Способ обнаружения и классификации надводных целей

Изобретение относится к радиолокационной технике, преимущественно к способам обнаружения сигналов от надводных целей с селекцией сигналов от ложных целей - источников сосредоточенных пассивным помех и может быть использовано в когерентно-импульсных радиолокационных станциях, установленных на скоростных носителях, в частности летательных аппаратах различного назначения. Техническим результатом является обеспечение возможности классификации истинных целей и определения их принадлежности к определенному классу целей. Способ обнаружения и классификации надводных целей заключается в том, что в известном способе селекции, основанном на излучении когерентных радиоимпульсов с постоянной несущей частотой, приеме и обработке отраженных сигналов, дополнительно из числа целей, принятых на втором этапе селекции за истинные, выбирают цели, находящиеся на направлениях и удовлетворяющие определенным условиям, изменяют несущую частоту зондирующих импульсов от пачки к пачке, уменьшают несущую частоту принимаемых сигналов, осуществляют накопление мощностей частотных составляющих и принимают решение о классе наблюдаемой цели. 1 з.п. ф-лы, 9 ил.

 

Изобретение относится к радиолокационной технике, преимущественно к способам обнаружения сигналов от надводных целей с селекцией сигналов от ложных целей - источников сосредоточенных пассивным помех - и может быть использовано в когерентно-импульсных радиолокационных станциях (РЛС), установленных на скоростных носителях, в частности летательных аппаратах различного назначения, в том числе для аэрокосмической разведки морских судов.

В настоящее время в когерентно-импульсных РЛС с фильтрацией принимаемых сигналов по доплеровской частоте для обнаружения сигнала от истинной цели при наличии отражений от ложных целей - источников пассивных помех используется различие в доплеровских частотах сигналов от истинной цели и источников помех, являющееся следствием различия их радиальных скоростей [1].

Информативным признаком, используемым для классификации целей в этих технических решениях, является средняя доплеровская частота |Fд|≥0.

Недостатком такого способа является ошибочная классификация (селекция) в тех случаях, когда истинная цель неподвижна или движется в направлении, перпендикулярном направлению распространения излучения - в этих случаях частота Fд=0, а также когда источник пассивной помехи (ложная цель) движется, так что частота Fд эхосигнала от источника помехи отлична от нуля.

Известен другой способ, рассмотренный в [2], который основан на излучении когерентных радиоимпульсов с постоянной несущей частотой, приеме отраженных сигналов, фильтрации принятых в каждом элементе разрешения по дальности сигналов по доплеровской частоте на М равноотстоящих частотных составляющих, измерении их мощностей, сравнении результатов измерения с пороговым уровнем, принятии решения о наличии сигнала от истинной цели, если мощности, по крайней мере, одной, но не более k смежных частотных составляющих превышают пороговый уровень. Недостатком этого способа является невозможность селекции истинных целей от одиночных уголковых отражателей (УО). Причина этого явления, как известно, состоит в том, что в отличие от дипольных облаков (ДО), а также от связок УО, соединенных гибкими фалами (тросами), спектр межпериодных флюктуации сигналов от одиночных УО, как и сигналов от надводных кораблей (НК), является узкополосным, т.к. отраженные от тех и других сигналы флюктуируют медленно [3], так что селекция их указанным способом невозможна.

Наиболее близким к по технической сущности аналогом, принятым за прототип предлагаемого способа, является способ селекции надводных целей [4].

Способ по прототипу основан на двухэтапной селекции, а именно после первого этапа, состоящего в излучении когерентных радиоимпульсов с постоянной несущей частотой, приеме отраженных сигналов, фильтрации принятых сигналов: по доплеровской частоте на М равноотстоящих частотных составляющих в каждом элементе разрешения по дальности, измерении мощностей частотных составляющих, сравнении результатов измерений с пороговым уровнем, принятии предварительного решения о наличии сигнала от истинной цели, если мощность, по крайней мере, одной, но не более k смежных частотных составляющих превышает пороговый уровень, где k - отношение максимальной ожидаемой ширины спектра межпериодных флюктуации сигналов от истинной цели к ширине полосы одной частотной составляющей, переходят ко второму этапу, заключающемуся в излучении когерентных радиоимпульсов в течение п периодов повторения с изменяющейся от импульса к импульсу несущей частотой fi,

i= 1, 2,..., m, причем

где с - скорость света, l - минимальная по ракурсу ожидаемая протяженность истинной цели в радиальном направлении, приеме отраженных сигналов от целей, принятых за истинные на первом этапе селекции, фильтрации сигналов на каждой из m несущих частот по доплеровской частоте на М равноотстоящих частотных составляющих, измерении их мощностей Sir (r=1, 2,..., М), нахождении максимальных значений мощностей частотных составляющих Si=Sir, r∈1, 2,..., М, вычислении нормированного значения SH по формуле

где Sm+1=S1,

сравнении полученного результата со вторым пороговым уровнем и принятии решения о наличии сигнала от истинной цели при превышении порогового уровня.

Недостатком способа-прототипа является невозможность классификации истинных целей, т.е. вынесения решения о принадлежности надводного корабля к определенному классу (в частности, классу "главных" целей).

Задачей изобретения является обеспечение возможности классификации истинных целей и определения их принадлежности к определенному классу целей.

Решение поставленной задачи основано на оценке информативных признаков (продольного и поперечного размеров, радиальной скорости и архитектуры) надводного корабля по его радиолокационному образу, полученному путем синтезирования апертуры при переднебоковом обзоре с когерентной обработкой, и вынесении решения о классе надводного корабля путем сравнения значения статистической решающей функции информативных признаков с пороговым уровнем.

