Обнаружитель радиоимпульсного сигнала

Изобретение может быть использовано в локации неподвижных объектов, пеленгации, радио- и радиотехнической разведке и системах телеметрической связи в качестве обнаружителя периодических последовательностей взаимно когерентных радиоимпульсных сигналов с известной частотой несущих колебаний. Заявляемое устройство содержит входное устройство, первый компенсирующий усилитель, полосовой фильтр, дисперсионную линию задержки, линейно-частотно-модулированный гетеродин, сумматор, второй компенсирующий усилитель, усилитель обратной связи, линию задержки с длительным взаимодействием, амплитудный детектор, пороговое устройство, одновибратор и коммутатор, соединенные определенным образом между собой. Достигаемый технический результат заключается в упрощении устройства при существенном увеличении пороговой чувствительности обнаружения когерентных радиоимпульсных последовательностей и в существенном сокращении времени производимого обнаружения. 3 ил.

 

Изобретение относится к областям радиотехники и акустики и может быть использовано в локации неподвижных объектов, пеленгации, радио- и радиотехнической разведке и системах телеметрической связи в качестве обнаружителя периодических последовательностей взаимно когерентных радиоимпульсных сигналов с известной частотой несущих колебаний.

Известны обнаружители радиоимпульсных сигналов на основе оптимальных фильтров и рециркуляционных когерентных накопителей (напр., В.И.Тихонов. Оптимальный прием сигналов, М., Сов. радио, 1974; Измерения в радиотехнике, Справочник. / Под ред. В.А.Кузнецова, М., Энергоатомиздат, 1967, с.443-447, рис.14.14; В.И.Тверской, Дисперсионно-временные методы измерений спектров сигналов, М., Сов. радио, 1974; Ю.С.Лезин, Оптимальные фильтры и накопители импульсных сигналов, М., Сов. радио, 1969, с.256-286, а также ряд работ автора [1-13] по обработке информации на основе дисперсионных линий задержки).

Ближайшим аналогом заявляемого технического решения является согласованный фильтр, известный из патента РФ №2016493 того же автора, который содержит последовательно соединенные первый компенсирующий усилитель, полосовой фильтр, смеситель и дисперсионную линию задержки, а также линейно-частотно-модулированный гетеродин, подключенный ко второму входу смесителя.

Недостатком известного решения является его пониженная надежность и недостаточная обнаружительная способность.

Целью изобретения является повышение надежности его функционирования и увеличение обнаружительной способности.

Поставленные цели достигаются в заявляемом техническом решении, содержащем последовательно соединенные первый компенсирующий усилитель, полосовой фильтр, смеситель и дисперсионную линию задержки, а также линейно-частотно-модулированный гетеродин, подключенный ко второму входу смесителя, отличающемся тем, что в него введены последовательно соединенные входное устройство, предназначенное для радиоимпульсных сигналов с априорно известной частотой несущих колебаний и сумматор, введены также второй компенсирующий усилитель, усилитель обратной связи, линия задержки с длительным взаимодействием, имеющая входной, промежуточный и выходной электроды в виде встречно-штыревых преобразователей, а также последовательно соединенные амплитудный детектор, пороговое устройство, одновибратор и коммутатор, выходом подключенный ко второму входу сумматора, усилитель обратной связи входом соединен с промежуточным электродом линии задержки с длительным взаимодействием, а выходом - с вторым входом коммутатора, выходной электрод линии задержки с длительным взаимодействием выполнен в виде протяженной монопериодической структуры, согласованной с несущей частотой принимаемых радиоимпульсных сигналов, и соединен с входом первого компенсирующего усилителя, а выход второго компенсирующего усилителя соединен с входом амплитудного детектора, кроме того, выход порогового устройства образует выходной тракт обнаружителя, при этом сумматор, линия задержки длительного взаимодействия в промежутке между ее входным и промежуточным встречно-штыревыми преобразователями, усилитель обратной связи и коммутатор образуют рециркуляционную цепь, а линия задержки с длительным взаимодействием выполнена с возможностью обеспечения на ее выходе радиоимпульсного сигнала длительностью τВЫХ ЛЗДВ=2τ*, где τ*=LВЫХ/v, LВЫХ - протяженность выходного встречно-штыревого преобразователя, v -скорость распространения поверхностной акустической волны.

