Способ синхронизации часов

Изобретение относится к технике связи и может быть использовано в радиоинтерферометрии со сверхдлинными базами (РСДБ), а также в службе единого времени и частот. Изобретение направлено на повышение помехоустойчивости и точности синхронизации удаленных шкал времени путем подавления ложных сигналов (помех), принимаемых по каналу прямого прохождения и интермодуляционным каналам. Этот результат обеспечивается за счет того, что при осуществлении изобретения используется стандарт частоты и времени, первый и второй гетеродины, генератор псевдошумового сигнала, переключатель, первый и второй усилители первой промежуточной частоты, первый и второй усилители мощности, дуплексер, приемопередающая антенна, первый и второй клипперы, первое и второе буферные запоминающие устройства, первый и второй усилители второй промежуточной частоты, измеритель задержек и их производных, фазовращатель на +90°, третий смеситель, фазовращатель на 90°, первый, второй, третий и четвертый сумматоры, перемножитель, первый и второй узкополосные фильтры, амплитудный детектор, ключ, первый, второй и третий фазоинверторы, первый и второй полосовые фильтры. 6 ил.

 

Предлагаемый способ относится к технике связи и может быть использован в радиоинтерферометрии со сверхдлинными базами, а также в службе единого времени и частот.

Известны способы и устройства синхронизации часов (авт. свид. СССР №591799, 614416, 970300, 1180835, 1244632, 1278800; патенты РФ №2001423, 2003157, 2040035, 2177267, 2292574; B.C.Губанов, А.М.Финкельштейн, П.А.Фридман и другие. Введение в радиоастрономию. - М.: 1983).

Из известных способов наиболее близким к предлагаемому является «Способ синхронизации часов» (патент РФ №2292574, G04С 11/02, 2005), который и выбран в качестве прототипа.

Указанный способ обеспечивает сличение шкал времени, разнесенных на большие расстояния, и основан на использовании дуплексного метода связи через геостационарный ИС3-ретранслятор.

Основное достоинство дуплексного метода связи состоит в том, что в нем исключается длина трассы прохождения сигнала. Поэтому его точность в основном зависит от параметров бортового ретранслятора, типа используемого сигнала и техники измерения временных интервалов.

Для технической реализации известного способа используется супергетеродинный приемник, в котором одно и то же значение второй промежуточной частоты ω_пр2 может быть получено в результате приема сигналов на двух частотах ω₂ и ω₃, т.е.

ω_пр2=ω_г2-ω₂ и ω_пр2=ω₃-ω_г2.

Следовательно, если частоту настройки ω₃ принять за основной канал приема, то наряду с ним будет иметь место зеркальный канал приема, частота ω₃ которого отличается от частоты ω₂ на ω_пр2 и расположена симметрично (зеркально) относительно частоты второго гетеродина ω_г2 (фиг.4).

Преобразование по зеркальному каналу приема происходит с тем же коэффициентом преобразования К_пр, что и по основному каналу. Поэтому он наиболее существенно влияет на избирательность и помехоустойчивость способа.

Кроме зеркального существуют и другие дополнительные (комбинационные, интермодуляционные и канал прямого прохождения) каналы приема.

В общем виде любой комбинационный канал приема имеет место при выполнении следующего условия:

где ω_ki - частота i-го комбинационного канала приема;

m, n, i - целые положительные числа.

Наиболее вредными комбинационными каналами приема являются каналы, образующиеся при взаимодействии несущей частоты принимаемого сигнала с гармониками частоты ω_Г2 второго гетеродина малого порядка (второй третьей и т.д.), так как чувствительность приемника по этим каналам близка к чувствительности основного канала. Так, двум комбинационным каналам при m=1 и n=2 соответствуют частоты:

ω_К1=2ω_Г2-ω_пр2 и ω_К2=2ω_Г2+ω_пр2.

Природа интермодуляционных каналов приема такова.

Если на вход супергетеродинного приемника одновременно поступают два сигнала большой амплитуды на частотах ω_I и ω_II, то они образуют на любых нелинейных элементах приемника ряд интермодуляционных частот (фиг.5)

mω_I±nω_II=ω_mn.

Сумма (разность) коэффициентов m и n называется порядком, т.е. интермодуляционная частота ω_mn называется частотой порядка m+n.