Сущность предлагаемого способа обнаружения и классификации надводных целей заключается в том, что в известном способе селекции, основанном на излучении когерентных радиоимпульсов с постоянной несущей частотой, приеме отраженных сигналов, фильтрации принятых сигналов по доплеровской частоте на М равноотстоящих частотных составляющих в каждом элементе разрешения по дальности, измерении мощностей частотных составляющих, сравнении результатов измерений с пороговым уровнем, принятии решения о наличии сигнала от истинной цели, если мощности, по крайней мере, одной, но не более k смежных частотных составляющих превышают первый пороговый уровень, где k - отношение максимальной ожидаемой ширины спектра межпериодных флюктуаций сигналов от истинной цели к ширине полосы одной частотной составляющей, излучении на втором этапе когерентных радиоимпульсов в течение n периодов повторения с изменяющейся от импульса к импульсу несущей частотой fi, i= 1, 2,..., m, причем где с - скорость света, l - минимальная по ракурсу ожидаемая протяженность истинной цели в радиальном направлении, приеме отраженных сигналов от целей, принятых за истинные на первом этапе селекции, фильтрации сигналов на каждой из m несущих частот по допплеровской частоте на М равноотстоящих частотных составляющих, измерении их мощностей Sir (r=1, 2,..., М), нахождении максимальных значений мощностей частотных составляющих , вычислении нормированного значения SH по формуле

где Sm+1=S1,

сравнении полученного результата со вторым пороговым уровнем и принятие решения о наличии сигнала от истинной цели при превышении второго порогового уровня, дополнительно из числа целей, принятых на втором этапе селекции за истинные, выбирают цели, находящиеся на направлениях βj, относительно направления вектора V скорости носителя, и удовлетворяющие условию

где ψ0.5 - ширина диаграммы направленности антенны по уровню -3 дБ в плоскости, проходящей через вектор V и направление на j-ю цель, и для их классификации выбирают параметры М, m и n из соотношений:

n=m·М,

где Rj - наклонная дальность до j-й цели,

Fп - частота повторения зондирующих импульсов,

V - скорость носителя РЛС,

изменяют несущую частоту fi(i=1, 2,..., m) зондирующих импульсов от пачки к пачке из М импульсов, сохраняя ее постоянной внутри пачек, уменьшают несущую частоту принимаемых сигналов на величину Fдо доплеровской частоты, соответствующей проекции скорости V носителя РЛС на направление βj на j-ю цель, т.е.:

осуществляют накопление мощностей частотный составляющих Sirq (r=1, 2,..., М) в каждом элементе разрешения по дальности qmin<q<qmax принятых m1<m пачек импульсов с учетом прогнозируемого изменения координат j-ой цели за время накопления вследствие движения носителя РЛС, формируют сигналы:

где qmin, qmax определяются границами зоны обзора по дальности при наблюдении j-й цели, находят координаты r1(q), r2(q) контура радиолокационного изображения j-и цели из условий:

и граничные - минимальные q1 и максимальные q2 значения q, при которых эти условия выполняются,

где C0≥0 - пороговый уровень, определяемый допустимой вероятностью ложного срабатывания вследствие шумов и помех,

определяют оценки ракурса αj j-ой цели, максимального продольного L и поперечного В ее размеров из соотношений:

по формуле:

где

r(q)=aq+d, параметры a. d выбирают из условия

Zср=0.5[Z1(q)+Z2(q)],

ΔR, ΔX - размеры элемента разрешения в радиальном (по дальности) и поперечном направлениях соответственно, проверяют выполнение условия q2-q1≥r(q2)-r(q1), и если оно не выполняется, повторяют операции от нахождения координат контура до оценок размеров цели после перестановок:

принимают решение о классе наблюдаемой цели "главная", если:

где L1, L2, B1, В2 - априорно известные значения длины и ширины радиолокационных изображений "главной" и "не главной" целей соответственно,

σL, σB - соответствующие априорно известные усредненные среднеквадратичные отклонения,

A0 - пороговое значение, выбираемое в зависимости от желаемого соотношения между вероятностями (и стоимостями) ошибок классификации.

Кроме этого, для классификации дополнительно могут использоваться в качестве информативных признаков координаты наиболее отражающих точек цели в системе координат, связанной с целью, для чего измеряют доплеровскую частоту Fдj отраженных сигналов, приходящих по направлению Bj оси диаграммы направленности антенны относительно направления вектора V скорости носителя РЛС, при где F0 - пороговое значение, определяют координаты носа (или кормы) наблюдаемой j-ой цели по правилам вида:

при Fдj>0:qн=q1, rН=а·q1+d (нос),

при Fдj<0:qH=q2, rH=a·q2+d (корма),

сравнивают между собой накопленные значения сигналов z(r, q) и определяют координаты r*i, q*j., максимальных значений i=1, 2,..., u, u>0, находят расстояния этих точек от носа по правилам:

- в продольном и поперечном направлениях соответственно, и принимают решение о классе наблюдаемой цели по правилу:

если

то цель - "главная",

где l01i, l02i, b01i, b02i - априорно известные усредненные внутри классов расстояния наиболее отражающих точек от носа корабля в продольном и поперечном направлениям для классов "главных" и не "главных" целей соответственно,

σli, σbi - соответствующие усредненные среднеквадратичные отклонения,

А1 - пороговое значение, выбираемое в зависимости от желаемого соотношения между вероятностями (и стоимостями) ошибок классификации.

Приведем необходимые пояснения.

Согласно предлагаемому способу производится радиолокационное наблюдение целей, принятых за истинные после проведения селекции и находящихся в передней полусфере на направлениях βj, относительно направления вектора V скорости носителя, удовлетворяющих условию

с когерентной обработкой отраженных сигналов в течение времени tk в режиме переднебокового обзора (ПБО) [5]. Определив зондирующий сигнал в виде

где a(t), ϕ(t) - функции амплитудной и фазовой модуляции соответственно, получим для сигнала, отраженного от элемента цели, в начале наблюдения находящегося под углом β где βj - 0.5ψ0.5≤β≤βj+0.5ψ0.5 относительно направления вектора V, выражение (см. фиг.8):

где R(t} - дальность до рассматриваемого элемента цели,

t - время, отсчитываемое от начала облучения.

Далее, имеем

Используя разложение в ряд Ньютона, получим из (2) с точностью до членов порядка относительно 1:

Подставляя (3) в (1) получим выражения для фазового набега и мгновенной круговой частоты принимаемых сигналов в виде:

В выражениях (2)-(4) собственная скорость цели не учитывается, т.е. цель предполагается неподвижной.

Как видно из (4), движение носителя РЛС со скоростью V приводит, во-первых, к линейному фазовому набегу Δψ1(t), который соответствует сдвигу частоты в спектре отраженного сигнала на частоту Доплера:

где - длина волны излучаемых сигналов,

во-вторых, к фазовому набегу с квадратичной зависимостью от времени:

зависящему также от дальности до цели.

Ограничиваясь здесь случаем так называемого нефокусированного обзора [5], примем условие допустимых фазовых искажений:

тогда для предельного значения времени когерентной обработки получим:

откуда, в свою очередь, имеем выражение для числа когерентно обрабатываемых импульсов при наблюдении j-й цели:

далее, полоса пропускания одного канала обработки по частоте Доплера выражается формулой

откуда следует, что число М каналов обработки, равное числу спектральных составляющих сигнала

совпадает с числом когерентно обрабатываемых импульсов и определяется выражением (8).