Достижение поставленных целей в заявляемом техническом решении объясняется использованием линии задержки с длительным взаимодействием (ЛЗДВ), которая при современном уровне технологии акустоэлектронных компонентов позволяет обеспечить высокую точность расположения на звуконосителе электродов - встречно-штыревых преобразователей (ВШП), что приводит к существенному увеличению длительности формируемого в линии задержки с длительным взаимодействием радиосигнала (с учетом действия рециркуляционной цепи) с частотой несущих колебаний, равной несущей частоте входных радиоимпульсов. Управление работой рециркуляционной цепи накопителя введением коммутатора с двумя входами позволяет разрывать цепь обратной связи в рециркуляционной цепи «сумматор с двумя входами - входной ВШП - промежуточный ВШП - коммутатор с двумя входами» при обнаружении радиоимпульсного сигнала, в результате которого запускается одновибратор, импульс которого воздействует на управляющий вход коммутатора с двумя входами, разрывая цепь обратной связи рециркулятора, а после окончания импульса одновибратора устройство вновь переходит в режим обнаружения новых радиоимпульсов. Срыв колебаний в рециркуляционной цепи по мере обнаружения радиоимпульсов ограничивает длительность цуга акустической волны соразмерно длине выходного ВШП, в котором происходит дополнительное накопление принимаемого сигнала, повышающее отношение сигнал/шум на выходе обнаружителя, не допуская возможности ложного срабатывания в режиме поиска радиоизлучения угловым сканированием.

Устройство понятно из представленной блок-схемы на фиг.1 и графиков на фиг.2 и на фиг.3

Обнаружитель радиоимпульсного сигнала состоит из последовательно включенных входного устройства 1, сумматора с двумя входами 2, линии задержки с длительным взаимодействием 3 (ЛЗДВ) с входным 4, промежуточным 5 и выходным 6 ВШП, первого компенсирующего усилителя 7, полосового фильтра 8, смесителя 9, к гетеродинному входу которого подключен выход линейно-частотно-модулированного гетеродина 10 (ЛЧМГ), дисперсионной линии задержки 11 (ДЛЗ), второго компенсирующего усилителя 12, амплитудного детектора 13, порогового устройства 14, одновибратора 15 и коммутатора с двумя входами 16, выход которого соединен со вторым входом сумматора с двумя входами 2, а также из усилителя обратной связи 17 рециркуляционной цепи. Принимаемый сигнал подается на входное устройство 1, а выходом обнаружителя является выход порогового устройства 14.

На фиг.2 представлены амплитудно-временные характеристики принимаемого сигнала (например, псевдослучайной последовательности взаимно когерентных радиоимпульсов с периодом повторения последовательности ТП), работы одновибратора 15, процесса накопления радиоимпульсных сигналов на выходе сумматора с двумя входами 2 при работе рециркуляционной цепи, работы ЛЧМГ 10, а также получения отклика устройства в форме сверхкороткого видеоимпульса на выходе амплитудного детектора 13.

На фиг.3 показаны частотно-временные характеристики процесса формирования импульса-отклика устройства при обнаружении детерминированного радиоимпульсного сигнала в форме периодической или псевдослучайной последовательности взаимно когерентных радиоимпульсов с известной несущей частотой, в частности, для принимаемого излучения, ЛЧМГ 10 и формируемого на выходе смесителя 9 ЛЧМ-эквивалента принимаемого и накопленного сигнала, сопряженного с частотной характеристикой ДЛЗ 11 (последняя на фиг.3 показана штрихованием).

Рассмотрим действие заявляемого устройства.