Как видно из фиг.5 и 6, два мощных сигнала на частотах ω_I и ω_II, ω_III и ω_IV поражают частоты интермодуляционных помех. С повышение порядка амплитуды интермодуляционных помех быстро спадают. Чем более линейными являются элементы приемника, тем меньше амплитуды интермодуляционных помех и тем быстрее они спадают с повышением их порядка. Линейность элементов приемника частот характеризуются также величиной динамического диапазона, т.е. диапазоном амплитуд сигнала от минимального уровня, равного уровню собственных шумов приемника, до максимального уровня сигнала, при котором начинает проявляться нелинейность. Поскольку в образовании интермодуляционных помех участвуют два сигнала, избирательность приемника к этим помехам называется «двухсигнальной избирательностью».

Если интермодуляционная помеха попала в полосу пропускания приемника, она принимается на правах полезного сигнала, т.е. никакие фильтры не способны ее устранить.

Использование высокоизбирательных кварцевых фильтров на второй промежуточной частоте, улучшая избирательность по соседнему каналу, способно помочь в подавлении помехи от одного мощного внеполосного сигнала, но бессильна помочь в подавлении интермодуляционных помех.

Если частота помехи равна второй промежуточной частоте, то образуется канал прямого прохождения. Элементы приемника для такой помехи являются простыми передаточными звеньями.

Известный способ обеспечивает подавление ложных сигналов (помех), принимаемых по зеркальному и комбинационным каналам.

Однако наличие ложных сигналов (помех), принимаемых по каналу прямого прохождения и интермодуляционным каналам, приводит к снижению помехоустойчивости и точности синхронизации удаленных шкал времени.

Технической задачей изобретения является повышение помехоустойчивости и точности синхронизации удаленных шкал времени путем подавления ложных сигналов (помех), принимаемых по каналу прямого прохождения и интермодуляционным каналам.

Поставленная задача решается тем, что согласно способу синхронизации часов, основанному, в соответствии с ближайшим аналогом, на одновременном приеме разнесенными наземными пунктами шумовых СВЧ-сигналов с борта искусственного спутника Земли, когерентном их преобразовании к видеочастоте, цифровой регистрации принятых сигналов и определении временной задержки прихода одного и того же сигнала в пункты синхронизации методом корреляционной обработки зарегистрированных сигналов, по величине которой производят сличение шкал времени, при этом в начальный момент времени t₁ по часам первого пункта с помощью кодовой последовательности формируют шумовой СВЧ-сигнал, регистрируют его на этом же пункте, сформированный сигнал преобразуют на частоту ω₁, усиливают его по мощности, излучают усиленный сигнал в направлении на искусственный спутник Земли-ретранслятор, в тот же момент времени t₁ по часам второго пункта с помощью той же кодовой последовательности формируют такой же шумовой СВЧ-сигнал, регистрируют его на втором пункте, принимают бортовой аппаратурой искусственного спутника Земли-ретранслятора сигнал на частоте ω₁, переизлучают его на первой и второй пункты на частоте ω₂ с сохранением фазовых соотношений, в произвольный момент времени t₃ по часам второго пункта аналогично формируют и ретранслируют шумовой СВЧ-сигнал, сформированный сигнал преобразуют на частоту ω₁, усиливают его по мощности, излучают усиленный сигнал в направлении того же ИСЗ-ретранслятора, в тот же момент времени t₃ по часам первого пункта с помощью той же кодовой последовательности формируют такой же шумовой СВЧ-сигнал, регистрируют его на первом пункте, принимают бортовой аппаратурой ИСЗ-ретранслятора сигнал на частоте ω₁ и переизлучают его на первый и второй пункты на частоте ω₂ с сохранением фазовых соотношений, принимаемый сигнал на частоте ω₂ преобразуют по частоте с использованием напряжения второго гетеродина, сдвинутого по фазе на +90°, выделяют напряжение второй промежуточной частоты, сдвигают его по фазе на -90°, суммируют с исходным напряжением второй промежуточной частоты, перемножают полученное суммарное напряжение с принимаемым сигналом, выделяют гармоническое напряжение на частоте ω_г2 второго гетеродина, детектируют его и используют для разрешения дальнейшей обработки принимаемого сигнала, отличается от ближайшего аналога тем, что до преобразования по частоте выделяют ложный сигнал (помеху), принимаемый по второй промежуточной частоте ω_пр2, инвертируют его по фазе на 180°, суммируют с исходным ложным сигналом (помехой) и компенсируют его, выделяют ложные сигналы (помехи), принимаемые в полосе частот Δω_П1=ω_II-ω_I, где ω_I и ω_II - граничные частоты, определяющие полосу частот Δω_ПI, расположенную «слева» от полосы пропускания Δω_П приемника, попадание в которую двух и более сигналов приводит к образованию интермодуляционных помех, инвертируют их по фазе на 180°, суммируют с исходными ложными сигналами (помехами) и компенсируют их, выделяют ложные сигналы (помехи), принимаемые в полосе частот Δω_П2=ω_IV-ω_III где ω_III и ω_IV - граничные частоты, определяющие полосу частот Δω_П2, расположенную «справа» от полосы пропускания Δω_П приемника, попадание в которую двух и более сигналов приводит к образованию интермодуляционных помех, инвертируют их по фазе на 180°, суммируют с исходными ложными сигналами (помехами) и компенсируют их.