Получим далее выражение для углового и линейного разрешений в поперечном направлении. Сопоставляя (9) с соотношением

следующим из (5), получим для эквивалентного углового разрешения

так что соответствующее линейное разрешение составляет

далее, т.к. время радиолокационного контакта с j-ой цельно составляет

то с учетом соотношений n≤FпТj и получим верхнее предельное значение для m.

Учет собственной скорости цели Vj при условии , которое, как правило, выполняется для надводных целей, сводится к замене Vcosβ в выражениях (4) на Vcosβ+ Vjcos(β-αj), где αj - ракурс j-ой цели. Действительно, при αj=0, когда цель движется навстречу РЛС, доплеровская частота сигналов увеличивается, а при αj=π - наоборот, уменьшается.

Правила для нахождения координат контура радиолокационного изображения цели и оценок размеров следуют из геометрических соотношений (фиг.9) и не требуют пояснений. Перестановки, повышают точность оценок по приводимым формулам в ситуации, когда радиальный размер цели оказывается меньше поперечного (фиг.9, цель 2).

Правило классификации получается следующим образом.

Рассмотрим случай бинарной классификации объектов по совокупности информативных признаков γ1, γ2,..., γn, значения которых будем предполагать статистически независимыми, нормально распределенными с параметрами γ11, γ21,...γn1, σ1, σ2,..., σn и γl2, γ22...,γn2 σ1, σ2,...σn - для первого и второго классов соответственно. Тогда составляя отношение правдоподобия по отношению к совокупности информативных признаков

получим после его логарифмирования и простых преобразований следующее правило решения:

если

то объект относится к классу 1, в противном случае - к классу 2.

Пороговое значение А статистической решающей функции выбирается в зависимости от желаемого соотношения между вероятностями ошибок классификации (и их стоимостями). В важном для практики частном случае, когда эти ошибки (ошибочная классификация объекта класса 1 как объект класса 2 и наоборот) равноценны, получается выражение

Для оценки направления движения цели предлагается измерять доплеровскую частоту отраженных сигналов, приходящих по направлению βj оси диаграммы направленности антенны, которая, в свою очередь, определяется с возможной точностью по максимуму диаграммы направленности антенны обзорной РЛС, либо по нулю суммарно-разностной диаграммы в случае моноимпульсной РЛС, при этом как уже упоминалось, предварительно учитывают частоту Доплера, соответствующую собственной радиальной скорости носителя РЛС в том же направлении. Далее, учитывая, что надводные корабли движутся обычно носом по направлению движения, определяют координаты носа (или кормы), находят путем сравнения между собой сигналов накопленных значений мощностей частотных составляющих заданное количество их максимальных значений, определяют их координаты сначала в исходной системе, связанной с носителем, а затем, с помощью известных правил преобразования координат, расстояния соответствующих элементов цели от ее носа в продольном и поперечном направлениях.

Сущность изобретения поясняется также дальнейшим описанием и чертежами устройства, реализующего предлагаемый способ обнаружения и классификации надводных целей, на которых представлены:

фиг.1 - структурная схема РЛС, реализующей заявляемый способ,

фиг.2 - структурная схема блока перестройки частоты,

фиг.3 - структурная схема преобразователя "код-частота",

фиг.4 - структурная схема двойного балансного модулятора,

фиг.5 - схема программы устройства обработки информации,

фиг.6 - осциллограммы сигналов на выходах синхронизатора,

фиг.7 - структурная схема синхронизатора,

фиг.8 - схема переднебокового обзора,

фиг.9 - схема радиолокационного образа корабля.

На фиг.1 приняты следующие обозначения:

1 - антенна,

2 - антенный переключатель,

3 - передатчик,

4 - блок перестройки частоты,

5 - синхронизатор,

6 - приемник,

7 - фазовый детектор,

8 - блок видеоусилителей,

9 - блок стробирования по дальности,

10 - вычислитель доплеровской частоты,

11 - преобразователь "код-частота",

12 - двойной балансный модулятор,

13 - коммутатор,

141,, 14m - формирователи комплексной огибающей,

151,..., 15m - фильтры доплеровских частот,

161,.... 16m - детекторы частотных составляющих,

17 - устройство обработки информации.

На схеме по фиг.1 последовательно соединены синхронизатор 5, блок 4 перестройки частоты, передатчик 3, антенный переключатель 2 и антенна 1. К третьему плечу антенного переключателя 2 подключен сигнальный вход приемника 6, гетеродинный вход которого соединен с выходом гетеродинных колебаний передатчика, а выход приемника 6 соединен с сигнальным входом фазового детектора 7, на выходах которого формируются квадратурные составляющие принятых сигналов. К выходам фазового детектора 7 последовательно подключены блок 8 видеоусилителей, блок 9 стробирования по дальности и коммутатор 13.

К выходу вычислителя 10 доплеровской частоты подключен первый вход преобразователя 11 "код-частота", соединенного с первым входом двойного балансного модулятора 12, второй вход которого подключен к выходу колебаний опорной частоты передатчика 3, а выход - к входу опорной частоты фазового детектора 7.

Выходы с первого по 2 m-и коммутатора 13 попарно подключены к соответствующим входам идентичных частотных каналов с первого по m-и, в которых производится обработка импульсных последовательностей с несущей частотой fi, i=1, 2,..., m. Каждый из частотных каналов содержит последовательно соединенные формирователь 141 (142,, 14m) комплексной огибающей и многоканальный фильтр 151 (152,, 15m) доплеровской частоты, в котором производится фильтрация принятых сигналов по доплеровской частоте на М равноотстоящих частотных составляющих. Выходы многоканальных фильтров 151,..., 15m поканально соединены с входами многоканальных детекторов 161,..., 16m частотных составляющих, выходы которых поканально соединены с соответствующими сигнальными входами (пятым входом) устройства 17 обработки информации.

Первый выход устройства 17 обработки информации соединен с входом управления антенны 1, второй его выход соединен с управляющим входом блока 4 перестройки частоты, а третий выход - с входом синхронизатора 5.

Первый и второй информационные выходы антенны 1 по сигналам угла азимута и угла места соединены соответственно с первыми и вторыми входами устройства 17 обработки информации и вычислителя 10 доплеровской частоты, на третий вход которого поступают значения скорости носителя от бортовой навигационной системы.

Ко второму выходу синхронизатора 5 подключены управляющий вход передатчика 3 и третий вход устройства 17 обработки информации. К третьему выходу синхронизатора 5 подключены управляющие входы блока 9 стробирования по дальности и устройства 17 обработки информации, а к четвертому - вход тактовых импульсов (второй) преобразователя 11 "код-частота".

