Способ и устройство для передачи цифровых данных с переменной скоростью передачи

Изобретение относится к системе сотовой телефонной связи, а именно к системе и способу передачи информации с переменной скоростью передачи данных при использовании сигналов связи с расширенным спектром. Сущность изобретения заключается в том, что при передаче данных с переменной скоростью вводится избыточность для получения символов повторения. Данные символов повторения передаются с энергией символов, масштабированной в соответствии со скоростью передачи данных. Причем если переменная скорость передачи данных меньше, чем номинальная скорость передачи данных, то символьные данные передаются с номинальной энергией символа, и избыточность устраняется за счет стробирования передачи части передаваемых символьных данных, определяемой в соответствии со скоростью передачи данных переменной скорости. Кроме того, заявлен приемник для приема данных, передаваемых с переменной скоростью, который использует избыточность в потоке передаваемых символьных данных для формирования корректной оценки передаваемых символьных данных. Технический результат - упрощение управления процессами кодирования и декодирования в каналах передачи данных с переменной скоростью. 3 н. и 11 з.п. ф-лы, 4 ил., 1 табл.

 

1. Область техники

Настоящее изобретение относится к системам сотовой телефонной связи. Более конкретно, настоящее изобретение относится к новой усовершенствованной системе и способу передачи информации с переменной скоростью передачи данных при использовании сигналов связи с расширенным спектром.

2. Описание предшествующего уровня техники

Использование способов модуляции, реализующих принцип многостанционного доступа с кодовым разделением (МДКР) каналов, является одним из методов обеспечения связи с участием большого числа пользователей системы. Известны также другие способы связи коллективного доступа, например, реализующие принципы многостанционного доступа с временным разделением (МДВР), многостанционного доступа с частотным разделением (МДЧР) и способы амплитудной модуляции, такие как амплитудное компандирование сигналов одной боковой полосы. Однако способ модуляции расширенным спектром, реализующий принцип МДКР, имеет существенные преимущества по сравнению с этими известными способами модуляции для систем связи коллективного доступа. Использование метода МДКР в системе связи коллективного доступа раскрыто в патенте США N 4901307, выданном 13 февраля 1990 г. на "Систему связи коллективного доступа с расширенным спектром, использующую спутниковые или наземные ретрансляторы", переуступленном правопреемнику настоящего изобретения и приведенном здесь для ссылки.

В упомянутом патенте раскрыт способ связи коллективного доступа, при котором большое число пользователей подвижной телефонной системы, каждый из которых имеет приемопередатчик, осуществляет связь через спутниковые ретрансляторы или наземные базовые станции (также называемые станциями сотовых ячеек или, для краткости, сотами) с использованием сигналов связи с расширенным спектром для облегчения многостанционного доступа с кодовым разделением. При использовании систем связи, основанных на принципе МДКР, частотный спектр может быть использован многократно, что позволяет увеличить пропускную способность для пользователей системы. Использование принципа МДКР позволяет обеспечить намного более высокую эффективность использования спектра, чем та, которая достижима при использовании других способов коллективного доступа.

Спутниковый канал в типовом случае испытывает замирание, характеризуемое согласно Райсу. Соответственно, принимаемый сигнал содержит составляющую, обусловленную прямым распространением, суммируемую с составляющей, претерпевшей многократные переотражения, имеющую рэлеевские статистические характеристики замирания. Отношение по мощности составляющей прямого распространения к переотраженной составляющей в типовом случае находится в пределах от 6 до 10 дБ, в зависимости от характеристик антенны подвижного блока и среды в окрестности подвижного блока.

В отличие от спутникового канала наземный канал характеризуется замиранием сигнала, которое в типовом случае представлено рэлеевской составляющей замирания, без составляющей прямого распространения. Таким образом, наземный канал характеризует собой среду с более сильным замиранием, чем спутниковый канал, в котором райсовское замирание характеризует собой преобладающий механизм замирания.

Рэлеевский характер замирания в случае наземного канала обусловлен тем, что сигнал отражается от различных физических объектов окружающей среды. В результате сигнал поступает в приемник подвижного блока с различных направлений с различными задержками распространения. В диапазонах ультравысоких частот (УВЧ), обычно используемых в системах подвижной радиосвязи, включая системы сотовой подвижной телефонной связи, могут иметь место значительные фазовые различия сигналов, проходящих по различным трассам распространения. Поэтому может иметь место деструктивное суммирование (т.е. с взаимной компенсацией) сигналов, результатом чего является возникновение глубоких замираний.

Замирание в наземном канале очень сильно зависит от физического положения подвижного объекта. Незначительное изменение положения подвижного блока изменяет физические задержки на всех трассах распространения сигналов, что дополнительно проявляется в фазовых различиях каждой из трасс распространения. Таким образом, перемещение подвижного блока во внешней среде может привести к довольно быстродействующему процессу замираний. Например, в диапазоне сотовой связи на частоте 850 МГц такое замирание может происходить со скоростью, характеризуемой одним замиранием в секунду на одну милю в час (1,852 км/час) скорости транспортного средства. Замирание такой интенсивности может оказаться чрезвычайно деструктивным для сигналов наземного канала, что может привести к плохому качеству связи. Для преодоления проблемы замираний может быть использовано дополнительное повышение мощности передатчика. Однако такое повышение мощности оказывает влияние как на пользователя, проявляясь в излишнем потреблении мощности, так и на систему, что выражается в увеличении уровня взаимных помех.

Способ модуляции, реализующий принцип МДКР, раскрытый в патенте США N 4901307, обеспечивает ряд преимуществ по сравнению со способами узкополосной модуляции, используемыми в системах связи, применяющих спутниковые или наземные ретрансляторы. Наземный канал создает особые проблемы для любой системы связи, в особенности в связи с сигналами многолучевого распространения. Использование способа МДКР позволяет преодолеть специфические проблемы наземного канала связи, за счет снижения отрицательного эффекта многолучевого распространения, т.е. замирания, при использовании преимуществ, обеспечиваемых указанным способом.

В системе сотовой телефонной связи, основанной на принципе МДКР, одна и та же полоса частот может быть использована для осуществления связи во всех сотовых ячейках. Свойства МДКР сигнала, которые обеспечивают получение выигрыша при обработке, также используются для различения сигналов, занимающих одну и ту же полосу частот. Кроме того, характеризуемая высокой скоростью псевдошумовая (ПШ) модуляция обеспечивает разделение множества различных трасс (каналов) распространения сигналов, при условии, что разность задержек в соответствующих каналах распространения превышает длительность элемента ПШ сигнала, т.е. величину, обратную ширине полосы. Если в системе МДКР используется частота передачи элементов ПШ сигнала, примерно равная 1 МГц, то суммарный выигрыш при обработке сигналов с расширенным спектром, равный отношению расширенной полосы к скорости передачи данных в системе, может быть получен для трасс, которые отличаются более чем на 1 мкс по задержке в канале распространения. Дифференциальная задержка 1 мкс канала распространения соответствует дифференциальному расстоянию в этом канале, примерно равному 1000 фут (304,8 м). Среда, характерная для канала распространения в условиях городов, в типовом случае обуславливает дифференциальные задержки в каналах распространения, превышающие 1 мкс, и вплоть до 10-20 мкс для некоторых районов.

В системах с узкополосной модуляцией, например с аналоговой частотной модуляцией (ЧМ), используемой в обычных телефонных системах, наличие значительной многолучевости распространения приводит к сильным замираниям, обусловленным такой многолучевостью. При использовании широкополосной модуляции, основанной на принципе МДКР, однако, различные каналы распространения можно различать при осуществлении демодуляции. Такое различение существенно снижает влияние замирания, вызванного многолучевым характером распространения. Замирание, обусловленное многолучевостью, не полностью исключается при селекции с использованием методов МДКР, так как, очевидно, будут иметься каналы распространения, для которых в конкретной системе дифференциальные задержки будут меньше, чем длительность элементарной посылки ПШ сигнала. Сигналы, имеющие задержки в канале распространения такого порядка величины, не могут быть отселектированы в демодуляторе, в результате чего замирание в определенной степени проявляется.

Поэтому желательно, чтобы была предусмотрена некоторая форма разнесения, что позволило бы снизить замирание в системе. Разнесение представляет собой метод снижения отрицательных эффектов замирания. Имеются три основных типа разнесения: временное, частотное, пространственное.