В отсутствие полезного сигнала на входе входного устройства 1 действует гауссовский шум с дисперсией σш2, который многократно накапливается при работе рециркуляционной цепи, состоящей из сумматора с двумя входами 2, ЛЗДВ 3 в пространстве между ее входным 4 и промежуточным 5 ВШП, усилителя обратной связи 17 и нормально открытого коммутатора с двумя входами 16. Можно показать, что при достаточно большом числе циркуляций шума с учетом их взаимной некоррелированности дисперсия шума на выходе сумматора с двумя входами 2 возрастает до уровня σшΣ2ш2/(1-К02), где К0 - коэффициент обратной связи в рециркуляционной цепи, определяемый всеми потерями в ней и коэффициентом усиления в усилителе обратной связи 17 и весьма близкий к единице. Поскольку обратная связь является положительной, для исключения самовозбуждения рециркулятора величина К0<1. Некоррелируемость шумовых компонент между собой объясняется тем, что полоса пропускания входного устройства 1 выбрана равной ΔFвх≈1/τвх, где τвх - длительность входных радиоимпульсов, причем τвх<<τрец - полная задержка сигнала в рециркуляционной петле (период циркуляции), то есть период циркуляции существенно больше интервала корреляции шума. При спектральной плотности шума на входе устройства G и при коэффициенте усиления по напряжению малошумящего широкополосного усилителя в составе входного устройства 1, равном Квх>>1, полагая коэффициент передачи сумматора с двумя входами 2 единичным, находим дисперсию шума на выходе последнего в виде

Когерентное суммирование в рециркуляторе N сигнальных импульсов с их входной мощностью Pвх увеличивает мощность полезного сигнала до величины Ррец

так что отношение сигнал/шум на выходе рециркулятора (приведенное к выходу сумматора с двумя входами 2) определяется из соотношений (1) и (2) следующим образом:

где μ0=2τвхРвх/G - известное отношение сигнал/шум на входе устройства как удвоенное значение энергии принятого сигнала к спектральной плотности шума на входе. С учетом того, что К0<1, выражение (3) можно заменить его линейным приближением, то есть для μрец получим

Выражение (4) показывает, как возрастает отношение сигнал/шум за счет работы рециркулятора при накоплении N сигнальных импульсов при заданном значении коэффициента обратной связи Ко. Так, при К0=0,98 для разных чисел накопления N получим величину выигрыша Wрецрец0 для N=10; 20 и 30 соответственно Wрец≈3,9; 11,8 и 21,4.

Если для критерия выбора К0 как функции N выбрать условие К0=1/(2)1/N, то для N=7 получим К0=0,906, а при N=40 получим К0=0,983, откуда следует, что с ростом числа накоплений N целесообразно также увеличивать коэффициент обратной связи К0, что позволит существенно увеличить величину выигрыша Wрец отношения сигнал/шум от применения рециркуляционного когерентного накопителя.

Когерентность накопления задается условием синфазности складываемых в сумматоре с двумя выходами 2 компонент, одна из которых - суть входной сигнал с выхода усилителя входного устройства 1, а другая - поступающий на второй вход сумматора с двумя входами 2 сигнал с выхода усилителя обратной связи 17. Для обеспечения такой синфазности необходимо выполнить условие 2πf0τрец=k - целое число, где f0 - частота несущих колебаний принимаемых радиоимпульсов, τрец - полная задержка сигнала в петле рециркулятора, в основном определяемая задержкой τвх-пр в ЛЗДВ 3 между ее входным 4 и промежуточным 5 ВШП. Указанное условие необходимо выполнять при любых видах входных сигналов - непрерывных монохроматических с частотой f0, взаимно когерентных импульсно-периодических или псевдослучайных последовательностей радиоимпульсов с несущей частотой f0.