Первый выход блока 4 перестройки частоты подключен также к входу управления коммутатора 13, а второй его выход соединен с четвертыми входами вычислителя 10 доплеровской частоты и устройства 17 обработки информации.

На фиг.2 представлена структурная схема блока 4 перестройки частоты, где приняты следующие обозначения:

18 - генератор шумового напряжения,

19 - усилитель-ограничитель,

20 - счетчик,

21 - первый элемент И,

22 - регистр,

23 - дешифратор,

24 - делитель частоты импульсов,

25 - второй элемент И,

26 - ключевой блок,

27 - элемент задержки.

На схеме по фиг.2 последовательно соединены генератор 18 шумового напряжения, усилитель-ограничитель 19, счетчик 20, первый элемент И 21, регистр 22 и дешифратор 23.

Второй вход первого элемента И 21 соединен с выходом ключевого блока 26, второй вход которого образует второй (управляющий) вход блока 4 перестройки частоты, первый (синхронизирующий) вход которого соединен через делитель 24 частоты импульсов с первым входом второго элемента И 25 и через элемент 27 задержки - к его второму входу. Выход второго элемента И 25 соединен с входом ключевого блока 26.

Выход дешифратора 23 образует первый выход блока 4 перестройки частоты, а выход регистра 22 - его второй выход.

На фиг.3 представлена структурная схема преобразователя 11 код-частота, где приняты следующие обозначения:

23 - дешифратор,

29 - управляемый делитель,

30 - фильтр нижних частот,

На схеме по фиг.3 последовательно соединены дешифратор 28, управляемый делитель 29 и фильтр 30 нижних частот. Первый и второй входы преобразователя 11 код-частота образованы соответственно входом дешифратора 28 и вторым входом управляемого делителя 29, а выход фильтра 30 нижних частот образует выход преобразователя 11.

На фиг.4 представлена структурная схема двойного балансного модулятора (ДБМ) 12, где приняты следующие обозначения:

31, 33 - фазовращатели на угол

32, 34 - перемножители,

35 - сумматор.

На схеме по фиг.4 первый вход двойного балансного модулятора 12 соединен с первым входом перемножителя 32 непосредственно, а с первым входом перемножителя 34 - через первый фазовращатель 31, второй вход ДБМ 12 соединен со вторым входом второго перемножителя 34 непосредственно, а со вторым входом первого перемножителя 32 - через фазовращатель 33. Выходы перемножителей 32 и 34 соединены с соответствующими входами сумматора 35, выход которого является выходом ДБМ 12.

На фиг.5 представлена схема программы устройства 17 обработки информации, где обозначено:

36 - команда блоку 4 перестройки частоты - работа на постоянной частоте fi= const,

37 - селекция дипольных облаков по правилу:

если то цель - дипольное облако, где граничные частоты спектра в q-м канале дальности, в котором обнаружена цель,

38 - команда блоку 4 перестройки частоты - работа с перестройкой частоты,

39 - селекция уголковых отражателей по правилу:

если , то j-я цель - истинная, здесь

где Sm+1=S1,

40 - проверка выполнения условия

41 - накопление мощностей частотных составляющих mi<m пачек отраженных сигналов с формированием сигналов

42 - нахождение координат контура j-ой цели на плоскости (r, q),

43 - определение параметров a, d прямой rj(q)=aq+d - продольной оси радиолокационного изображения НК,

44 - нахождение значений информативных признаков j-ой цели, в частности длины Lj и ширины Вj радиолокационного образа,

45 - проверка выполнения условия q1-q2≥r(q2)-r(q1), если "нет" - 46 - круговая перестановка и повторение операций 39-41;

47 - принятие решения о классе цели - главная или не главная ("да", "нет");

48 - проверка выполнения условия j<N, если "да", переход к следующей цели, если "нет" - "конец работы", где N - количество целей, принятых за истинные и удовлетворяющих условию п.40.

На фиг.6 представлены осциллограммы сигналов на выходах синхронизатора 5. Здесь приняты следующие обозначения:

49 - осциллограмма импульсов управления блоком 4 перестройки частоты с периодом Tп, со временем упреждения t1≪Тп, относительно начала периода повторения и длительностью τ0≪t1 - на первом выходе синхронизатора 5;

50 - осциллограмма импульсов управления передатчиком 3 и устройством 17 обработки информации с периодом Тп с началом в момент начала периода повторения и длительностью Ти≪Тп - на втором выходе синхронизатора 5;

51 - осциллограммы импульсов управления блоком 9 стробирования по дальности и устройством 17 обработки информации, представляющие собой периодические последовательности из примыкающих друг к другу импульсов с периодом Тп, началом последовательности в момент относительно начала периода повторения, длительностью импульсов и числом импульсов в последовательности

где Rmax, Rmin - максимальная и минимальная дальности зоны обзора соответственно на третьем выходе синхронизатора 5;

52 - осциллограммы тактовых импульсов для управления преобразователем 11 код-частота с периодом Т=τc≪Тп и длительностью τт≪Т на четвертом выходе синхронизатора 5.

На фиг.7 представлена структурная схема синхронизатора 5, где приняты следующие обозначения:

53 - генератор тактовых импульсов,

54 - счетчик,

55 - дешифратор,

56 - блок триггеров.

На схеме по фиг.7 последовательно соединены генератор 53 тактовых импульсов, счетчик 54, дешифратор 55 и блок триггеров 56, первый, второй и третий выходы которого образуют одноименные выходы синхронизатора 5. Выход генератора 53 тактовых импульсов соединен также с четвертый выходом синхронизатора 5, а вход синхронизатора соединен с входом управления дешифратора 53.

В качестве антенны 1 может выть применена зеркальная антенна [6, стр.46], управляемая следящим приводом в горизонтальной и вертикальной плоскостях по командам, поступающим от устройства 17 обработки информации.

Антенный переключатель 2 может быть выполнен на основе ферритового Y-циркулятора [6, стр.46].

Передатчик 3 представляет собой усилительную цепочку, состоящую из последовательно соединенных возбудителя и усилителя мощности, управляемого импульсным модулятором, при этом возбудитель может быть выполнен по схеме, приведенной в патента №2083995 РФ от 27.12.94, фиг.2, состоящей из m=nf усилительно-умножительных цепочек кварцованных частот, коммутируемых кодовыми сигналами, поступающими с блока 4 перестройки частоты, генератора опорной частоты и смесителей, а усилитель мощности в зависимости от требуемой мощности и полосы усиливаемых частот реализуется на основе электровакуумного прибора (амплитрон, лампа бегущей волны и т.п.) или полупроводникового прибора [7, стр.19-52] и импульсного модулятора, построенного по известным схемам [7, стр.103-107].