Временное разнесение может быть наилучшим образом получено при использовании повторения, перемежения во времени, обнаружения ошибок и кодирования, что представляет собой одну из форм повторения. Настоящее изобретение использует все эти методы в форме временного разнесения.

МДКР сигнал, будучи по определению широкополосным сигналом, обеспечивает некоторую форму частотного разнесения за счет распределения энергии сигнала в широкой полосе частот. Поэтому частотно-селективное замирание оказывает влияние на незначительную часть ширины полосы МДКР сигнала.

Пространственное разнесение или разнесение каналов распространения обеспечивается за счет предусмотрения нескольких каналов распространения сигналов посредством одновременно действующих линий связи от подвижного пользователя через две или более базовые станции. Кроме того, разнесение каналов распространения может быть обеспечено путем использования среды многолучевого распространения посредством обработки сигналов с расширенным спектром, при которой сигналы, приходящие с различными задержками в канале распространения, принимаются и обрабатываются отдельно. Примеры разнесения каналов распространения представлены в патенте США N 5101501 на "Гибкую передачу связи в МДКР системе сотовой телефонной связи" от 7 ноября 1989 г. и в патенте США N 5103459 на "Приемник с разнесением сигналов в МДКР системе сотовой телефонной связи" от 7 ноября 1989 г., переуступленных правопреемнику настоящего изобретения.

Отрицательные эффекты замирания могут, кроме того, регулироваться в некоторой степени в МДКР системе путем регулирования передаваемой мощности. Система регулирования мощности для базовой станции и подвижного блока раскрыта в патенте США N 5056109 на "Способ и устройство регулирования передаваемой мощности в МДКР системе сотовой подвижной телефонной связи" от 7 ноября 1989, переуступленном правопреемнику настоящего изобретения.

Методы, реализующие МДКР, как раскрыто в патенте США N 4901307, используют когерентную модуляцию и демодуляцию для обоих направлений связи в системе связи между подвижным блоком и спутником-ретранслятором. Соответственно, в этом патенте раскрыто использование пилот-сигнала несущей в качестве опорного сигнала когерентной фазы для линии связи "спутник - подвижный блок" и для линии связи "базовая станция - подвижный блок". В условиях наземной сотовой связи, однако, интенсивность замирания, обусловленная многолучевостью, с внесенными в результате искажениями фазы в канале, препятствует использованию метода когерентной демодуляции для линии связи "подвижный блок - базовая станция". Настоящее изобретение предусматривает средство преодоления отрицательных воздействий многолучевого характера распространения в линии связи "подвижный блок-базовая станция" за счет использования способов некогерентной модуляции и демодуляции.

Метод МДКР, раскрытый в патенте США N 4901307, кроме того, предусматривает использование относительно длинных ПШ последовательностей, причем каждому пользователю системы выделена отличная от других ПШ последовательность. Взаимная корреляция между различными ПШ последовательностями и автокорреляция ПШ для всех временных сдвигов, отличных от нуля, имеют среднее нулевое значение, что позволяет селектировать сигналы различных пользователей при приеме.

Однако такие ПШ сигналы не ортогональны. Хотя среднее значение взаимнокорреляционной функции равно нулю, для коротких интервалов времени, например, таких как время информационного бита, взаимнокорреляционная функция обнаруживает биноминальное распределение. Поэтому сигналы оказывают друг на друга помеховое воздействие, во многом похожее на то, как если бы они представляли собой широкополосные гауссовские шумы с той же самой спектральной плотностью мощности. Таким образом, сигналы других пользователей, т.е. шумы взаимных помех, в конечном счете ограничивают достижимую пропускную способность системы.

Существование многолучевости может обеспечить разнесение каналов распространения в широкополосной ПШ системе МДКР. Если имеют место два или более каналов с дифференциальной задержкой распространения в каналах более 1 мкс, то два или более приемника ПШ сигналов могут обеспечить раздельный прием таких сигналов. Поскольку эти сигналы в типовом случае будут проявлять независимость в замирании, обусловленном многолучевым распространением, т.е. они обычно не будут испытывать замирание одновременно, то выходные сигналы двух приемников можно объединить с учетом пространственного разнесения каналов. Поэтому снижение эффективности может возникнуть только тогда, когда оба приемника испытывают замирание одновременно. Система, которая предусматривает использование двух или более приемников ПШ сигналов совместно с сумматором для их объединения с учетом разнесения, а также система для формирования сигнала, обеспечивающего выполнение операций объединения пространственно разнесенных каналов, раскрыты в патенте США N 5103459 на "Систему и способ формирования сигналов в МДКР системе сотовой телефонной связи".

Для того чтобы поддерживать передачу данных с переменными скоростями передачи принципиально необходимо изменять скорости кодирования, перемежения и модуляции в соответствии со скоростью входных данных. Такое изменение скорости в типовом случае требует сложного управления процессами кодирования и декодирования в каналах, что приводит к увеличению стоимости системы, сложности, а также требует модифицирования используемых форм сигналов.

Соответственно, задачей изобретения является создание системы связи с расширенным спектром, в которой имеются каналы для передачи данных со скоростью как выше, так и ниже, чем номинальная скорость в системе. А также задачей изобретения является создание системы связи с расширенным спектром, в которой общий формат используется для кодирования, перемежения и модулирования данных, передаваемых с различными скоростями передачи данных.

Сущность изобретения

Настоящее изобретение предусматривает новые и усовершенствованные способ и устройство для передачи и приема данных, передаваемых с переменной скоростью в системе связи с расширенным спектром, и систему связи для передачи битовых данных информации пользователя с переменной скоростью.

В передатчике, соответствующем настоящему изобретению, для передачи предоставлены в распоряжение множество скоростей передачи битовых данных пользователя. Эти скорости передачи битовых данных пользователя могут быть подразделены на те, которые равны и больше, чем номинальная скорость передачи битовых данных, и те, которые меньше, чем номинальная скорость передачи битовых данных. Данные пользователя поступают на кодер с повторением для приема битовых данных информации пользователя с переменной скоростью передачи и для внесения избыточности в битовые данные информации пользователя с переменной скоростью передачи для получения данных символов повторения с постоянной скоростью. При введении избыточности в битовые данные пользователя для скоростей передачи битовых данных, меньших максимальной скорости передачи битовых данных, частота символов повторения, выдаваемых с кодера, одна и та же для всех скоростей передачи битовых данных пользователя. Кодированные символы повторения затем подаются на усилитель передаваемой мощности, который работает в соответствии с сигналом, поступающим от контроллера передачи.

Контроллер передачи принимает упомянутые данные символов повторения с постоянной скоростью для выработки символов передачи. Если упомянутые данные переменной скорости получены при скорости, меньшей, чем номинальная скорость передачи данных, то осуществляется передача при номинальной энергии символов и исключается передача предварительно определенной части упомянутых символов передачи с номинальной энергией символов. Для скоростей передачи битовых данных, меньших номинальной скорости передачи битовых данных, контроллер передачи стробирует передачу символов повторения, так, чтобы исключить определенную степень избыточности в символах повторения. Стробированные при передаче символы затем передаются с энергией символов, одной и той же для передаваемых символов, если скорость битовых данных пользователя меньше, чем номинальная скорость передачи битовых данных. Если скорость передачи битовых данных пользователя больше или равна номинальной скорости передачи битовых данных, то избыточность не устраняется, а только энергия символов масштабируется с понижением пропорционально величине избыточности в данных символов повторения.

В приемнике, соответствующем изобретению, сигналы, переданные вышеописанным образом, принимаются. Принятые сигналы демодулируются и подаются на сумматор повторений и вычислитель энергии. Сумматор повторений и вычислитель энергии использует избыточность в символах повторения при суммировании энергий принятых повторяющихся символов для формирования наборов значений энергии, которые соответствуют энергиям для гипотез, соответствующих принятым сигналам. Эти энергии затем поступают на вычислитель метрик, который формирует набор метрик, индицирующих вероятность различных гипотез для принятых сигналов. Метрики затем подаются на декодер, который в соответствии с вычисленными метриками производит оценку переданного сигнала.