Будем далее рассматривать работу устройства на примере накопления радиоимпульсных псевдослучайных взаимно когерентных сигналов, как изображено на верхнем графике фиг.2, где представлена выборка таких сигналов, начавшаяся в произвольный момент времени t0 и закончившаяся в момент времени tк, например, применительно к задаче локации или пеленгации в поисковом режиме сканированием остро направленной антенной по азимуту. При этом на входе ЛЗДВ 3 (на ее входном ВШП 4) огибающая полезного сигнала будет приблизительно иметь вид, указанный на графике u(t)вх ЛЗДВ фиг.2. В момент времени t* устройство обнаруживает данный сигнал, что сопровождается появлением на выходе амплитудного детектора 13 короткого импульса-отклика, показанного на фиг.2, о процедуре формирования которого будет сообщено ниже, и амплитуда которого UАД превышает некоторый задаваемый в пороговом устройстве 14 уровень ограничения по минимуму Uпор, в результате чего запускается одновибратор 15 (ждущий мультивибратор), импульсом которого длительностью Δtодн, подаваемым на управляющий вход коммутатора с двумя входами 16, закрывается этот коммутатор, то есть разрывается цепь обратной связи в рециркуляторе, что прерывает процесс накопления сигнальных компонент в нем. График функции работы одновибратора 15 показан на фиг.2, из рассмотрения которого видно, что запуск одновибратора 15 происходит в момент появления импульса-отклика UАД на выходе амплитудного детектора (указан на нижнем графике фиг.2).

Импульс, образующийся на выходе порогового устройства 14 и запускающий одновибратор 15, одновременно поступает на выход обнаружителя, и его наличие указывает на факт обнаружения полезного сигнала.

Рассмотрим теперь процесс формирования сигнала-отклика обнаружителя.

Импульсно-когерентная последовательность, предварительно накопленная в рециркуляторе, поступает в виде поверхностной акустической волны по звукопроводящей подложке (например, пьезокварцевой) в ЛЗДВ 3, заполняя пространство под выходным ВШП 6 этой линии. Выходной ВШП 6 представляет собой монопериодическую структуру, строго согласованную с частотой несущих колебаний f0 принимаемого сигнала. Для этого шаг между смежными парами электродов выбран равным d=v/2 f0, где v - скорость распространения поверхностной акустической волны (для пьезокварца v=3,16 мм/мкс). Поскольку все пары электродов подключены между собой параллельно, то в выходном ВШП 6 происходит сложение компонент колебаний на частоте f0 и амплитуда этих колебаний растет по мере заполнения выходного ВШП 6 в ЛЗДВ 3. Если не учитывать потери поверхностной акустической волны при ее распространении (что компенсируется в первом компенсирующем усилителе 7), то можно понять, что в конце ЛЗДВ (в нижней части ВШП 6 на фиг.1) сигнальная составляющая имеет меньший уровень амплитуды, соответствующий стадии накопления сигнала в рециркуляторе, близкой к начальной, а начальной зоне ВШП 6 по ходу распространения цуга волн в ЛЗДВ 3 сигнальная составляющая максимальна по амплитуде. Поэтому суммарная амплитуда с выхода ЛЗДВ 3 дополнительно возрастает в зависимости от протяженности Lвых выходного ВШП 6. Время взаимодействия волнового цуга с ВШП 6 равно τ*=Lвых/v, и в этом интервале времени укладывается m≤N взаимно когерентных радиоимпульсных сигналов, образующихся на выходе рециркулятора, амплитуды которых растут по мере накопления их в рециркуляторе. В случае периодически следующих радиоимпульсов с периодом повторения Т число m=τ*/Т, а в случае псевдослучайной последовательности с периодом последовательности ТП (как указано на фиг.2) и с числом импульсов s в этом периоде среднее вероятное число m=τ*s/Тп.Если предположить, что амплитуда радиоимпульсов на выходе рециркулятора приблизительно линейно растет с номером циркуляции N, то самая большая из них - последняя N-я - имеет относительную амплитуду, равную

, предпоследняя - N-1-я - относительную амплитуду , N-2-я - относительную амплитуду , и т.д. до последней N-m-й относительной амплитуды . Сумма всех указанных m компонент, то есть m одновременно действующих взаимно когерентных радиоимпульсов с выходным ВШП 6 ЛЗДВ 3, находится из следующего выражения:

где Uвх - амплитуда сигнала на входе усилителя входного устройства 1, Кпотерь ЛЗДВ - коэффициент потерь сигнала в ЛЗДВ 3, которые компенсирует первый компенсирующий усилитель 7.

