшей мере один несовпадающий бит в каждом смещении корреляции кроме нуля.

5. Способ по п.1, отличающийся тем, что последовательность синхронизирующих битов дополнительно включает в себя поле подсчета блоков, поле режимов и гибридное или цифровое поле.

6. Способ по п.1, отличающийся тем, что количество битов (L) в последовательности синхронизирующих битов определяют как

L≤2·Z·(S-Z)+1,

где Z - количество битов логических нулей в упомянутом слове блочной синхронизации;

S - количество битов в упомянутом слове блочной синхронизации.

7. Способ по п.1, отличающийся тем, что количество битов логических нулей в упомянутом слове блочной синхронизации равно количеству битов логических единиц в упомянутом слове блочной синхронизации.

8. Способ по п.3, отличающийся тем, что упомянутое слово блочной синхронизации состоит из восьми битов, а упомянутая последовательность синхронизирующих битов состоит из 32 битов.

9. Способ по п.1, отличающийся тем, что опорные поднесущие разносят друг от друга по частоте на девятнадцать местоположений поднесущих.

10. Способ по п.1, отличающийся тем, что последовательность синхронизирующих битов дифференциально кодируют с использованием двухпозиционной фазовой манипуляции.

11. Способ по п.10, отличающийся тем, что дифференциально закодированную последовательность синхронизирующих битов отображают в опорных поднесущих с использованием квадратурной фазовой манипуляции.

12. Способ по п.1, отличающийся тем, что последовательность синхронизирующих битов передают на каждой из опорных поднесущих.

13. Способ приема данных в системе цифрового радиовещания, причем данные модулируют на множестве поднесущих с ортогональным частотным уплотнением, при этом упомянутые поднесущие включают в себя информационные поднесущие и опорные поднесущие, причем информационные поднесущие имеют цифровой сигнал, представляющий подлежащую передаче информацию, а опорные поднесущие модулируют последовательностью синхронизирующих битов (58), причем последовательность синхронизирующих битов включает в себя однозначное слово (60, 62, 64, 66) блочной синхронизации, при этом количество битов, содержащих упомянутое слово блочной синхронизации, меньше половины количества битов в упомянутой последовательности синхронизирующих битов, заключающийся в том, что дифференциально детектируют упомянутое слово блочной синхронизации и используют упомянутое слово блочной синхронизации для когерентного детектирования упомянутого цифрового сигнала, представляющего подлежащую передаче информацию.

14. Способ по п.13, отличающийся тем, что дополнительно обрабатывают последовательность синхронизирующих битов для определения информации о состоянии канала.

15. Способ по п.14, отличающийся тем, что дополнительно интерполируют сигнал информации о состоянии канала через группу информационных поднесущих между двумя опорными поднесущими для формирования локальных весовых коэффициентов информации о состоянии канала и перемножают локальные весовые коэффициенты информации о состоянии канала и соответствующие символы данных.

16. Способ по п.14, отличающийся тем, что дополнительно определяют весовые коэффициенты информации о состоянии канала, корректируют фазу информационных поднесущих с помощью упомянутых весовых коэффициентов информации о состоянии канала, фильтруют информационные поднесущие и интерполируют информационные поднесущие между двумя опорными поднесущими.

17. Способ по п.14, отличающийся тем, что при обработке последовательности синхронизирующих битов для определения информации о состоянии канала удаляют модуляцию синхронизирующей последовательности из опорных поднесущих для формирования опорных символов, формируют первый сигнал, представляющий локальную фазу и амплитуду опорных символов, и умножают первый сигнал на второй сигнал, представляющий шумовую дисперсию, для формирования сигнала информации о состоянии канала.

18. Способ по п.13, отличающийся тем, что дополнительно обрабатывают последовательность синхронизирующих битов для определения информации о состоянии канала и опорной фазы.

19. Способ по п.18, отличающийся тем, что дополнительно корректируют фазу информационных поднесущих, фильтруют информационные поднесущие, интерполируют сигнал информации о состоянии канала по группе информационных поднесущих между двумя опорными поднесущими для формирования локальных весовых коэффициентов информации о состоянии канала и перемножают локальные весовые коэффициенты информации о состоянии канала и соответствующие символы данных.

РИСУНКИРисунок 1, Рисунок 2, Рисунок 3, Рисунок 4, Рисунок 5, Рисунок 6, Рисунок 7, Рисунок 8