Настоящее изобретение предусматривает также систему связи для передачи битовых данных информации пользователя с переменной скоростью, содержащую множество контроллеров передачи для приема упомянутых битовых данных информации пользователя с переменной скоростью передачи и для введения избыточности в битовые данные информации пользователя с переменной скоростью передачи для получения данных символов повторения с постоянной скоростью, обеспечивающих соответствующие символы передачи, при этом если упомянутые данные переменной скорости получены при максимальной скорости передачи данных, то упомянутые символы передачи формируются с соответствующей максимальной энергией символов; если упомянутые данные переменной скорости получены при скорости, превышающей номинальную скорость передачи данных, но меньше, чем упомянутая максимальная скорость передачи, то осуществляется масштабирование энергии соответствующих символов передачи в предварительно определенном отношении, и если упомянутые данные переменной скорости получены при скорости меньшей, чем номинальная скорость передачи данных, то исключается передача предварительно определенной части упомянутых символов передачи; и по меньшей мере один приемник для приема упомянутых передаваемых символьных данных, демодулирования принятых символьных данных для получения демодулированных символов, для формирования набора значений суммарной энергии в соответствии с упомянутыми демодулированными символами, причем каждое из упомянутых значений энергии соответствует гипотезе об одной из различных скоростей передачи упомянутых принятых символьных данных, и формирования оценок передаваемых битовых данных информации пользователя соответственно упомянутым значениям суммарной энергии в соответствии с предварительно определенным форматом декодирования.

Краткое описание чертежей

Признаки, цели и преимущества настоящего изобретения будут понятны из нижеследующего описания со ссылками на иллюстрирующие изобретение чертежи, на которых одинаковые элементы обозначены одними и теми же позициями и где представлено следующее:

Фиг.1 - блок-схема примера выполнения передатчика, соответствующего настоящему изобретению;

Фиг.2 - блок-схема примера выполнения приемной системы, соответствующей настоящему изобретению;

Фиг.3 - блок-схема примера выполнения приемника и демодулятора, соответствующего настоящему изобретению;

фиг.4 - блок-схема примера выполнения сумматора повторений и вычислителя энергии, соответствующего настоящему изобретению.

Детальное описание предпочтительных вариантов осуществления изобретения

Очевидно, что настоящее изобретение применимо к любой цифровой системе связи с переменной скоростью передачи данных. Настоящее изобретение проиллюстрировано на примере выполнения обратной линии связи (от удаленного пользователя к центральной станции связи) в системе персональной связи. На фиг.1 представлен пример осуществления передатчика с переменной скоростью передачи данных, соответствующего изобретению. Битовые данные информации пользователя, передаваемые с переменной скоростью, могут представлять собой оцифрованные речевые сигналы или такие цифровые данные, как видеоданные, факсимильные, модемные или иные цифровые данные. Скорости передачи битовых данных информации пользователя могут быть подразделены на те, которые выше или равны предварительно определенной номинальной скорости передачи Rb(nom), и те, которые ниже, чем Rb(nom). Максимальная скорость передачи битовых данных информации пользователя, поддерживаемая системой связи, обозначена Rb(max). В рассматриваемом примере осуществления скорости передачи битовых данных информации пользователя включают 1,2; 1,8; 2,4; 3,6; 4,8; 7,2; 9,6; 14,4; 19,2 и 38,4 кбит/с, причем скорость 9,6 кбит/с является номинальной скоростью передачи битовых данных Rb(nom), а скорость 38/4 кбит/с - максимальной скоростью передачи битовых данных Rb(max). Эти скорости передачи предусмотрены в рассматриваемом примере выполнения системы. Очевидно, что изобретение равным образом применимо в случае любых других скоростей передачи цифровых данных. Кроме того, выбор в качестве номинальной скорости передачи Rb(nom) значения 9,6 кбит/с также служит целям рассмотрения данного примера осуществления в контексте взятого для примера набора значений. В этом контексте представляет также интерес скорость передачи 4/8 кбит/с, принятая в качестве альтернативного значения Rb(nom).

В линии связи от персональной системы к базовой станции аналоговые речевые сигналы пользователя поступают в типовом случае посредством микротелефонной трубки (не показана) в качестве входного сигнала на аналого-цифровой преобразователь (не показан), который преобразует аналоговый сигнал в цифровую форму. Цифровой сигнал подается на цифровой вокодер с переменной скоростью (не показан), где он кодируется. Вокодер может осуществлять объединение с любым иным источником цифровой информации, которая может быть передана в установленном формате кадра фиксированной длины, где число информационных бит на кадр изменяется.

Битовые данные информации пользователя поступают на кодер 2 коррекции ошибок вперед со скоростью битовых данных Rb, в котором в рассматриваемом примере осуществления битовые данные информации пользователя кодируются, в соответствии с предварительно определенным форматом, сверточным кодом для формирования кодированных символов. Кодер 2 представляет собой кодер частоты r в том смысле, что кодер 2 формирует 1/r кодированных символов на каждый принятый бит информации пользователя. Поэтому скорость передачи кодированных символов кодера равна Rb/r. В данном примере процесс кодирования сообщения и модуляции начинается со сверточного кодирования ограниченной длины К=9 и частотой кода r=1/3. Генераторами кода являются G₁=557 (восьмеричный), G₂=663 (восьмеричный) и G₃=711 (восьмеричный). Число символов кода на длительности 20 мс, при номинальной скорости передачи битовых данных Rb(nom)=9600 бит/с и частоте кода r=1/3, равно 576. При номинальной скорости передачи данных Rb=9600 бит/с кодер формирует 28800 двоичных символов в секунду.

Кодированные символы поступают на перемежитель 4, который в рассматриваемом примере представляет собой перемежитель блоков, занимающий 20 мс, точно продолжительность одного кадра. Кодированные символы записываются в массив памяти перемежителя строками, а считываются столбцами.

Если скорость передачи битовых данных информации пользователя Rb меньше, чем номинальная скорость передачи битовых данных Rb(nom) или, альтернативно, скорость кодированных символов Rb/r меньше, чем номинальная скорость кодированных символов Rb(nom)/r, перемежитель выполняет вспомогательную роль обеспечения избыточности в кодированных символах. Если скорость битовых данных Rb информации пользователя меньше, чем Rb(nom), то перемежитель вводит избыточность (red1) кодированных символов согласно соотношению

Перемеженные символы включают в себя первую копию каждого кодированного символа и (red1-1) повторенных копий каждого кодированного символа. Таким образом, перемеженные символы формируются со скоростью Rb(nom)/r, если скорость передачи битовых данных пользователя меньше или равна номинальной скорости передачи Rb(nom), то скорость символов с перемежителя та же самая, что скорость кодированных символов.

Перемежитель 4 выдает сформированные перемежением символы на элемент последовательно-параллельной обработки 6, который выдает полученные символьные данные в форме n-кратных символов с перемежением, так что скорость передачи этих n-кратных значений равна скорости, с которой данные выдаются с перемежителя 4, деленной на n. Так, если скорость передачи битовых данных Rb больше или равна номинальной скорости передачи битовых данных Rb(nom), то скорость n-кратных значений равна Rb/r.n). Если скорость передачи битовых данных Rb информации пользователя меньше, чем номинальная скорость передачи битовых данных Rb(nom), то скорость n-кратных значений равна Rb(nom)/(rn) вследствие избыточности, введенной перемежителем 4. В рассматриваемом примере выполнения n равно 6, поэтому скорость передачи n-кратных значений в случае номинальной скорости передачи битовых данных пользователя 9600 равна 4800 n-кратных значений в секунду.

Элемент последовательно-параллельной обработки 6 выдает n-кратные значения на элемент 7 оверлейного (с перекрытием) кодирования. Элемент 7 оверлейного кодирования содержит кодер 8 модуляции с повторением и кодер Уолша 9. Кодер 9 предназначен для приема упомянутых символов модуляции с повторением и для кодирования сигнала этими символами модуляции с повторением для получения упомянутых данных символов повторения с постоянной скоростью. Сформированные n-кратные значения поступают на кодер модуляции с повторением 8, предназначенный для получения кодированных символов и обеспечения повторения этих кодированных символов, с предварительно определенней постоянной скорости передачи битовых данных (Rb) информации пользователя, формирует при этом символы модуляции повторением. Кодер модуляции с повторением 8 обеспечивает избыточность (red2) вида

Для каждого n-кратного значения, поступающего на кодер модуляции с повторением 8, последний формирует на своем выходе (red2) идентичных последовательных n-кратных значений, определяемых как символы модуляции с повторением, так что получающаяся в результате скорость следования символов модуляции с повторением является постоянной и равна Rb(max)/(r·n) для всех скоростей Rb входных данных. В данном конкретном примере, если скорость Rb(max) равна 38/4 кбит/с, то скорость символов модуляции с повторением равна 19200 символов повторения в секунду, причем каждый символ повторения имеет длину, равную шести двоичным цифрам.