Достижение указанной амплитуды, как указывалось, приводит к срабатыванию одновибратора 15 и дальнейшему прерыванию работы рециркулятора на время Δtодн, в течение которого происходит «сброс накопления» в связи с тем, что волновой цуг покидает пространство расположения выходного ВШП 6 и поглощается в поглотителе ультразвуковой волны в концевой части ЛЗДВ 3 (на фиг.1 этот поглотитель не указан). При этом на выходе ЛЗДВ 3 возникает радиоимпульс длительностью τвых лздв=2τ* квазитреугольной формы с несущей частотой f0 с наибольшей амплитудой этого импульса, соответствующей амплитуде для N-кратного накопления входных радиоимпульсов в рециркуляторе. Рабочей частью этого квазитреугольного радиоимпульса является его восходящая половина, отвечающая так называемой «зоне накопления» (фиг.2 и фиг.3), то есть имеющая длительность τ*=Lвых/v.

Этот существенно расширенный по длительности радиоимпульс, энергетика которого дополнительно выросла согласно (5) за счет когерентного накопления в ЛЗДВ 3, поступает после фильтрации в полосовом фильтре 8 с полосой пропускания ΔFпф=1/τ* на вход смесителя 9, на другой вход которого подаются колебания от линейно-частотно-модулированного гетеродина 10 (ЛЧМГ), управляемого по частоте пилообразным колебанием, показанным на фиг.2 как Uупр ЛЧМГ с длительностью рабочей части ТЛЧМГ и коротким обратным ходом длительностью tOX<<ТЛЧМГ.Теория и практические схемы ЛЧМГ широко известны и применяются при обработке сложных ЛЧМ-сигналов, поэтому опускаем подробности построения такого гетеродина. На фиг.3 представлены частотно-временные характеристики процессов преобразования радиоимпульса с несущей частотой f0 (верхняя часть фиг.3), действующего на входе смесителя 9, в его ЛЧМ-эквивалент (в нижней части фиг.3) с помощью колебания ЛЧМГ 10 (в средне-верхней части фиг.3). При этом радиоимпульс с частотой несущих колебаний f0 преобразуется в широкополосное ЛЧМ-колебание с крайними частотами от fmax до fmin, как показано в нижней части фиг.3. Это колебание затем поступает на вход ДЛЗ 11, частотно-временное положение характеристики которой дано на фиг.3 штрихованной полосой, согласованной с крутизной частотной перестройки ЛЧМ-эквивалента преобразованного сигнала. Условие согласования вытекает из равенства (fmax-fmin)/ТЛЧМГ=ΔFЛЗЛЗ. Важно указать, что длительность ТЛЧМГ выбирается несколько большей длительности импульсной характеристики τЛЗ ДЛЗ 11 для обеспечения необходимого «технологического запаса» при перестройке ЛЧМГ 10 и его согласованной работы с ДЛЗ 11 (указано на фиг.3). Аналогично этому и полоса пропускания ДЛЗ 11 выбрана соответственно несколько меньшей, чем размах частот (fmax-fmin) перестройки в ЛЧМ-эквиваленте, как это показано на фиг.3. Прохождение последнего через ДЛЗ 11 приводит в момент t* к формированию на выходе ДЛЗ 11 «сжатого» радиоимпульса длительностью τимп=1/ΔFЛЗ, который несет в себе всю энергию накопленного сигнала, что позволяет существенно увеличить амплитуду такого «сжатого» импульса, выделив его на фоне гауссовского шума, то есть повысить отношение сигнал/шум на выходе ДЛЗ 11 или, что то же, на выходе амплитудного детектора 13. Второй компенсирующий усилитель 12 при этом восполняет потери сигнала в ДЛЗ 11, не изменяя его структуры и отношения сигнал/шум.