Приемник 6 представляет собой последовательное соединение усилителя высокой частоты, вход которого является первым входом приемника, смесителя, гетеродинный вход которого является вторым входом приемника, и усилителя промежуточной частоты, выход которого является выходом приемника.

Формирователи 141, 142,..., 14m комплексной огибающей могут быть построены на основе последовательного соединения пиковых детекторов, осуществляющих расширение импульсов сигнала, и низкочастотных фильтров (в обоих квадратурных каналах).

Фильтры 151, 152,..., 15m доплеровских частот представляют собой многоканальные фильтры с числом каналов М, равным числу когерентно обрабатываемых импульсов.

Радиолокационная станция, реализующая заявленный способ обнаружения и классификации надводных целей, работает следующим образом.

Передатчик 3 генерирует когерентные импульсные зондирующие сигналы с несущей частотой, управляемой блоком 4 перестройки частоты, эти сигналы, проходят через антенный переключатель 2 в антенну 1, излучаются в пространство. Координаты целей (дальность Rj и угол βj), обнаруженных в процессе поиска, поступают с третьего и первого выходов устройства 17 обработки информации на входы синхронизатора 5 и привода антенны 1 соответственно и определяют расположение зон обзора при классификации целей.

Одновременно со второго выхода устройства 17 обработки информации на второй вход блока 4 перестройки частоты поступает команда "работа на постоянной несущей частоте", при этом производится селекция дипольных облаков.

Блок 4 перестройки частоты работает следующим образом (фиг.2).

Генератор 18 шумового напряжения, построенный, например, на основе шумового диода, генерирует колебания шумов с шириной спектра, значительно превосходящей частоту повторения (Δfш≫Fп). Далее эти колебания усиливаются и ограничиваются в усилителе-ограничителе 19 и поступают на счетчик 20, который осуществляет счет, например, положительных фронтов по модулю m и имеет, таким образом, m равновероятных состояний. Синхроимпульсы, поступающие с первого выхода синхронизатора 5 на первый вход блока 4 перестройки частоты через период повторения Тп с упреждением на время t1 относительно начала следующего периода, приходят на делитель 24 частоты импульсов, который может быть построен, например, на основе счетчика, и делит частоту повторения в М раз, а также - через элемент 27 задержки на время фронта - на вход элемента И 25, на другой вход которого приходят импульсы с периодом МТп с выхода делителя 24, в результате чего на выходе элемента И 25 формируются импульсы с периодом МТп, и с упреждением на t1 относительно начала следующего периода повторения зондирующих импульсов.

Эти импульсы проходят через ключевой блок 26, открытый при наличии на его управляющем входе управляющей команды "работа с перестройкой частоты", поступающей на второй вход блока 4 перестройки частоты, и открывают элемент И 21, через который показания счетчика 20 записываются в регистр 22 и преобразуются в дешифраторе 23 в параллельный код с числом разрядов m, где ненулевым является лишь один из m разрядов, который сохраняется в течение, по крайней мере, М периодов повторения и определяет значения частот сигнала fгi гетеродина в следующей пачке из M импульсов.

При поступлении на вход управления ключевого блока 26 через второй вход блока 4 перестройки частоты команды от устройства 17 "работа на частоте fi=const" блок 26 закрывается, импульсы на второй вход элемента И 21 больше не поступают, и новые показания счетчика 20 перестают поступать на регистр 22, так что его код и код на выходе дешифратора 23 остаются неизменными и, следовательно, частоты fi и fгi также остаются постоянными до изменения команды на втором входе блока 4, при этом во всех случаях выполняется соотношение

Отраженные от цели сигналы поступают из антенны 1 через третье плечо антенного переключателя 2 на вход приемника 6, где усиливаются на высокой частоте, преобразуются на промежуточную частоту под действием колебаний гетеродинной частоты fгi, поступающих на гетеродинный вход приемника 6 со второго выхода передатчика 3, и после усиления на промежуточной частоте поступают с выхода приемника на сигнальный вход двухканального фазового детектора 7, на вход колебаний опорной частоты которого приходят колебания частоты fпч+Fд, образующиеся в двойном балансном модуляторе 12.

Двойной балансный модулятор 12 работает следующим образом (фиг.4).

На первый вход ДБМ 12 поступают колебания частоты Доплера Fд, соответствующей радиальной скорости носителя РЛС в направлении на наблюдаемую цель. Они формируются в преобразователе 11 код-частота (см. ниже). Эти колебания, выражающееся в виде приходят на фазовращатель 31, на выходе которого они сдвигаются по фазе на приобретают вид Uдsin(2πFдt-ϕд), после чего попадают на первый вход перемножителя 34, на второй вход которого приходят со второго входа ДБМ 12 из возбудителя передатчика 3 колебания промежуточной частоты, имеющие вид Uпчcos(2πFпчt-ϕпч). В результате перемножения на выходе перемножителя 34 появляется напряжение kUпчUдsin(2πFдt-ϕд)cos(2πFпчt-ϕпч), которое поступает на вход сумматора 35. Аналогично колебания промежуточной частоты, поступающие на второй вход ДБМ 12, сдвигаются по фазе фазовращателем 33 и попадают на второй вход перемножителя 32, на первый вход которого поступают колебания частоты Доплера Fд с первого входа ДБМ 12. В результате перемножения на выходе перемножителя 32 образуется напряжение kUпчUдcos(2πFдt-ϕд)sin(2πFпчt-ϕпч), которое попадает на другой вход сумматора 35.

В результате суммирования на выходе сумматора 35 образуется напряжение опоры Uоп с частотой fпч+Fд, которое имеет вид

где обозначено Uоп=UпчUд.

Колебания частоты Fд формируются в преобразователе 11 код-частота, который работает следующим образом (фиг.3).

На второй вход преобразователя 11 поступают тактовые импульсы кварцованной частоты с четвертого выхода синхронизатора 5, которые приходят на сигнальный вход управляемого делителя 29 частоты, выполненного на основе счетчика. На управляющий вход делителя 29 с первого входа преобразователя 11 через дешифратор 28 приходят управляющие сигналы, определяющие коэффициент деления частоты, который соответствует значению частоты Fд, поступающей из вычислителя 10 доплеровской частоты, где она вычисляется в соответствии с выражением , по поступающим на входы вычислителя 10 значениям скорости V носителя, несущей частоты fi и угла βj. Прямоугольные импульсы в форме меандра с требуемой частотой поступают с выхода делителя 29 частоты на фильтр 30 нижних частот, выделяющий первую гармонику, синусоидальные колебания требуемой частоты поступают на выход преобразователя 11 код-частота, соединенный с входом ДБМ 12.