В линии связи от персональной системы связи до базовой станции, т.е. в обратной линии связи, характеристики канала требуют модифицирования способа модуляции. В частности, использование несущей пилот-сигнала, как это имеет место в линии связи от базовой станции к персональной системе, больше уже не возможно. Несущая пилот-сигнала должна быть достаточно мощной для обеспечения хорошей фазовой опоры для модуляции данных. При условиях, когда базовая станция передает одновременно сигналы к множеству персональных систем, единственный пилот-сигнал может использоваться совместно всеми персональными системами. Поэтому мощность пилот-сигнала, приходящаяся на каждую персональную систему, весьма мала.

В линии связи от персональной системы к базовой станции, напротив, каждая персональная система имеет свою собственную опорную фазу. Если бы использовался пилот-сигнал, то это потребовало бы, чтобы каждая персональная система передавала свой собственный пилот-сигнал. Такая ситуация, очевидно, не желательна, поскольку общая пропускная способность системы была бы сильно снижена из-за взаимных помех, обусловленных наличием большого числа пилот-сигналов высокой мощности. Поэтому должна использоваться модуляция, способная обеспечить эффективную демодуляцию без использования пилот-сигнала.

В случае линии связи от персональной системы к базовой станции, характеризуемой рэлеевским замиранием, приводящим к быстрому изменению фазы в канале, средства когерентной демодуляции, например цепь Костаса, позволяющая получить фазу из принятого сигнала, больше не применимы. Другие методы, например с использованием дифференциально когерентной фазовой манипуляции (ФМн), могут быть использованы, однако они не обеспечивают требуемого уровня характеристик в аспекте достижимого отношения сигнал/шум.

Поэтому в рассматриваемом примере осуществления изобретения символы модуляции с повторением подаются на кодер ортогональных сигналов, который отображает символы модуляции с повторением длиной в шесть двоичных цифр в множество ортогональных сигналов. Хорошо известно, что набор из n ортогональных двоичных последовательностей, каждая из которых имеет длину n, можно сформировать для n, равного любой степени числа 2 (см. Digital Communications with Space Applications, S.W.Golomb et al., Prentice-Hall, Inc., 1964, pp.45-64). Действительно, известны также множества ортогональных двоичных последовательностей для большинства длин, являющихся кратными четырем и меньших, чем 200. Один из классов таких последовательностей, которые могут быть легко сформированы, определяется как функция Уолша, что известно также как матрицы Адамара.

Функция Уолша порядка n может быть определена рекурсивным путем в следующем виде:

где W' обозначает логическое дополнение к W, a W(1)=|0|.

Тогда

и

При этом W(8) можно определить следующим образом:

Последовательность Уолша есть один из рядов матрицы функции Уолша. Функция Уолша n-го порядка содержит n последовательностей, каждая из которых имеет длину n бит.

Функция Уолша n-го порядка (как и другие ортогональные функции) имеет свойство, заключающееся в том, что на интервале из n кодовых символов взаимно-корреляционная функция между всеми другими последовательностями данного множества равна нулю, при условии, что последовательности во времени выровнены между собой. Это следует из того факта, что каждая последовательность отличается от каждой другой последовательности точно на половину своих бит. Следует также отметить, что всегда имеется одна последовательность, содержащая все нули, и что все другие последовательности содержат половину единиц и половину нулей.

Соседние базовые станции и сектора могут повторно использовать последовательности Уолша, так как внешние ПШ коды, используемые в соседних базовых станциях и секторах, различаются. Ввиду различного времени распространения для сигналов между конкретным местоположением персональной системы и двумя или более различными базовыми станциями невозможно удовлетворить условие выравнивания во времени, требуемое для обеспечения ортогональности функции Уолша для обеих базовых станций в одно и то же время. Таким образом, для обеспечения различения сигналов, приходящих в персональную систему от различных базовых станций, приходится полагаться на внешний ПШ код.

Как показано на фиг.1, каждый символ модуляции с повторением подается на М-ичный кодер Уолша 9, причем в рассматриваемом примере М=2ⁿ=64. В ответ на это М-ичный кодер Уолша 9 на каждый символ модуляции с повторением, содержащий n=6 двоичных символов, генерирует символ Уолша, содержащий М элементарных посылок Уолша. Полученная в результате скорость элементарных посылок Уолша с выхода М-ичного кодера Уолша 9 равна (М·Rb (max))/(r·n) или в рассматриваемом примере 1228,8 ксимв./с. Элементарные посыпки Уолша подаются на рандомизатор 30 пакетов данных, который реагирует на сигнал, поступающий с контроллера передачи 32.

Рандомизатор 30 пакетов данных предназначен для приема данных символов повторения с постоянной скоростью и для селективного устранения избыточности из этих данных (с входными скоростями Rb меньше, чем Rb(nom) символов повторения с постоянной скоростью в соответствии со скоростью передачи упомянутых битовых данных информации пользователя с переменной скоростью, чтобы получить рандомизированные символы, если скорость передачи битовых данных информации пользователя переменной скорости для формирования рандомизированных символов меньше номинальной скорости передачи данных. Предпочтительный способ и устройство для рандомизирования пакетов раскрыты в заявке на патент США N 07/846312 на "Рандомизатор пакетов данных" от 16 января 1992, переуступленной правопреемнику настоящего изобретения. Для данных со скоростями меньше, чем Rb(nom), рандомизатор 30 пакетов данных устраняет степень избыточности, введенную перемежителем 4. То есть для скоростей передачи Rb битовых данных информации пользователя, меньших, чем Rb(nom), рандомизатор 30 пакетов данных устраняет (red-1) избыточных элементарных посылок Уолша из каждых red1 принятых элементарных посылок Уолша. Рандомизатор 30 пакетов данных, кроме того, переупорядочивает во времени элементарные посылки Уолша в соответствии с псевдослучайным кодом для обеспечения рандомизированных символов. Для скоростей передачи Rb битовых данных информации пользователя, меньших, чем номинальная скорость Rb(nom) передачи битовых данных, средняя скорость рандомизированных элементарных посылок Уолша равна (M·Rb(max)·Rb)/(r·n·Rb(nom)). Для скоростей передачи битовых данных информации пользователя, больших или равных номинальной скорости передачи битовых данных, скорость передачи символов остается неизменной.

Рандомизированные элементарные посылки Уолша подаются на один из входов логической схемы ИСКЛЮЧАЮЩЕЕ ИЛИ 12. ПШ генератор 10 в ответ на адрес подвижного блока формирует ПШ последовательность PN_U. Эта ПШ последовательность может быть выделена либо на время вызова, либо постоянно выделена для данной персональной системы. Последовательность PN_U в рассматриваемом конкретном примере осуществления представляет собой специфическую для пользователя 42-битовую последовательность с частотой Rc=1,2288 МГц, так что имеется точно одна ПШ элементарная посылка на каждую элементарную посылку Уолша. Последовательность PN_U представляет собой последовательность с нулевым сдвигом, также называемую последовательностями пилот-сигналов. Она подается на второй вход логической схемы ИСКЛЮЧАЮЩЕЕ ИЛИ 12. Рандомизированные элементарные посылки Уолша и последовательность PN_U обрабатываются в соответствии с логикой ИСКЛЮЧАЮЩЕЕ ИЛИ в схеме 12 и подаются на один из входов двух логических схем ИСКЛЮЧАЮЩЕЕ ИЛИ 16 и 18.

ПШ генераторы 14 и 22 генерируют соответственно последовательности PN_I и PN_Q. В рассматриваемом примере осуществления генераторы PN_I и PN_Q представляют собой 15-битовые генераторы с частотой Rc=1,2288 МГц. Последовательности PN_I и PN_Q представляют собой последовательности нулевого сдвига, также называемые последовательностями пилот-сигналов. В этом примере осуществления все персональные станции используют одни и те же последовательности PN_I и PN_Q. На другие входы логических схем ИСКЛЮЧАЮЩЕЕ ИЛИ 16 и 18 подаются соответственно последовательности PN_I и PN_Q с выходов ПШ генераторов 14 и 22. Последовательности PN_I и PN_Q обрабатываются в соответствии с логикой ИСКЛЮЧАЮЩЕЕ ИЛИ в указанных логических схемах совместно с выходным сигналом схемы ИСКЛЮЧАЮЩЕЕ ИЛИ 12 для формирования символов синфазной (I) и квадратурной (Q) модуляции.