Следует особо подчеркнуть, что использование широкополосного ЛЧМГ 10 создает собственный широкополосный гауссовский шум гетеродинирования. Однако его влиянием на результирующий шум-фактор можно в известной степени пренебречь в том случае, если уровень сигнала на входе смесителя 9, обеспеченный выбором соответствующего усиления в первом компенсирующем усилителе 7, оказывается значительным по сравнению с широкополосной шумовой компонентой сигнала гетеродинирования. В этом случае дисперсия шума на выходе второго компенсирующего усилителя 12 остается такой же, какой она оказывается на сигнальном входе смесителя 9 (в расчете на единичное усиление в цепи «смеситель 9 - ДЛЗ 11 - второй компенсирующий усилитель 12» по преобразуемой сигнальной составляющей).

Как известно, при «сжатии» ЛЧМ сигнала в ДЛЗ происходит повышение отношения сигнал/шум на ее выходе в (ΔFЛЗ τЛЗ)1/2 раз. Таким образом, с учетом работы ДЛЗ 11 и ЛЗДВ 3 с рециркуляционным накоплением сигнала на входе общий выигрыш в повышении отношения сигнал/шум WΣ получим согласно выражению

Из (6) видно, насколько эффективно трансформируется исходное отношение сигнал/шум на входе обнаружителя μ0вхРвх/G в его конечное значение μΣ. Это позволяет обнаружить сигнал, существенно замаскированный шумами.

Рассмотрим пример реализации заявляемого технического решения.

Пусть разведываемый источник излучения имеет априорно известную частоту несущих колебаний f0=300 МГц, излучает псевдослучайную последовательность взаимно когерентных радиоимпульсов длительностью τвх=1 мкс. Пусть рабочая длительность взаимодействия в ЛЗДВ составляет τ*=100 мкс, и в ней размещается m=30 радиоимпульсов при общем числе накоплений в рециркуляторе N=50 (средняя скважность псевдослучайной последовательности равна q=Тп/sτвх≈2, на фиг.2 значение s=11). При этом длина звукопровода ЛЗДВ под выходным ВШП равна LЛЗДВ=316 мм, что вполне реально осуществимо. Шаг между смежными электродами этого ВШП равен d=5 мкм. Полоса пропускания полосового фильтра выбрана равной ΔFПФ=10 кГц. При этом выбираем ДЛЗ с параметрами: длительность импульсной характеристики τЛЗ=100 мкс и полоса пропускания ΔFЛЗ=25 МГц, то есть база ДЛЗ В=ΔFлз τЛЗ=2500. Для работы с такой ДЛЗ выбираем ЛЧМГ с параметрами: диапазон перестройки по частоте от 225 до 255 МГц при линейно возрастающей частоте перестройки за время ТЛЧМГ=120 мкс, что дает скорость перестройки df/dt=30 МГц/120 мкс=0,25*1012 с -2, равную скорости перестройки в ДЛЗ df/dt=25 МГц /100 мкс=0,25*1012 с-2. Выходной «сжатый» импульс на выходе ДЛЗ имеет длительность τимп=4 нс. Длительность импульса одновибратора выбирают равной длительности взаимодействия рабочей части цуга волн с выходным ВШП в ЛЗДВ τодн*=100 мкс. Гарантированное обнаружение сигнала требует по крайней мере двух циклов работы ЛЧМГ в сумме с временем взаимодействия в ЛЗДВ, то есть составляет менее 350 мкс. Следовательно, в случае сканирования по азимуту остро направленной антенной с азимутальным мгновенным углом зрения β=1° скорость вращения антенны может достигать 8 оборотов в секунду.