Геометрическая схема расположения наземных пунктов А и В и ИСЗ ретранслятора S изображена на фиг.1, где введены следующие обозначения: О - центр масс Земли; d - база интерферометра; r - радиус-вектор ИСЗ-ретранслятора.

Временная диаграмма дуплексного метода сличения часов представлена на фиг.2, где введены следующие обозначения: S, A, B - шкала времени ИСЗ-ретранслятора и пунктов А и В соответственно.

Структурная схема аппаратуры одного из пунктов (А), реализующей предлагаемый способ синхронизации часов, представлена на фиг.3, где введены следующие обозначения: 1 - стандарт частоты и времени, 2.1 - первый гетеродин, 2.2 - второй гетеродин, 3 - генератор псевдошумового сигнала, 4 - переключатель, 5 - первый смеситель, 6 - усилитель первой промежуточной частоты, 7 - первый усилитель мощности, 8 - дуплексер, 9 - приемопередающая антенна, 10 - первый клиппер, 11 - первое буферное запоминающее устройство, 12 - второй усилитель мощности, 13 - второй смеситель, 14 - первый усилитель второй промежуточной частоты, 15 - второй клиппер, 16 - второе буферное запоминающее устройство, 17 - измеритель задержек и их производных, 18 - первый фазовращатель на +90°, 19 - третий смеситель, 20 - второй усилитель второй промежуточной частоты, 21 - второй фазовращатель на -90°, 22 - сумматор, 23 - перемножитель, 24 - узкополосный фильтр, 25 - амплитудный детектор, 26 - ключ, 27 - второй узкополосный фильтр, 28 - первый фазометр, 29 - второй сумматор, 30 - первый полосовой фильтр, 31 - второй фазометр, 32 - второй полосовой фильтр, 34 - третий фазоинвертор, 35 - четвертый сумматор.

Синхронизацию часов по предлагаемому способу осуществляют следующим образом.

В момент времени t₁ ^А по часам первого пункта А с помощью кодовой последовательности формируют шумовой СВЧ-сигнал (сигнал α₁) (фиг.2):

U_с(t)=U_сcos[ω_ct+ϕ_k(t)+ϕ_с], 0≤t≤T_c,

где U_c, ω_c, ϕ_c, T_c - амплитуда, несущая частота, начальная фаза и длительность сигнала;

ϕ_k=(t)={0,π} - манипулируемая составляющая фазы, отображающая закон фазовой манипуляции в соответствии с кодовой последовательностью M(t), причем ϕ_k(t)=const при kτ_э<t<(k+1)τ_э и может изменяться скачком при t=kτ_э, т.е. на границах между элементарными посылками (K=1, 2, ... N-1);

τ_э, N - длительность и количество элементарных посылок, из которых составлен сигнал длительностью Т_с(Т_с=Nτ_э),

в генераторе 3 с помощью стандарта 1 частоты и времени.

Указанный сигнал поступает на вход клиппера 10, а затем регистрируется в буферном запоминающем устройстве 11. Регистрация синхронизуется стандартом 1 частоты и времени.

Сформированный сигнал через переключатель 4 поступает на первый вход первого смесителя 5, на второй вход которого подается напряжение первого гетеродина 2.1

u_Г1(t)=U_Г1cos(ω_Г1t+ϕ_Г1).