В альтернативном примере осуществления две различные фазы ПШ кода пользователя могут формироваться и использоваться для модуляции двух фаз несущей сигнала с четырехпозиционной фазой, не требуя использования последовательностей длиной 32768. И еще в одном альтернативном варианте линия связи от персональной системы к базовой станции может использовать только двухпозиционную модуляцию, также не требуя коротких последовательностей.

В другой альтернативной схеме модуляции для линии связи от персональной системы к базовой станции может быть использована та же самая схема модуляции, что и для линии связи от базовой станции к персональной системе. Каждая персональная система в этом случае должна использовать последовательность Уолша длины М (М=64), которая выделена персональной системе для использования при нахождении в данном секторе. Номинально, та же самая последовательность Уолша могла бы быть выделена персональной системе для линии связи от персональной системы к базовой станции, что и для линии связи от базовой станции к персональной системе.

Две полученные в результате модулирующие последовательности 1 и Q подаются на модулятор 23, использующий квадратурную фазовую манипуляцию (ФМн) со сдвигом, в котором последовательности модулируют бифазно пару синусоид в квадратуре и суммируются. Полученный в результате сигнал затем фильтруется в полосе, преобразуется на выходную радиочастоту, фильтруется и подается на усилитель 24 передаваемой мощности. Порядок осуществления фильтрации, преобразования по частоте и модуляции может быть изменен.

Модулированный сигнал подается на усилитель 24 передаваемой мощности, который представляет собой усилитель с регулируемым усилением для усиления модулированных символов в соответствии с сигналом регулировки усиления для получения передаваемых сигналов, управляемый элементом 26 регулировки усиления при передаче, для выдачи сигнала регулировки усиления в соответствии со скоростью передачи данных упомянутых битовых данных информации пользователя с переменной скоростью передачи и который реагирует на сигнал, индицирующий скорость передачи данных для передаваемого сигнала, поступающий от контроллера 32 скорости передачи данных и определяющий усиление усилителя 24 передаваемой мощности. Элемент 26 регулировки усиления определяет энергию передачи для каждого символа в соответствии со следующей формулой:

где Eb - фиксированная энергия бита. В предпочтительном варианте элемент 26 регулировки усиления при передаче, кроме того, реагирует на сигнал управления мощностью обратной линии связи. Усиленный модулированный сигнал подается в антенну 28 для последующего излучения.

Итоговые данные для скоростей передачи символов и энергий при передаче для рассматриваемого примера осуществления приведены ниже в таблице.

Параметр	9600	4800	2400	1200	Единицы
Скорость ПШ элемент.	1,2288	1,2288	1/2288	1,2288	Мэлем./с
посылок
Скорость кода	1/3	1/3	1/3	1/3	бит/код. сим.
Относит. время перед.	100,0	50,0	25,0	12/0	%
Скорость код. симв.	28800	28800	28800	28800	симв./с
Модуляция	6	6	6	6	код. с./сим.
					мод.
Скорость симв. мод.	4800	4800	4800	4800	симв./с
Скорость кода симв.	1/4	1/4	1/4	1/4	симв. мод./
модуляции с повтор.					симв. Уолша
Скорость симв. Уолша	19200	19200	19200	19200	ксимв./с
Скорость элемент.
посылок Уолша	1,2288	1,2288	1,2288	1,2288	Мэлем./с
Длительность симв.
модуляции	208,33	208,33	208,33	208,33	мкс
ПШ элем. посылок/	42,67	42,67	42,67	42,67	ПШ элем./
кодовый символ					код.симв.
ПШ элем. посылок/	64	64	64	64	ПШ элем./
символ Уолша					симв. мод.
ПШ элем. посылок/	1	1	1	1	ПШ элем./
элем. симв. Уолша					элем. Уолша
Энерг. на сим. Уолша	Eb/2	Eb/2	Eb/2	Eb/2

Параметр	14400	7200	3600	1800	Единицы
Скорость ПШ элемент.	1,2288	1,2288	1,2288	1/2288	Мэлем./с
посылок
Скорость кода	1/2	1/2	1/2	1/2	бит/код.сим.
Относит. время перед.	100,0	50,0	25/0	12/5	%
Скорость кодов. симв.	28800	28800	28800	28800	симв./с
Модуляция	6	6	6	6	код. симв./
					симв. модул.
Скорость символов	4800	4800	4800	4800	симв./с
модуляции
Скорость кода симв.	1/4	1/4	1/4	1/4	симв. мод./
модуляции с повтор.					симв. Уолша
Скорость символов	19200	19200	19200	19200	ксимв./с
Уолша
Скорость элемент.	1,2288	1,2288	1,2288	1,2288	Мэлем./с
посылок Уолша
Длительность символа	208,33	208,33	208,33	208,33	мкс
модуляции
ПШ элемент. посылок/	42,67	42,67	42,67	42,67	ПШ элем./
кодовый символ					код.симв.
ПШ элемент. посылок/	64	64	64	64	ПШ элем./
символ Уолша					симв.мод.
ПШ элемент. посылок/	1	1	1	1	ПШ элем./
элем. символ Уолша					элем.Уолша
Энергия на символ	3Eb/4	3Eb/4	3Eb/4	3Eb/4
Уолша

Параметр	9600	19200	38400	Парам.	Единицы
Скорость ПШ элемент.	1,2288	1,2288	1,2288	Rchip	Мэлем./с
посылок
Скорость кода	1/3	1/3	1/3	r	бит/код. сим.
Относит. время перед.	100,0	100,0	100,0		%
Скорость кодов. симв.	28800	57600	115200	Rs	симв./с
Модуляция	6	6	6	log M	код. симв./
					симв. мод.
Скорость символов	4800	9600	19200	Rm	симв./с
модуляции
Скорость кода симв.	1/4	1/2	1	Rp	симв. мод./
модуляции с повторен.					символ Уолша
Скорость символов	19200	19200	19200	Rw	ксимв./с
Уолша
Скорость элемент.	1,2288	1,2288	1,2288	Rwchip	кэлем./с
посылок Уолша
Длительность симв.	208,33	104,16	52,08	1/Tw	мкс
модуляции
ПШ элемент. посылки/	42,67	21,33	10/67	Rc /Rm	ПШ элем.сим.
кодовый символ					/код.симв.
ПШ элемент. посылки/	64	64	64	Rc/Rs	ПШ элем./сим.
символ Уолша					мод.
ПШ элемент. посылки/	1	1	1	Rc/Rwchip	ПШ элем./эл.
элемент. посыл. Уолша					Уолша
Энергия на символ	Eb/2	Eb	2Eb	Rc/Rwchip	ПШ элем./эл.
Уолша					Уолша

В рассматриваемом примере осуществления каждая базовая станция использует две приемные системы, каждая из которых имеет отдельную антенну и аналоговый приемник для приема с пространственным разнесением. В каждой из приемных систем сигналы обрабатываются идентично до их обработки с объединением.

На фиг.2 представлен приемник, предназначенный для приема и демодуляции данных, переданных передатчиком по фиг.1. Сигнал, переданный антенной 28, принимается антенной 60. Этот сигнал может испытывать на себе действие различных искажающих факторов в канале. Сигналы, принимаемые антенной 60, поступают на аналоговый приемник 61. Детальное выполнение приемника 61 представлено на фиг.3.

Сигналы, принятые антенной 60, поступают на понижающий преобразователь 84 частоты, который содержит радиочастотный усилитель 80 и смеситель 82. Принятые сигналы поступают на вход усилителя, где они усиливаются и с его выхода подаются на вход смесителя 82. Второй вход смесителя 82 соединен с выходом частотного синтезатора 86. Усиленные радиочастотные сигналы переносятся смесителем 82 на промежуточную частоту (ПЧ) путем их смешивания с выходным сигналом частотного синтезатора.