Далее, как описано выше, в ДБМ 12 образуются колебания частоты fпч+Fд, поступающие на вход опорной частоты фазового детектора 7, состоящего из двух идентичных фазовых детекторов, на которые колебания опорной частоты поступают со сдвигом на один относительно другого вследствие прохождения через специальный фазовращатель в цепи опорного напряжения одного из них. На выходе фазового детектора 7 образуются когерентные видеосигналы в двух квадратурных каналах, в которых проведена компенсация доплеровской частоты, соответствующей проекции скорости V носителя в направлении оси диаграммы направленности антенны при наблюдении j-ой цели.

Эти видеосигналы усиливаются в блоке 8 видеоусилителей, состоящем из двух видеоусилителей, полоса которых согласована с шириной спектра принимаемых видеоимпульсов, и попадают в блок 9 стробирования по дальности, в котором они стробируются по дальности в обоих квадратурным каналах, при этом в каждом из них образуется каналов дальности благодаря стробам, поступающим с третьего выхода синхронизатора 5 на вход блока 9 стробирования по дальности.

Квадратурные составляющие импульсных видеосигналов от стробируемой цели подаются на входы коммутатора 13, осуществляющего подключение к входу одного из m каналов обработки в зависимости от номера (кода) несущей частоты, поступающего на вход управления коммутатора 13 с выхода блока 4 перестройки частоты.

Обработка видеосигналов от стробируемой цели начинается в блоке 14 формирования комплексной огибающей, в котором осуществляется формирование комплексной огибающей путем расширения импульсов (с помощью пикового детектирования) и низкочастотной фильтрации (в обоих квадратурных каналах).

Образовавшиеся таким образом квадратурные компоненты комплексной огибающей расфильтровываются затем по доплеровской частоте в многоканальном фильтре 15 доплеровских частот с числом каналов М, равным числу когерентно накапливаемых периодов повторения.

С выходов всех М каналов ФДЧ 15 расфильтрованные сигналы попадают в многоканальный детектор 16 частотных составляющих, в котором происходит амплитудное детектирование сигналов во всех М каналах, так что блоки 15 и 16 образуют, по существу, спектроанализатор.

Далее, сигналы с выходов всех детекторов 16 частотных составляющих в каждом из каналов дальности попадают в устройство 17 обработки информации, работа которого описана выше (см. фиг.5).

После окончания первого этапа селекции - селекции дипольных облаков, которая производится на постоянной несущей частоте, по команде, поступающей со второго выхода устройства 17 на второй вход блока 4 перестройки частоты, последний переходит в режим перестройки частоты от пачки к - пачке из М импульсов. Это достигается путем открывания ключевого блока 26 (фиг.2), как описано выше.

Далее, в устройстве 17 производится селекция уголковых отражателей и классификация целей, как это описано выше.

Работа синхронизатора 5 (фиг.7) состоит в формировании управляющих сигналов (фиг.6), при этом сигнал 52 образуется на выходе генератора 53 тактовых импульсов, соединенного с четвертым выходом синхронизатора 5, а прочие сигналы - с помощью счетчика 54, дешифратора 55 и блока RS-триггеров 56, формирующих сигналы требуемой длительности и задержки упреждения относительно начала периода повторения. При этом, поскольку для различных целей время задержки t2 совокупности строб-импульсов 51 относительно начала периода повторения оказывается различным, требуемые значения t2 поступают для очередной цели с третьего выхода устройства 17 через вход синхронизатора 5 на дешифратор 55.

Техническим преимуществом заявляемого способа обнаружения и классификации надводных целей по сравнении со способом-прототипом является расширение функциональных возможностей, выражающееся в возможности классификации надводных целей не только на "истинные" и "ложные", но и классификации истинных целей на "главные" и "не главные".

Представленные описание и чертежи позволяют реализовать заявляемый способ при использовании существующей элементной базы и технологии для производства радиотехнических устройств в соответствии с назначением, что характеризует промышленную применимость объекта изобретения.

Список литературы

1. Бакулев П.А. Радиолокация движущихся целей, М.: Сов. радио, 1964.

2. Патент США № 4119966, кл. G 01 S 13/52, 1973.

3. Красюк И.П., Розенберг В.И. Корабельная радиолокация и метеорология. Л.; Судостроение, 1970.

4. Патент РФ № 2083996, кл., G 01 S 13/524 от 27.06.95, публ. 10.07.97. бюл. № 19, прототип.

5. Реутов А.П., Михайлов Б.А., Кондратенков Г.С., Бойко Б.В. РЛС бокового обзора. М.: Сов. радио, 1970.

6. Справочник по радиолокации, ред. М. Сколник, т.2, М.: Сов. радио, 1977.

7. Справочник по радиолокации, ред. М. Сколник, т.3, М.: Сов. радио, 1979.

1. Способ обнаружения и классификации надводных целей, включающий на первом этапе излучение когерентных радиоимпульсов с постоянной несущей частотой, прием отраженных сигналов, фильтрацию принятых сигналов по доплеровской частоте на М равноотстоящих частотных составляющих в каждом элементе разрешения по дальности, измерение мощностей частотных составляющих, сравнение результатов измерений с пороговым уровнем, принятие решения о наличии сигнала от истинной цели, если мощности, по крайней мере, одной, но не более k смежных частотных составляющих превышают первый пороговый уровень, где k - отношение максимальной ожидаемой ширины спектра межпериодных флюктуации сигналов от истинной цели к ширине полосы одной частотной составляющей, включающий на втором этапе излучение когерентных радиоимпульсов в течение n периодов повторения с изменяющейся от импульса к импульсу несущей частотой fi, i=1, 2,..., m, прием отраженных сигналов от целей, принятых за истинные на первом этапе селекции, фильтрацию сигналов на каждой из несущих частот по доплеровской частоте на М равноотстоящих частотных составляющих, измерение их мощностей, определение нормированного значения мощностей частотных составляющих, сравнение полученного результата со вторым пороговым уровнем и принятие решения о наличии сигнала от истинной цели при превышении второго порогового уровня, отличающийся тем, что из целей, принятых за истинные на втором этапе селекции, выбирают цели, находящиеся на направлениях βj относительно направления вектора V скорости носителя и удовлетворяющие условию

где Ψ0,5 - ширина диаграммы направленности антенны по уровню -3 дБ в плоскости, проходящей через вектор V и направление на j-ю цель,