Требование когерентности сложения радиокомпонент сигнала в ЛЗДВ может быть записано в виде неравенства 4Δf0τ*≤1, где Δf0 - наибольшее допустимое отклонение частоты настройки ЛЗДВ 3 от несущей частоты f0, что отвечает требованию нерасходимости фаз складываемых когерентно колебаний больше, чем на фазовый угол π/2 в крайних точках на длине выходного ВШП в ЛЗДВ, откуда находим эквивалентную частотную нестабильность δf0=Δf0/f0≤2,5 кГц/300 МГц=0,83*10-5, что практически выполнимо. Температурная стабильность ЛЗДВ по критерию когерентного сложения колебаний также достигается применением среза пьезокварца с нулевым температурным коэффициентом или термостатированием. При условии использования малошумящего входного устройства в обнаружителе, имеющего спектральную плотность шума G в полосе ΔFвх=1 МГц порядка G=10-19 Вт/Гц (при охлаждении входного усилительного элемента), находим величину пороговой мощности сигнала в месте приема РВХ пор=G/2τвх WΣ=10-19/2*10-6 WΣ=5*10-14/WΣ Вт. Задаваясь коэффициентом обратной связи Ко=0,98 (что обеспечивает достаточный запас устойчивости работы рециркулятора) и принимая, что N=50 и m=30, согласно выражению (6) в его несколько упрощенной форме

для величины WΣ получим из (7):

WΣ=50*0,04*30*(1034×542)1/2≈45000. Тогда получаем пороговую мощность (при μ0=1) величиной РВХ пор=5*10-14/4,5*104=1,1*10-18 Вт, что означает возможность получения реальной чувствительности обнаружителя по мощности 1,1*10 -16 Вт (то есть почти - 160 дБ) при отношении сигнал/шум 20 дБ.

Отметим, что для получения такой пороговой чувствительности обнаружителя по мощности (- 180 дБ) при использовании на входе известного обнаружителя с узкополосным фильтром в его входном устройстве, имеющем спектральную плотность мощности шума G, равную G=10-19 Вт/Гц, потребовалось бы время накопления в таком узкополосном фильтре, равное Тнак ВХ=q G/2 РВХ пор при заданной скважности q=2. Тогда получили бы время накопления Тнак ВХ=2*10-19 Вт/Гц/2,2*10-18 Вт=0,09 с=90 мс (вместо 0,35 мс, как в заявляемом устройстве), и при этом полоса входного фильтра на частоте f0=300 МГц должна была бы быть ΔFВХ=11,1 Гц, что соответствовало бы эквивалентной добротности такого фильтра Qэкв=300 МГц/11,1 Гц=2,7*107, что практически трудно осуществимо. При этом скорость углового сканирования также существенно снизилась бы до величины одного оборота за 32 сек, вместо 8 об/сек, как в заявляемом техническом решении.

Приведенный сравнительный анализ показывает эффективность использования заявляемого технического решения. Оно может быть использовано в локации, пеленгации и радио- и радиотехнической разведке когерентных импульсных последовательностей с априори известной несущей частотой колебаний f0. В тех случаях, когда изменяется значение несущей частоты входного сигнала, следует применять ее преобразование во входном устройстве.

Литература

1. О.Ф.Меньших. Спектроанализатор лазерного доплеровского локатора, Авт. свид. №1595219.

2. О.Ф.Меньших. Измеритель частоты сигналов лазерного доплеровского локатора, Авт. свид. №1621728.

3. О.Ф.Меньших. Измеритель частоты сигналов лазерного доплеровского локатора, Авт. свид. №1621729.

4. О.Ф.Меньших, Ф.И.Хайтун. Адаптивный лазерный доплеровский локатор, Патент РФ №1741553.

5. О.Ф.Меньших. Обнаружитель лазерного доплеровского локатора, Патент РФ №1805756.

6. О.Ф.Меньших. Способ анализа спектра сигналов, Авт. свид. №1817554.

7. О.Ф.Меньших. Способ обнаружения детерминированного радиосигнала, Патент РФ №1828280.

8. О.Ф.Меньших. Обнаружитель лазерного доплеровского локатора, Патент РФ №1829640.

9. О.Ф.Меньших. Лазерный доплеровский локатор, Патент РФ №1829641.