Сигналы ПЧ затем поступают с выхода смесителя 82 на полосовой фильтр 88, в типовом случае фильтр на поверхностных акустических волнах (ПАВ), имеющий полосу пропускания 1,25 МГц, в котором осуществляется фильтрация сигналов. Отфильтрованные сигналы поступают с выхода полосового фильтра 88 на усилитель промежуточной частоты (УПЧ) 90, где сигналы усиливаются. Усиленные сигналы ПЧ поступают с выхода УПЧ 90 на аналого-цифровой преобразователь (АЦП) 92, где они преобразуются в цифровую форму с тактовой частотой 8Rc или 4Rc (соответственно с тактовой частотой 9,8304 или 4,9152 МГц), причем Rc есть частота ПШ элементарной посылки, равная 1,288 МГц. Оцифрованные сигналы ПЧ поступают с выхода АЦП 92 на демодулятор 62. Сигналы с выхода приемника 61 представляют собой сигналы I' и Q' каналов. Хотя АЦП 92 в данном примере показан как одно устройство с последующим разделением на сигналы I' и Q' каналов, очевидно, что разделение на каналы может быть осуществлено до аналого-цифрового преобразования при использовании двух отдельных АЦП, предусмотренных раздельно для цифрового преобразования сигналов в I' и Q' каналах. Схемы, обеспечивающие преобразование с понижением частоты из радиочастотного диапазона в диапазон ПЧ и затем в диапазон частот модулирующих сигналов, а также схемы аналого-цифрового преобразования для синфазного (I') и квадратурного (Q') каналов хорошо известны в технике.

Каждый приемник отслеживает временные характеристики сигнала, который он принимает. Это выполняется посредством хорошо известного способа корреливания принимаемого сигнала с опережающей местной опорной ПШ последовательностью и коррелирования принимаемого сигнала с запаздывающей местной опорной ПШ последовательностью. Разность этих двух результатов корреляционной обработки будет в среднем равна нулю, если ошибка синхронизации отсутствует. И наоборот, если имеется ошибка синхронизации, то указанная разность будет соответствовать величине и знаку ошибки и временные характеристики приемника будут настраиваться соответственно.

Как показано на фиг.3, демодулятор 62 содержит два ПШ генератора 104 и 106, которые генерируют две различные короткие кодовые ПШ последовательности одинаковой длины. Эти две ПШ последовательности являются общими для приемников базовых станций и персональных систем по отношению к внешнему коду схемы модуляции. ПШ генераторы 104 и 106 формируют выходные последовательности соответственно PN_I' и PN_Q'. Эти последовательности определяются как ПШ последовательности синфазного (I') и квадратурного (Q') каналов соответственно.

Две ПШ последовательности PN_I' и PN_Q' генерируются различными полиномами степени 15, увеличенными с тем, чтобы сформировать последовательность длины 32768 вместо 32767, которая была бы нормально сформирована. Например, упомянутое увеличение может быть реализовано в форме добавления единственного нуля к последовательности из 14 нулей в строке, которая появляется один раз в каждой максимальной линейной последовательности степени 15. Иными словами, одно состояние ПШ генератора должно быть повторено при генерировании последовательности. Поэтому модифицированная последовательность содержит одну последовательность из 15 единиц и одну последовательность из 15 нулей. Такой ПШ генератор раскрыт в патенте США N 5228054 на "Генератор псевдошумовой последовательности двух длин с быстрыми настройками смещения" от 3 апреля 1992, переуступленном правопреемнику настоящего изобретения.

В рассматриваемом примере осуществления демодулятор 62 также включает в себя ПШ генератор 108 длинного кода, который генерирует последовательность PN_U, соответствующую ПШ последовательности, генерируемой персональной системой в линии связи от персональной системы к базовой станции. ПШ генератор 108 может представлять собой генератор максимальной линейной последовательности, который генерирует ПШ код пользователя очень большой длины, например степени 42, сдвинутый во времени в соответствии с дополнительным фактором, таким как адрес блока персональной системы или идентификатор пользователя, что позволяет осуществлять распознавание среди пользователей. Поэтому сигнал, принятый базовой станцией, модулируется как последовательностью PN_U длинного кода, так и последовательностями короткого кода PN_I и PN_Q. В альтернативном варианте вместо ПШ генератора 108 может быть использован генератор нелинейного кодирования, например блок шифрования, использующий стандарт шифрования данных (DES) для шифрования М-символьного представления универсального времени с использованием специфического ключа пользователя. Последовательность PN_U с выхода ПШ генератора 108 смешивается с последовательностями PN_I и PN_Q соответственно в смесителях 100 и 102 для формирования последовательностей PN_I' и PN_Q'.

Последовательности PN_I' и PN_Q' подаются на коррелятор 94 ПШ квадратурных фазоманипулированных сигналов вместе с сигналами синфазного (I) и квадратурного (Q) каналов с выхода приемника 61. Коррелятор 94 в данном примере выполнения работает во взаимосвязи с дециматором выборок (блоком прореживания) или фильтром интерполяции (не показан). Дециматор выборок или фильтр интерполяции действует в соответствии с синхросигналом (не показан) для выдачи выборок с частотой, равной скорости передачи элементарных посылок Уолша, на элемент определения корреляции (не показан). Элемент определения корреляции в составе коррелятора 94 используется для коррелирования данных каналов I' и Q' с последовательностями PN_I' и PN_Q'. Коррелированные данные указанных каналов подаются в качестве входных сигналов буфера 64. Буфер 64 формирует I'-блок и Q'-блок, каждый из которых состоит из М элементов (где М=64 в рассматриваемом примере осуществления).

Демодулятор в базовой станции может накапливать опорную фазу в течение короткого интервала времени с использованием способа, описанного в статье "Nonlinear Estimation of PSK-Modulated Carrier with Application to Burst Digital Transmission", A.J.Viterbi, A.M.Viterbi, IEEE Transactions On Information Theory, Vol IT-29, No.4, July 1983. Например, опорная фаза могла бы усредняться лишь по нескольким последовательным символам модуляции, как указано в упомянутой статье.

Эффективность вышеописанной альтернативной схемы, однако, уступает предпочтительному варианту осуществления в присутствии сильного рэлеевского замирания и многолучевого распространения. Однако в некоторых условиях, когда замирание и многолучевый характер распространения менее существенны или являются медленно изменяющимися, например, в случае используемых в помещениях персональных систем, малоподвижных персональных систем связи, в каналах связи от спутника к персональной системе, эффективность упомянутой альтернативной системы может оказаться более высокой, чем в случае рассматриваемого предпочтительного примера осуществления.

При альтернативном подходе к решению задачи поддержания согласованности во времени между передатчиком и приемником в соответствии с изобретением для каждой базовой станции приемник определяет ошибку по времени относительно номинальной синхронизации каждого принятого сигнала. Если данный принятый сигнал опаздывает с синхронизацией, то соответствующие модулятор и передатчик базовой станции передадут команду к этой персональной системе осуществить посредством малого приращения сдвиг вперед в синхронизации при передаче. И наоборот, если принятый сигнал персональной системы опережает номинальную синхронизацию, то на эту персональную систему передается команда осуществить посредством малого приращения задержку при передаче. Приращения настройки синхронизации устанавливаются порядка 1/8 ПШ элементарной посылки или 101,7 нс. Команды передаются с относительно низкой частотой, порядка от 10 до 50 Гц, и образованы одиночным битом, введенным в поток данных оцифрованного речевого сигнала.

Если каждый приемник базовой станции, принимающий сигнал персональной системы, осуществляет вышеуказанное измерение ошибки по времени и коррекцию операции передачи, то все сигналы, принимаемые от персональных систем связи, будут приниматься в нормальных условиях приблизительно одинаково синхронизированными, результатом чего является снижение взаимных помех.

Декодер 66 сигнала (например, элемент FHT - быстрого преобразования Хартли) включен между упомянутыми демодулятором и сумматором повторений для приема упомянутых демодулированных символьных данных и декодирования сигнала этих демодулированных символьных данных в соответствии с предварительно определенным форматам декодирования сигнала и для вычисления скалярных произведений между каждым возможным из М символов Уолша и I'-блоком и Q'-блоком для формирования 2М значений скалярных произведений. Произведение I'-блока и Q'-блока с конкретным символом Wi Уолша обозначено соответственно I'-(Wi) и Q' (Wi). Затем скалярные произведения подаются на блок 68 суммирования повторений и вычисления энергий.

Блок 68 использует с выгодой избыточность, введенную кодером 8 модуляции с повторением. На фиг.4 представлен пример осуществления блока 68 суммирования повторений и вычисления энергий. Блок 68, выполненный так, как показано на фиг.4, имеет типовую конструкцию для случаев, когда кодер 8 модуляции с повторением обеспечивает избыточность порядка 1, 2 или 4 (т.е. red2=1, 2 или 4) и когда значения E₁(Wi), E₂(Wi) и Е₃(Wi) представляют собой значения энергии, соответствующие предположению, что символ Wi передавался с избыточностью red2, равной 1, 2 или 4 соответственно.