На выходе смесителя 5 образуются напряжения комбинационных частот. Усилителем 6 выделяется напряжение первой промежуточной (суммарной) частоты

u_пр1(t)=U_пр1cos[ω_пр1t+ϕ_k(t)+ϕ_пр1], 0≤t≤T_с,

где ;

К₁ - коэффициент передачи смесителя;

ω_пp1=ω_с+ω_Г1 - первая промежуточная (суммарная) частота;

ϕ_пр1=ϕ_с+ϕ_Г1,

которое после усиления в усилителе 7 мощности через дуплексер 8 и приемопередающую антенну 9 излучается в направлении ИСЗ-ретранслятора на частоте ω₁=ω_пр1.

В тот же момент времени t₁ ^А=t₁ ^В по часам второго пункта В с помощью той же кодовой последовательности M(t) формируют такой же шумовой СВЧ-сигнал (сигнал β₁). Регистрируют его на втором пункте В (сигнал β₁, который однако не отправляют на ретрансляцию). Принимают бортовой аппаратурой ИСЗ-ретранслятора на частоте ω₁ (сигнал α₁), переизлучают его на пункты А и В на частоте ω₂ с сохранением фазовых соотношений на интервале t_c.

Ретранслированный сигнал (сигнал α₂) на частоте ω₂

u₂(t)=U₂cos[ω₂t+ϕ_k(t)+ϕ₂], 0≤t≤T_c,

принимается приемопередающей антенной 9 и через дуплексер 8, усилитель 12 мощности и сумматоры 29, 32 и 35, у которых работает только одно плечо, поступает на первые входы второго 13 и третьего 19 смесителей и перемножителя 23. На вторые входы смесителей 13 и 19 подаются напряжения второго гетеродина 2.2:

u_Г2(t)=U_Г2(ω_Г2t+ϕ_Г2)

u_Г3(t)=U_Г2cos(ω_Г2t+ϕ_Г2+90°).

Причем частоты ω_Г1 и ω_Г2 первого 2.1 и второго 2.2 гетеродинов разнесены на вторую промежуточную частоту

ω_Г2-ω_Г1=ω_пр2.

На выходах смесителей 13 и 19 образуются напряжения комбинационных частот. Усилителями 14 и 20 выделяются напряжения второй промежуточной (разностной) частоты:

u_пр2(t)=U_пp2cos[ω_пp2(t)-ϕ_К(t)+ϕ_пp2],

u_пр2(t)=U_пp2cos[ω_пp2(t)-ϕ_К(t)+ϕ_пp2+90°], 0≤t≤T_c,

где

ω_пp2=ω_Г2+ω₂ - вторая промежуточная (разностная) частота;

ω_пp2=ω_Г2+ω₂

Напряжение U_пр3(t) с входа усилителя 20 второй промежуточной частоты поступает на вход фазовращателя 21 на -90°, на выходе которого образуется напряжение

u_пр4(t)=U_пр2cos[ω_пр2t-ϕ_k(t)+ϕ_пр2+90°]=U_пp2cos[ω_пp2t-ϕ_k(t)+ϕ_пp2], 0≤t≤T_c,

Напряжения u_пр2(t) и u_пр4(t) с выхода усилителя 14 и фазовращателя 21 на -90° поступают на два входа сумматора 22, на выходе которого образуется суммарное напряжение

u_Σ(t)=U_Σcos[ω_пp2(t)-ϕ_k(t)+ϕ_пp2], 0≤t≤T_c,

где U_Σ=2U_пр2,

которое поступает на второй вход перемножителя 23. На выходе последнего образуется гармоническое напряжение

u₁(t)=U₁cos(ω_Г2t+ϕ_Г2), 0≤t≤T_с,

где

К₂ - коэффициент передачи перемножителя,

которое выделяется узкополосным фильтром 24 (частота настройки ω_н которого выбирается равной частоте второго гетеродина 2.2 ω_н=ω_Г2), детектируется амплитудным детектором 25 и поступает на управляющий вход ключа 26, открывая его. В исходном состоянии ключ 26 всегда закрыт.

Напряжение u_Σ(t) с выхода сумматора 22 через открытый ключ 26 поступает на вход клиппера 15, где оно клиппируется и записывается в буферное запоминающее устройство 16. Регистрация синхронизируется стандартом 1 частоты и времени.