для их классификации излучают пачки из М зондирующих импульсов, каждый длительностью n периодов повторения несущей частоты f1, изменяя несущую частоту от пачки к пачке зондирующих импульсов и сохраняя ее постоянной внутри пачек и выбирая параметры М, m и n из соотношений:

n=m·M,

где Rj - наклонная дальность до j-и цели; Fп - частота повторения зондирующих импульсов в пачке; V - скорость носителя РЛС,

при детектировании принятых сигналов производят компенсацию доплеровского сдвига частоты, соответствующего проекции скорости носителя на направление оси диаграммы направленности при наблюдении j-й цели, осуществляют накопление мощностей частотных составляющих Sirq(r=1, 2,..., М) принятых m1<m пачек импульсов в каждом элементе q разрешения по дальности из диапазона qmin<q<qmax с учетом прогнозируемого изменения координат j-ой цели за время накопления вследствие движения носителя РЛС, формируют сигналы:

где qmin, qmax определяются границами зоны обзора по дальности при наблюдении j-ой цели,

находят координаты r1(q), r2(q) контура радиолокационного изображения j-и цели из условий

Z(r1-1, q)<C0

Z(r1,q)≥C0

Z(r2, q)≥C0

z(r2+1, q)<C0

и граничные - минимальные q1 и максимальные q2 - значения, при которых эти условия выполняются, где С0>0 - пороговый уровень, определяемый допустимой вероятностью ложного срабатывания вследствие шумов и помех,

затем выполняют оценки ракурса αj, j-ой цели и ее максимального продольного и поперечного размеров L, В в соответствии с соотношениями

где r(q)=ad+d, а параметры a, d определяются из условия

Zср=0,5[Z1(q)+Z2(q)],

ΔR, ΔХ - размеры элемента разрешения в радиальном (по дальности) и поперечном направлениях соответственно, затем проверяют выполнение условия q2-q1≥r(q2)- r(q1) и, если оно не выполняется, то выполняют перестановки:

и повторяют операции нахождения координат контура радиолокационного изображения и операции определения размеров цели до тех пор, пока условие q2-q1≥r(q2)-r(q1) не будет выполнено, после чего принимают решение о классе наблюдаемой цели, считая что она "главная", если выполняется соотношение

где L1, L2, B1, B2 - априорно известные значения длины и ширины радиолокационных изображений "главной" и "не главной" целей соответственно;

σL, σB - соответствующие априорно известные усредненные среднеквадратичные отклонения,

А0 - пороговое значение, выбираемое в зависимости от желаемого соотношения между вероятностями (и стоимостями) ошибок классификации.

2. Способ по п.1, отличающийся тем, что в качестве информативных признаков дополнительно используют координаты наиболее отражающих целей, для чего измеряют допплеровскую частоту Fдj отраженных сигналов, приходящих по направлению βj оси диаграммы направленности антенны относительно направления вектора V скорости носителя РЛС, при где F0 - пороговое значение, определяют координаты носа или кормы наблюдаемой j-ой цели по правилам вида:

при Fдj>0: qн=q1, rн=a·q1+d (нос),

при Fдj<0: qн=q2, rн=a·q2+d (корма)

сравнивают между собой накопленные значения сигналов Z (r, q), определяют координаты r*i,q*j их максимальных значений, где i=1, 2,..., u, u≥0, находят расстояния этих точек от носа, по правилам:

- по продольной оси,

- в поперечном направлении,

и принимают решение о классе наблюдаемой цели по правилу:

если

то цель - "главная",

где l01i, l02i, В01i, В02i - априорно известные усредненные внутри классов расстояния наиболее отражающих точек от носа надводного корабля в продольном и поперечном направлениях для классов "главных" и не "главных" целей соответственно,

σli, σbi - соответствующие усредненные среднеквадратичные отклонения, A1 - пороговое значение, выбираемое в зависимости от желаемого соотношения между вероятностями (и стоимостями) ошибок классификации.



 

Похожие патенты:

Изобретение относится к моноимпульсным когерентным радиолокационным системам, работающим на подвижных носителях, предназначенных для обнаружения сигналов от надводных целей и выдачи их координат в систему управления, в условиях естественных, организованных активных и пассивных помех.

Изобретение относится к области радиолокации, в частности к устройствам выделения доплеровских сигналов движущихся целей, принимаемых радиолокационной станцией совместно с сигналами пассивных помех, и может быть использовано в системах обнаружения, сопровождения и измерения скорости движущихся целей.

Изобретение относится к области радиолокации, в частности к устройствам выделения доплеровских сигналов наземных движущихся целей, принимаемых когерентно-импульсной радиолокационной станцией совместно с пассивными помехами -сигналами от подстилающей поверхности Земли и от местных предметов, и может быть использовано в системах обнаружения, сопровождения и измерения скорости наземных движущихся целей, например, в бортовой радиолокационной аппаратуре систем автоматического наведения ракеты на наземную движущуюся цель.

Изобретение относится к области радиолокации, в частности к устройствам выделения доплеровских сигналов движущихся целей, принимаемых когерентной радиолокационной станцией с непрерывным и импульсным излучением зондирующих сигналов совместно с сигналами пассивных помех, и может быть использовано в системах обнаружения, сопровождения и измерения скорости движущихся целей.

Изобретение относится к радиолокационной технике, в частности к радилокационным станциям для определения координат целей. .

Изобретение относится к радиолокационной технике и может быть использовано в когерентно-импульсных радиолокационных станциях, предназначенных для судовождения, а также для аэрокосмической разведки судов.

Изобретение относится к радиолокационной технике и, в частности, к бортовым РЛС летательных аппаратов (истребителей, вертолетов) и предназначено для обеспечения эффективного различения обнаруженных маловысотных малоскоростных воздушных целей и движущихся наземных целей

Изобретение относится к радиотехнике и может использоваться в радиолокационных станциях обнаружения и сопровождения целей

Изобретение относится к вычислительной технике и может быть использовано в автоматизированных когерентно-импульсных системах для выделения сигналов движущихся целей на фоне пассивных помех при вобуляции периода повторения зондирующих импульсов. Техническим результатом является повышение эффективности режектирования пассивной помехи и выделения сигналов движущихся целей. Устройство содержит блоки задержки, комплексные перемножители, блок измерения фазы, весовые блоки, блок весовых коэффициентов, сумматоры, синхрогенератор, коммутатор. 15 ил.