Вычисление E₁(Wi) выполняется при допущении того, что значение избыточности red2=1 означает, что в принятых символах модуляции I' и Q' отсутствует избыточность, так что вычисление энергии состоит в суммировании квадратичных значений. Символ I'(Wi) подается на элемент 150 определения квадратичного значения, а символ Q'(Wi) - на элемент 152 определения квадратичного значения, в результате чего на выходах этих элементов формируются квадраты входных значений, т.е. (I'(Wi))² и (Q'(Wi))² соответственно. Эти квадратичные значения подаются на элемент 154 суммирования, который формирует сумму квадратов входных значений, т.е. (I'(Wi))²+(Q'(Wi))². Переключатель 156 замыкается, когда вычисленное значение энергии с элемента 154 суммирования является корректным, что соответствует скорости Rb(max)/(r·logM).

При вычислении E₂(Wi) предполагается наличие избыточности порядка 2 в символах модуляции I' и Q', так что вычисление энергии предусматривает суммирование двух последовательных символов модуляции, которые должны быть одинаковыми в предположении избыточности порядка 2. Элементы задержки 158 и 163 обеспечивают задержку поступающих на них входных сигналов на один период символа модуляции. Таким образом, в сумматоре 160 суммируются текущий символ модуляции I'(Wi)(t) и непосредственно предшествующий ему символ модуляции I'(Wi)(t-Tw), где Tw - период символов Уолша, равный r·logM/Rb(max). Аналогично, в сумматоре 164 суммируются текущий символ модуляции Q'(Wi)(t) и непосредственно предшествующий ему символ модуляции Q'(Wi)(t-Tw). Суммы последовательных символов для каждого из символов модуляции I'(Wi) и Q'(Wi) затем возводятся в квадрат с помощью элементов 162 и 165 определения квадратичных значений, и полученные квадраты суммируются в сумматоре 166. Переключатель 168 замыкается, когда значение вычисленной энергии корректно, что соответствует скорости (0,5·Rb(max))/(r·logM).

При вычислении E₃(Wi) предполагается, что в принятых символах модуляции I' и Q' имеется избыточность порядка 4, так что вычисление энергии предусматривает суммирование четырех последовательных символов модуляции, которые должны быть равны. Схема, представленная на фиг.4, использует тот факт, что суммы двух последовательных символов уже были вычислены сумматорами 160 и 164. Таким образом, для определения суммы четырех последовательных символов вычисляется сумма двух последовательных сумм двух символов. Элемент задержки 170 обеспечивает задержку своего входного сигнала на два периода символов модуляции, 2·Tw, где Tw определено выше. Таким образом, в сумматоре 171 вычисляется сумма двух последних из текущих символов модуляции I'(Wi) для гипотезы Wi и сумма двух символов модуляции I'(Wi) предшествующих им периодов для той же самой гипотезы.

Аналогично в сумматоре 173 вычисляется сумма двух последних из текущих символов модуляции Q'(Wi) и сумма двух символов модуляции Q'(Wi) предшествующих им периодов. Суммы четырех последовательных символов для символов модуляции I'(Wi) и Q'(Wi) затем возводятся в квадрат с помощью элементов 174 и 176 определения квадратичных значений, и полученные квадраты суммируются в сумматоре 178. Переключатель 180 замыкается, когда значение энергии корректно при скорости (0,25·Rb(max))/(r·logM). Вычисленные значения энергии затем подаются на логическую схему 72 объединения отводов. Альтернативный метод вычисления E₃(Wi) состоит в парциальном интегрировании, причем выходные сигналы для E₂(Wi), полученные посредством переключателя 168, суммируются попарно для получения Е₃(Wi). Метод парциального интегрирования особенно полезно использовать в обстановке, характеризуемой высокой подвижностью абонентов.

Значения энергии, полученные с выхода блока 68 суммирования повторений и вычисления энергии, представляют собой выходные сигналы первого отвода или первой приемной системы 70. Вторая приемная система обрабатывает принятые сигналы аналогично описанному для первой приемной системы со ссылками на фиг.2, 3 и 4. Значения энергий для каждой из L гипотез о скорости и соответствующих М гипотез кодов Уолша подаются на логическую схему 72 объединения отводов, включенную между упомянутыми сумматором повторений 68 и декодером 78 для приема упомянутого набора значений суммарной энергии и по меньшей мере одного дополнительного набора значений суммарной энергии и для объединения упомянутых по меньшей мере одного набора значений суммарной энергии и по меньшей мере одного дополнительного набора значений суммарной энергии в соответствии с предварительно определенным форматом декодирования. Аналогично любое число дополнительных приемных устройств может быть размещено параллельно для получения дополнительных данных об энергии из сигналов, принятых различными антеннами, или из сигналов, принятых одной и той же антенной, но различающихся по времени, как в случае приема сигналов многолучевого распространения.

Значения энергии с устройства демодулирования 70 первой приемной системы и со всех остальных подобных устройств подаются на логическую схему 72 объединения отводов, которая объединяет полученные сигналы в виде взвешенной суммы и передает объединенные значения энергии на генератор метрик 74.

Генератор метрик 74 в ответ на значения энергии определяет набор метрик для каждой скорости. Генератор метрик 74 включен между сумматором повторений и декодером (78) для приема набора значений суммарной энергии и выдачи набора значений метрик, соответствующих условным вероятностям гипотез для переданных символьных данных. Возможный вариант осуществления такого генератора метрик раскрыт в заявке на патент США N 08/083110 на «Дуальное генерирование метрик максимумов», переуступленной правопреемнику настоящего изобретения. Набор метрик подается на блок 76 исключения перемежения. Блок 76 исключения перемежения выполняет функцию, обратную функции перемежителя 4.

Сформированные метрики без перемежения затем подаются на декодер (переменной скорости) 78, для приема значений суммарной энергии и выдачи оценок передаваемых битовых данных информации пользователя в соответствии с предварительно определенным форматом декодирования и в соответствии с принятыми метриками. Типовым примером выполнения декодера 78 является декодер Витерби, обеспечивающий декодирование данных, закодированных в персональной системе кодом ограниченной длины К=9 при скорости кода r=1/3. Декодер Витерби используется для определения наиболее вероятной последовательности информационных бит. Периодически, номинально через 1,25 мс, формируется оценка качества сигнала, передаваемая в виде команды регулирования мощности персональной системы вместе с другими данными, передаваемыми для персональной системы. Дополнительная информация по вопросу генерирования такой оценки качества обсуждена детально в вышеупомянутой заявке. Эта оценка качества представляет собой отношение сигнал/шум, усредненное на интервале 1,25 мс. Возможные варианты выполнения декодера раскрыты в заявке на патент США N 08/079196, рассматривающую вопросы определения скорости передачи данных.

Приведенное выше описание предпочтительных вариантов осуществления изобретения позволяет специалистам в данной области техники реализовать изобретение или использовать его. Различные модификации описанных предпочтительных вариантов осуществления изобретения очевидны для специалистов, при этом основные принципы, раскрытые в настоящем описании, могут быть применены и в других вариантах осуществления, не требуя для этого дополнительного изобретательства. Таким образам, изобретение не ограничивается раскрытыми в описании примерами, а имеет возможно более широкий объем, соответствующий принципам и новым признакам, раскрытым в настоящей заявке.

1. Устройство для передачи битовых данных информации пользователя с переменной скоростью передачи, содержащее элемент оверлейного кодирования для приема битовых данных кодированной информации пользователя и для выдачи ортогональных символов, сформированных из битовых данных кодированной информации пользователя, причем битовые данные кодированной информации пользователя принимают в элементе оверлейного кодирования с множеством скоростей передачи, а ортогональные символы выдают с постоянной скоростью передачи, рандомизатор пакетов данных для селективного устранения избыточной части ортогональных символов, модулятор для модулирования рандомизированных ортогональных символов для получения множества модулированных символов, контроллер скорости передачи для выработки сигнала управления, соответствующего скорости передачи, с которой будут передаваться модулированные символы из устройства для передачи, и элемент регулировки усиления при передаче для управления уровнем энергии передачи каждого модулированного символа, причем множество модулированных символов подают на усилитель передаваемой мощности, который представляет собой усилитель с регулируемым усилением, управляемый элементом регулировки усиления при передаче, реагирующим на сигнал, индицирующий скорость передачи данных для передаваемого сигнала, поступающий от контроллера скорости передачи данных, и определяющим усиление усилителя передаваемой мощности, причем элемент регулировки усиления определяет энергию передачи для каждого модулированного символа.

