Гармонический умножитель частоты

Изобретение относится к области радиотехники и может быть использовано в качестве колебаний в радиопередающих и радиоприемных устройствах и измерительной технике. Достигаемый технический результат - снижение побочных гармоник и расширение диапазона рабочих частот в области более высоких частот. Гармонический умножитель частоты содержит фазоинверсный каскад, двухтактный каскад, активные элементы которого по выходу соединены параллельно и подключены к нагрузке, при этом истоковые электроды активных элементов подсоединены к выходам фазоинверсного каскада и через истоковые резисторы к общей точке устройства, при этом управляющие электроды активных элементов через блокировочные конденсаторы соединены с общей точкой устройства. 1 ил.

 

Изобретение относится к области радиотехники и может быть использовано в качестве источника колебаний, в частности, в радиопередающих и радиоприемных устройствах и измерительной технике.

Известен гармонический умножитель частоты, в котором в качестве активных элементов применены полевые транзисторы и состоящий из фазоинверсного каскада и двухтактного каскада, в котором у полевых транзисторов заземленным (общим) электродом является исток, а стоки (выходные электроды) подключены к нагрузке [1]. Этот умножитель частоты при использовании полевых транзисторов осуществляет эффективное умножение частоты с коэффициентом умножения N=2.

Недостатком этого известного устройства является высокий уровень побочных гармоник на его выходе и низкочастотность.

Высокий уровень побочных гармоник на выходе умножителя частоты обусловлен несколькими причинами: разбросом параметров транзисторов двухтактного каскада, зависимостью этих параметров от режима работы, температуры и частоты, отличием реальной характеристики от квадратичной параболы.

Поясним это конкретно. Как известно характеристика идеального полевого транзистора чаще всего аппроксимируется параболой с отсечкой второй степени. Для этого случая в [1] получено выражение для определения уровня амплитуд тока побочных гармоник, обусловленных разбросом параметров транзисторов и неидентичностью амплитуд напряжений на входах двухтактного каскада

где β₁ и β₂ - коэффициенты, характеризующие усилительные свойства транзисторов двухтактной схемы, первого и второго соответственно;

U₃₁ и U₃₂ - амплитуды напряжений на затворах транзисторов двухтактной схемы;

γ_n (2;θ) - коэффициенты разложения для параболы степени р=2 с отсечкой [2];

θ - угол отсечки;

n=1, 3, 5, 7,... - номера гармоник.

Если провести количественную оценку спектра тока по формуле (1) с использованием значений коэффициентов γ_n(2;θ) [2], то следует, что при θ=90° и при разбросе коэффициентов β₁ и β₂ транзисторов на 1% и неидентичности амплитуд напряжений на затворах (управляющих электродах) в 1%, относительный уровень первой гармоники тока ко второй гармонике ΔI₁/I₂ составляет 7%, т.е. уровень гармоник высок. И этот ток создает напряжение на нагрузке балансного каскада, которое передается на выход устройства.

Кроме этого необходимо учесть, что на уровень тока разбаланса влияет сильно и напряжение отсечки (пороговое напряжение), которое в приведенной выше оценке принято одинаковым для обоих транзисторов. Однако реально имеется отличие, поэтому при выбранном разбросе в 1% уровень первой гармоники значительно выше 7%. Высок уровень и других побочных гармоник.

Введенные в устройстве [1] регулировки напряжений смещения на затворах транзисторов балансной схемы принципиальных изменений не вносят, поскольку достижимые уровни первой и других гармоник путем этих регулировок реально составляют не ниже - 30 дБ, т.е. остаются высокими. Кроме этого, вследствие изменения напряжения смещения питания, температуры, временных изменений параметров транзистора достигнутый уровень амплитуды первой гармоники с течением времени вновь повышается.

Следует отметить, что на выходе реального устройства наряду с высоким уровнем первой и других нечетных гармоник высок уровень четных гармоник и прежде всего четвертой. Это обусловлено тем, что реальная характеристика полевого транзистора может значительно отличатся от идеальной квадратичной, с использованием которой в [1] проведен гармонический анализ. Если предположить, что характеристика реального транзистора может измениться и стать кубической параболой (р=3), что вполне возможно, то при этом относительный уровень четвертой гармоники, определенный по таблицам [2], составит 74,3%. Уровень этой гармоники путем регулирования напряжения смещения практически не меняется. Поэтому эта спектральная составляющая также передается на выход устройства.