Изобретение относится к радиолокационной технике и предназначено для автокомпенсации доплеровских сдвигов фазы пассивных помех. Достигаемый технический результат - повышение точности автокомпенсации. Указанный результат достигается тем, что автокомпенсатор доплеровской фазы пассивных помех содержит блок оценивания фазы, четыре блока задержки, первый и второй блоки комплексного умножения, блок комплексного сопряжения, синхрогенератор, первый и второй умножители, первый, второй, третий и четвертый косинусно-синусные функциональные преобразователи, первый и второй блоки памяти, комплексный сумматор, дополнительный вычислитель фазы, дополнительный блок оценивания фазы, первый и второй дополнительные блоки комплексного умножения, дополнительный блок комплексного сопряжения, определенным образом соединенные между собой и осуществляющие когерентную обработку исходных отсчетов. 9 ил.

Изобретение относится к радиолокационным методам и может быть реализовано и применено в системах отождествления аэродинамических летательных аппаратов, использующих наряду с другими признаками векторный отличительный признак, именуемый импульсной характеристикой (ИХ) объекта и формируемый на основе когерентной обработки сигналов с перестройкой несущей частоты, называемых иначе сигналами с синтезом спектра. Достигаемый технический результат - повышение разрешающей способности по времени за счет двукратного синтезированного увеличения диапазона перестройки частоты на интервалах пространственно-углового замирания. Указанный технический результат достигается за счет того, что ИХ воздушного объекта (ВО), формируемая из отраженных сигналов с перестройкой частоты, практически не зависит от смещения диапазона перестройки Fnep частоты по шкале частот, так как при использовании частного диапазона от f0 до (f0+Fпер) или частотного диапазона от (f0+Fпер) до (f0+2Fпер) результат формирования ИХ при неизменности остальных условий для ВО любой сложности отличается несущественно, что позволяет сравнивать полученные на разных по расположению на шкале частот (но одинаковых по величине) диапазонах перестройки ИХ между собой для установления факта наличия или отсутствия углового перемещения ВО относительно локатора. При пространственно-угловом замирании ВО относительно локатора сформированные указанным способом абсолютные ИХ должны совпадать. В условиях интенсивного изменения ракурса локации ИХ должны отличаться ощутимо. При замирании ВО две пачки сигналов с перестройкой частоты предлагается соединять в одну и получать из нее ИХ повышенной информативности. 3 ил.

Изобретение относится к радиолокационной технике и предназначено для автокомпенсации доплеровских сдвигов фазы пассивных помех. Предложен автокомпенсатор доплеровских сдвигов фазы помех, содержащий блок оценивания фазы, первый блок задержки, первый и второй блоки комплексного умножения, блок комплексного сопряжения, второй блок задержки, синхрогенератор, первый и второй умножители, первый, второй, третий и четвертый косинусно-синусные функциональные преобразователи, первый и второй блоки памяти, комплексный сумматор, дополнительный вычислитель фазы, дополнительный блок оценивания фазы, первый и второй дополнительные блоки комплексного умножения, дополнительный блок комплексного сопряжения и третий и четвертый блоки задержки, определенным образом соединенные между собой и осуществляющие когерентную обработку поступающих отсчетов. Технический результат - повышение точности автокомпенсации. 9 ил.

Изобретение относится к радиолокационной технике и предназначено для выделения сигналов движущихся целей на фоне пассивных помех при групповой перестройке несущей частоты зондирующих импульсов. Достигаемый технический результат - повышение эффективности выделения сигналов движущихся целей. Указанный результат достигается тем, что фильтр режектирования помех содержит первый, второй и третий блоки задержки, блок весовых коэффициентов, первый и второй комплексные перемножители, весовой блок, комплексный сумматор, синхрогенератор, блок комплексного сопряжения, блок переключения, блок точности, блок коммутации и двухканальный коммутатор, определенным образом соединенные между собой и осуществляющие когерентную обработку исходных отсчетов. 11 ил.

Изобретение относится к области радиолокации, в частности к радиолокационным станциям, устанавливаемым на летательных аппаратах, и предназначено для решения задач картографирования земной поверхности. Достигаемый технический результат - повышение разрешающей способности по азимуту вблизи линии пути носителя бортовой радиолокационной станции (БРЛС). Указанный результат достигается за счет того, что когерентно излучают и накапливают сигнал в процессе сканирования лучом диаграммы направленности антенны вблизи линии пути носителя БРЛС, когда луч диаграммы направленности антенны, плавно перемещаясь, охватывает весь передний сектор, осуществляют сигнальную обработку накопленного сигнала, заключающуюся в определении и компенсации фазового набега, определении крутизны частотной модуляции сигналов, выделении сигналов, накопленных слева и справа от линии пути носителя БРЛС, спектральной обработке сигналов, объединении сигналов, накопленных слева и справа от линии пути носителя, затем повторно сканируют тот же участок земной поверхности с когерентным накоплением отраженного сигнала, осуществляют обработку повторно накопленного сигнала, аналогичную обработке первого сигнала, причем выделение сигналов с положительной и отрицательной крутизнами частотной модуляции осуществляют с компенсацией разности фаз относительно первого накопленного сигнала, после обработки обоих сигналов суммируют поэлементно полученные массивы амплитуд сигналов и формируют радиолокационное изображение из суммарного массива амплитуд. 3 ил.

Изобретение относится к радиолокационной технике и предназначено для выделения сигналов движущихся целей на фоне пассивных помех при групповой перестройке несущей частоты зондирующих импульсов. Достигаемый технический результат - повышение эффективности выделения сигналов движущихся целей. Указанный результат достигается тем, что фильтр подавления помех содержит первый и второй блоки задержки, блок весовых коэффициентов, первый и второй комплексные перемножители, весовой блок, комплексный сумматор, блок комплексного сопряжения, блок переключения, блок точности, блок коммутации, двухканальный коммутатор и синхрогенератор, определенным образом соединенные между собой и осуществляющие когерентную обработку исходных отсчетов. 11 ил.

Изобретение относится к радиолокационной технике и предназначено для выделения сигналов движущихся целей на фоне пассивных помех при групповой перестройке несущей частоты зондирующих импульсов. Достигаемый технический результат - повышение эффективности выделения сигналов движущихся целей. Указанный результат достигается тем, что режекторный фильтр содержит первый и второй блоки задержки, блок весовых коэффициентов, первый и второй комплексные перемножители, весовой блок, комплексный сумматор, блок комплексного сопряжения, блок переключения, блок точности, блок коммутации, двухканальный коммутатор и синхрогенератор, определенным образом соединенные между собой и осуществляющие когерентную обработку исходных отсчетов. 11 ил.
Наверх