2. Устройство для передачи по п.1, отличающееся тем, что рандомизатор пакетов данных селективно устраняет избыточную часть ортогональных символов, если битовые данные кодированной информации пользователя принимаются в элементе оверлейного кодирования со скоростью передачи, которая меньше, чем номинальная скорость передачи.

3. Устройство по п.1, отличающееся тем, что элемент оверлейного кодирования содержит кодер с повторением для обеспечения повторения символов битовых данных кодированной информации пользователя на основе скорости передачи, с которой битовые данные кодированной информации пользователя прибывают в кодер с повторением, в результате чего получаются символы модуляции с повторением, и кодер ортогональных сигналов для отображения символов модуляции с повторением в ортогональный набор сигналов, после чего кодер ортогональных сигналов выдает ортогональные символы с постоянной скоростью передачи.

4. Устройство по п.1, отличающееся тем, что дополнительно содержит элемент регулировки усиления, определяет энергию передачи для каждого модулированного символа таким образом, что стробируемые при передаче модулированные символы передают с энергией символов, одной и той же для передаваемых символов, если скорость передачи битовых данных информации пользователя меньше, чем номинальная скорость передачи битовых данных, а если скорость передачи битовых данных информации пользователя больше или равна номинальной скорости передачи битовых данных, то энергию сиволов масштабируют с понижением, пропорционально величине избыточности в данных модулированных символов.

5. Устройство для передачи по п.1, отличающееся тем, что рандомизированные ортогональные символы и псевдошумовую последовательность с нулевым сдвигом PNu, сформированную псевдошумовым генератором, обрабатывают в соответствии с логикой "Исключающее ИЛИ" и подают на один из входов двух других логических схем "Исключающее ИЛИ", на другие входы которых подают соответственно последовательности PN_I и PN_Q с выходов соответствующих псевдошумовых генераторов, причем последовательности PN_I и PN_Q обрабатывают в соответствии с логикой "Исключающее ИЛИ" в указанных логических схемах "Исключающее ИЛИ" для формирования синфазных I и квадратурных Q символов модуляции.

6. Устройство для передачи по п.5, отличающееся тем, что полученные последовательности синфазных I и квадратурных Q символов модуляции подают на модулятор, использующий квадратурную фазовую манипуляцию со сдвигом, в котором указанные последовательности модулируют бифазно пару синусоид в квадратуре и суммируют.

7. Устройство для передачи по п.1, отличающееся тем, что рандомизатор пакетов данных, кроме того, переупорядочивает во времени ортогональные символы в соответствии с псевдошумовым кодом для обеспечения рандомизированных символов, когда скорость передачи битовых данных информации пользователя меньше, чем номинальная скорость передачи битовых данных.

8. Устройство для передачи по п.1, отличающееся тем, что битовые данные кодированной информации пользователя принимают в элементе оверлейного кодирования из кодера коррекции ошибок, в котором битовые данные информации пользователя кодируют сверточным кодом для формирования битовых данных кодированной информации пользователя, поступающих на перемежитель блоков.

9. Приемник для приема символьных данных с переменной скоростью передачи, содержащий, по меньшей мере, одну приемную систему, и содержащий демодулятор для приема символьных данных с переменной скоростью передачи и демодулирования принятых символьных данных с переменной скоростью передачи для обеспечения демодулированных символьных данных, сумматор повторений и вычислитель энергии для приема демодулированных символьных данных и для вычисления набора значений суммарной энергии, причем каждое из значений суммарной энергии набора значений суммарной энергии вычисляется путем допущения значения избыточности в виде числа предварительно определенных избыточных символов в демодулированных символьных данных и суммирования по предвартельно определенным избыточным символам и при этом каждое из значений суммарной энергии соответствует гипотезе об одной из различных скоростей передачи принятых символьных данных с переменной скоростью передачи и декодер переменной скорости для приема значений суммарной энергии и выдачи оценок переданных битовых данных информации пользователя, содержащихся в символьных данных с переменной скоростью передачи.

10. Приемник по п.9, отличающийся тем, что сумматор повторений и вычислитель энергии принятых I и Q символов модуляции содержит два элемента определения квадратичных значений, на которые подают соответственно I и Q символы модуляции, на выходах этих элементов формируют соответственно квадратичные значения I и Q символов модуляции, которые подают на элемент суммирования для вычисления значений суммарной энергии.

11. Приемник по п.9, отличающийся тем, что сумматор повторений и вычислитель энергии принятых I и Q символов модуляции дополнительно содержит два элемента задержки, на которые подают принятые I и Q символы модуляции, обеспечивают задержку, по меньшей мере, на один период символа модуляции, в одном сумматоре суммируют текущий I символ модуляции и непосредственно предшествующий ему задержанный I символ модуляции, а в другом сумматоре суммируют текущий Q символ модуляции и непосредственно предшествующий ему задержанный Q символ модуляции, суммы для каждого из I и Q символов модуляции возводят в квадрат с помощью элементов определения квадратичных значений, полученные квадратичные значения I и Q символов модуляции суммируют в элементе суммирования.

12. Приемник по п.9, отличающийся тем, что содержит дополнительные приемные системы и логическую схему объединения отводов, причем значения энергии для каждой из L гипотез о скорости и соответствующих М гипотез ортогональных символов с выходов блока суммирования повторений и вычисления энергии первой приемной системы и всех остальных приемных систем подают на логическую схему объединения отводов, в которой объединяют полученные сигналы в виде взвешенной суммы, которые передают на генератор метрик, который в ответ на значения энергии определяет набор метрик для каждой скорости, сформированные метрики подают на декодер переменной скорости, который в соответствии с принятыми метриками генерирует оценку бит переданных информационных данных.

13. Приемник по п.9, отличающийся тем, что декодер переменной скорости представляет собой декодер Витерби.

14. Система связи для передачи и приема битовых данных информации пользователя с переменной скоростью передачи, имеющая множество устройств для передачи и, по меньшей мере, один приемник, причем каждое устройство для передачи принимает битовые данные информации пользователя, передаваемые с переменной скоростью передачи в, по меньшей мере, один приемник, при этом каждое устройство для передачи содержит элемент оверлейного кодирования для приема битовых данных кодированной информации пользователя и для выдачи ортогональных символов, формируемых из битовых данных кодированной информации пользователя, причем битовые данные кодированной информации пользователя принимают в элементе оверлейного кодирования с множеством скоростей передачи, а ортогональные символы выдают с постоянной скоростью передачи, рандомизатор пакетов данных для селективного устранения избыточной части ортогональных символов модулятор для модулирования рандомизированных ортогональных символов для получения множества модулированных символов, причем множество модулированных символов подают на усилитель передаваемой мощности, который представляет собой усилитель с регулируемым усилением, управляемый элементом регулировки усиления при передаче, реагирующим на сигнал, индицирующий скорость передачи данных для передаваемого сигнала, поступающий от контроллера скорости передачи данных, и определяющим усиление усилителя передаваемой мощности, причем элемент регулировки усиления определяет энергию передачи для каждого модулированного символа, и антенну для передачи усиленных модулированных символов в, по меньшей мере, один приемник, причем каждый, по меньшей мере, один приемник содержит демодулятор для приема символьных данных с переменной скоростью передачи и демодулирования принятых символьных данных с переменной скоростью для обеспечения демодулированных символьных данных, сумматор повторений и вычислитель энергии для приема демодулированных символьных данных и для вычисления набора значений суммарной энергии, причем каждое из значений суммарной энергии набора значений суммарной энергии вычисляется путем допущения значения избыточности в виде числа предварительно определенных избыточных символов в демодулированных символьных данных и суммирования по предварительно определенным избыточным символам и при этом каждое из значений суммарной энергии соответствует гипотезе об одной из различных скоростей передачи принятых символьных данных с переменной скоростью передачи и декодер переменной скорости для приема значений суммарной энергии и выдачи оценок переданных битовых данных информации пользователя, содержащихся в символьных данных с переменной скоростью передачи.