Низкочастотность устройства обусловлена тем, что с ростом частоты начинают оказывать влияние паразитные параметры полевого транзистора: междуэлектродные емкости и индуктивности выводов, поскольку эти параметры нестабильны во времени от режима работы и имеют существенный разброс в зависимости от экземпляра. Поэтому с ростом частоты их влияние становится заметным, что приводит к дополнительному (по сравнению с низкими частотами), разбросу амплитуд гармонических составляющих токов, протекающих через каждый транзистор двухтактной схемы. В результате этого увеличивается неидентичность плеч этой схемы и, вследствие этого, увеличивается уровень первой и других побочных гармоник на выходе устройства. Наряду с нарушением симметрии двухтактной схемы паразитные элементы приводят и к дополнительному отклонению проходной характеристики полевого транзистора от квадратичной зависимости, что также приводит к увеличению уровня побочных гармоник на выходе устройства.

Частотный диапазон работы известного устройства, при котором уровень боковых побочных гармоник в известном устройстве является приемлемым, как указано в [1], составляет несколько десятков долей граничной частоты транзистора по крутизне f_s, которая как известно в несколько раз меньше частоты f_т (f_т - граничная частота, на которой коэффициент усиления по току в схеме с общим истоковым электродом K_iИ=1; справочная величина). Таким образом устройство [1] является низкочастотным.

Изобретение направлено на снижение побочных гармоник и расширение диапазона рабочих частот в области более высоких частот. Это достигается тем, что в гармоническом умножители частоты, содержащем фазоинверсный каскад и двухтактный каскад, активные элементы которого по выходу соединены параллельно и подключены к нагрузке, истоковые электроды активных элементов подсоединены к выходам фазоинверсного каскада и через истоковые резисторы соединены к общей точке устройства, при этом управляющие электроды активных элементов через блокировочные конденсаторы соединены с общей точкой устройства.

На чертеже приведена схема умножителя частоты.

Гармонически умножитель частоты содержит фазоинверсный каскад 1 и двухтактный каскад, активные элементы 2 и 3 которого по выходу соединены параллельно и подключены к нагрузке 4, истоковые электроды активных элементов 2 и 3 подсоединены к выходам фазоинверсного каскада 1 и, через истоковые резисторы 5 и 6, к общей точке устройства, при этом управляющие электроды активных элементов 2 и 3 через блокировочные конденсаторы 7 и 8 соединены с общей точкой устройства.

Гармонический умножитель частоты работает следующим образом.

Сигнал частоты ω со входа умножителя частоты передается на фазоинверсный каскад 1. В результате на его выходе образуются два противофазных напряжения с практически одинаковыми амплитудами. При этом на неинвертирующем выходе напряжение

где - амплитуда напряжения на неинвертирующем выходе. А на инвертирующем выходе напряжение

где - амплитуда напряжения на инвертирующем выходе.

Далее напряжение (2) поступает на истоковый электрод активного элемента 2 и через истоковый резистор 5, подключенный вторым выводом к общей точке устройства, блокировочный конденсатор 7 с малым сопротивлением по высокой частоте передается на его управляющий электрод. Одновременно с этим напряжение (3) также поступает на истоковый электрод активного элемента 3 и через истоковый резистор 6, блокировочный конденсатор 8 с малым сопротивлением по высокой частоте передается на управляющий электрод активного элемента 3.

Напряжение (2), приложенное ко входу цепи активного элемента 2, создает в его выходной цепи ток, содержащий в общем случае первую, вторую и другие гармоники. Все эти составляющие синфазны, поскольку имеют начальный фазовый сдвиг ноль градусов. Напряжение (3) также создает ток, протекающий через активный элемент 3, спектр амплитуд которого совпадает со спектром тока активного элемента 2. Однако с учетом начального фазового сдвига 180°(3) все гармонические составляющие тока активного элемента 3 сдвинуты по отношению к гармоникам тока активного элемента 2 на n·180° (n - номер гармоники). При n=2, 4 и так далее набег фазы равен 360, 720, т.е. четные гармоники синфазны, а нечетные - противофазны. Поэтому в спектре тока, протекающего через нагрузку 4 и представляющего сумму токов, протекающих через активные элементы 2 и 3, нечетные гармоники вычитаются, а четные - суммируются.