10. О.Ф.Меньших. Согласованный фильтр, Патенты РФ №2016493.

11. О.Ф.Меньших. Устройство для анализа спектра сигналов, Патент РФ №2040798.

12. О.Ф.Меньших. Обнаружитель моноимпульсного радиосигнала, Патент РФ №2046370.

13. О.Ф.Меньших. Ультразвуковой микроскоп, Патент РФ №2270997 за 2005 год.

Обнаружитель радиоимпульсного сигнала, содержащий последовательно соединенные первый компенсирующий усилитель, полосовой фильтр, смеситель и дисперсионную линию задержки, а также линейно-частотно-модулированный гетеродин, подключенный ко второму входу смесителя, отличающийся тем, что в него введены последовательно соединенные входное устройство, предназначенное для радиоимпульсных сигналов с априорно известной частотой несущих колебаний, и сумматор, введены также второй компенсирующий усилитель, усилитель обратной связи, линия задержки с длительным взаимодействием, имеющая входной, промежуточный и выходной электроды в виде встречно-штыревых преобразователей, а также последовательно соединенные амплитудный детектор, пороговое устройство, одновибратор и коммутатор, выходом подключенный ко второму входу сумматора, усилитель обратной связи входом соединен с промежуточным электродом линии задержки с длительным взаимодействием, а выходом - с вторым входом коммутатора, выходной электрод линии задержки с длительным взаимодействием выполнен в виде протяженной монопериодической структуры, согласованной с несущей частотой принимаемых радиоимпульсных сигналов, и соединен с входом первого компенсирующего усилителя, а выход второго компенсирующего усилителя соединен с входом амплитудного детектора, кроме того, выход порогового устройства образует выходной тракт обнаружителя, при этом сумматор, линия задержки длительного взаимодействия в промежутке между ее входным и промежуточным встречно-штыревыми преобразователями, усилитель обратной связи и коммутатор образуют рециркуляционную цепь, а линия задержки с длительным взаимодействием выполнена с возможностью обеспечения на ее выходе радиоимпульсного сигнала длительностью τвых лздв=2τ*, где τ*=Lвых/v, Lвых - протяженность выходного встречно-штыревого преобразователя, v - скорость распространения поверхностной акустической волны.



 

Похожие патенты:

Изобретение относится к технике обработки сигналов радиолокационных станций (РЛС). .

Изобретение относится к технике обработки сигналов радиолокационных станций (РЛС). .

Изобретение относится к пассивным радиолокационным системам. Достигаемым техническим результатом изобретения является повышение дальности и точности обнаружения цели. Указанный технический результат достигается использованием, в том числе, n-канального антенного усилителя с переключаемыми поддиапазонами полукомплекта 1, каналообразующего блока полукомплекта 2, n-элементной фазированной антенной решетки полукомплекта 2, n-канального приемника полукомплекта 2, n-канального блока адаптивных фильтров полукомплекта . 3 ил.

Изобретение относится к радиолокации и может использоваться в качестве цифрового приемника для преобразования аналогового сигнала на промежуточной частоте (ПЧ) с понижением в цифровой квадратурный код. Достигаемый технический результат - уменьшение частоты дискретизации относительно частоты обрабатываемого сигнала на ПЧ за счет стробоскопического эффекта, повышение идентичности квадратурных составляющих за счет линейной аппроксимации амплитуд дискретных выборок. Способ преобразования аналогового сигнала на промежуточной частоте (ПЧ) с понижением в цифровой квадратурный код характеризуется тем, что частота дискретизации задается равной учетверенной частоте сигнала после деления исходной частоты на стробоскопический коэффициент. Устройство, реализующее способ, содержит аналого-цифровой преобразователь (АЦП), цифровой гетеродин с цифровым управлением (ЦГЦУ), два умножителя (УМН), линию задержки на такт (ЛЗТ), два сумматора (СУМ) и вычитатель (ВЫЧ). 2 н. и 2 з.п. ф-лы, 8 ил.
Наверх