В идеальном случае, при идентичности параметров характеристик активных элементов 2 и 3, их полным совпадением с квадратичной параболой и равенством амплитуд в формулах (2) и (3), через нагрузку 4 протекает ток только второй гармоники. Поэтому устройство является умножителем частоты с кратностью умножения N=2.

Реально, из-за разброса параметров активных элементов 2 и 3, отличием характеристики от квадратичной зависимости и других факторов, в спектре тока, протекающего через нагрузку 4, содержатся побочные гармоники.

Спектр побочных гармоник на выходе предлагаемого устройства содержит те же составляющие, что и известное устройство [1], однако уровень амплитуд этих составляющих в заявляемом устройстве значительно ниже.

Это обусловлено тем, что в заявленном устройстве весь выходной ток протекает через входную цепь транзистора. Вследствие этого в каждом из активных элементов 2 и 3 имеется 100% отрицательная обратная связь по току. Глубокая отрицательная обратная связь стабилизирует выходной ток, делает выходные характеристики активного элемента более линейными. В результате этого уровень побочных гармоник по сравнению с известным устройством уменьшается в (1+К_iИ) раз. Как известно, величина К_iИ составляет несколько десятков единиц и более. Поэтому уровень побочных гармоник (третьей, четвертой и т.д. гармоник) в заявленном устройстве уменьшается во много раз по сравнению с известным [1].

Кроме этого в заявленном устройстве за счет отрицательной обратной связи в (1+К_iИ) раз уменьшается и разброс параметров по сравнению с известным устройством. В результате этого идентичность плеч балансного каскада значительно увеличивается, что приводит к существенному уменьшению уровня первой и других гармоник на выходе устройства, уровень которых определяется степенью идентичности двухтактного каскада. Поэтому при реальном разбросе параметров активных элементов в 1% отпадает необходимость использования подстроечных элементов, что значительно повышает и технологичность заявляемого устройства.

Важно отметить, что в заявляемом устройстве происходит и значительное расширение диапазона рабочих частот. Это обусловлено тем, что в устройстве с отрицательной обратной связью более равномерными становятся амплитудно-частотные характеристики, и вследствие этого происходит расширение полосы рабочих частот. При 100% отрицательной обратной связи увеличение области рабочих частот в сторону более высоких значительно, так как существенно увеличивается граничная частота активного элемента по крутизне Эта частота определяется по уровню коэффициента передачи входной цепи активного элемента, является величиной, обратно пропорциональной постоянной времени этой цепи. Известно, что в цепи с общим управляющим электродом, за счет 100% отрицательной обратной связи, постоянная времени входной цепи активного элемента значительно меньше, чем в схеме с общим истоковым электродом. Поэтому и граничная частота при включении активного элемента с общим управляющим электродом, значительно больше (реально в несколько раз) частоты при его включении с общим истоковым электродом.

Таким образом с учетом выводов, полученных в [1] на область рабочих частот, составляющих несколько десятков долей частоты в заявленном устройстве происходит существенное, как минимум в несколько раз, расширение области рабочих частот в сторону более высоких частот.

ИСПОЛЬЗУЕМЫЕ ИСТОЧНИКИ

1. Махов М.Е. Умножитель частоты на полевых транзисторах//Радиотехника, 1974, №9. С.96-97, рис.1.

2. Бруевич А.Н., Евтянов С.И. Аппроксимация нелинейных характеристик и спектры при гармоническом воздействии. - М.: Сов. Радио, 1965, с.284-296.

Гармонический умножитель частоты, содержащий фазоинверсный каскад и двухтактный каскад, активные элементы которого по выходу соединены параллельно и подключены к нагрузке, отличающийся тем, что истоковые электроды активных элементов подсоединены к выходам фазоинверсного каскада и через истоковые резисторы к общей точке устройства, при этом управляющие электроды активных элементов через блокировочные конденсаторы соединены с общей точкой устройства.