На втором шаге (при передаче сигнала из пункта В) переключатель 4 должен быть разомкнут и сигнал α₃ из генератора 3 через клиппер 10 поступает в то же запоминающее устройство 11. Ретранслированный сигнал α₄ записывается как и α₂ в запоминающее устройство 16.

В произвольный момент времени t₃ ^В=t₃ ^В+Θ по часам второго пункта аналогично формируют и регистрируют шумовой СВЧ-сигнал (сигнал β₃). Сформированный сигнал преобразуют на частоте ω₁, усиливают его по мощности, излучают усиленный сигнал в направлении того же ИСЗ-ретранслятора.

В тот же момент времени t₃ ^В=t₃ ^А по часам первого пункта А с помощью той же кодовой последовательности формируют такой же шумовой СВЧ-сигнал (сигнал α₃). Регистрируют его на первом пункте А. Принимают бортовой аппаратурой ИСЗ-ретранслятора сигнал на частоте ω₁ (сигнал α₃), переизлучают его на пункты А и В на частоте ω₂ с сохранением фазовых соотношений, принимают ретранслированный сигнал на обоих пунктах, преобразуют его на видеочастоту, регистрируют в моменты времени t₄ ^A и t₄ ^В соответственно (сигнал α₄, β₄).

Корреляционной обработкой двух пар зарегистрированных сигналов в измерителе 17 определяют на каждом пункте следующие временные задержки:

τ₁=β₁⊗β₂=t₂ ^B-t₁ ^B=a₁+b₁+(Δ_B ^И+Δ_B ^П+ΔS)+Δt,

τ₂=α₃⊗α₄=t₄ ^A-t₃ ^A=a₃+b₂+(Δ_B ^И+Δ_A ^П+ΔS)-Δt,

τ₃=α₁⊗α₂=t₂ ^A-t₁ ^A=a₁+a₂+(Δ_A ^И+Δ_A ^П+ΔS),

τ₄=β₃⊗β₄=t₄ ^B-t₃ ^B=b₂+b₃+(Δ_B ^И+Δ_B ^П+ΔS),

и соответствующие им частоты интерференции F_i(i=1,2,3,4), которые определяют производные этих задержек:

,

где ,

a_j, b_j (j=1, 2, 3) - время распространения сигнала между ИСЗ и пунктами А и В соответственно (фиг.1);

Δ_A ^И, Δ_В ^И - задержки сигналов в излучающей аппаратуре обоих пунктов;

Δ_A ^П, Δ_В ^П - задержки сигналов в приемно-регистрирующей аппаратуре;

ΔS - задержка сигналов в бортовом ИСЗ-ретрансляторе;

Δt-t₁ ^B-t₁ ^A - искомая разность показаний часов в один и тот же физический момент.

Полагая а_j, и b_j линейными функциями с производными , , получаем:

,

где

,

,

,

,

Δ'_A,B, Δ''_A,B - задержки сигнала в атмосфере на частотах ω₁ и ω₂ соответственно;

ν - релятивистская поправка (эффект Саньяка);

ω - угловая скорость вращения Земли;

с - скорость света;

D - площадь четырехугольника OA'S'B', образуемого в экваториальной плоскости центром масс Земли, проекциями пунктов А,В и ИСЗ-ретранслятора S.

Поправки γ на подвижность ИСЗ-ретранслятора во время единичного измерения проще всего свести к нулю соответствующим выбором свободного параметра Θ:

,

который следует в начале измерений рассчитывать по приближенным эфемеридным данным, а затем уточнить по результатам текущих измерений.

Что касается поправки δ на аппаратурные задержки, то ее можно найти путем калибровки по методу «нулевой базы».

Атмосферная поправка ε также учитывается.

На пункте В аппаратура работает аналогично, только порядок шагов там обратный. Для вычисления разности показаний часов Δt теперь достаточно обменяться между пунктами полученными цифровыми данными, что можно делать по обычным телефонным или телеграфным каналам связи.

Описанная выше работа устройства, реализующего предлагаемый способ, соответствует приему полезных сигналов по основному каналу на частоте ω₂ (фиг.4).

Если ложный сигнал (помеха)

u_З(t)=U_Зcos(ω_Зt+ϕ_З), 0≤t≤Т_З,

принимается по зеркальному каналу на частоте ω₃, то усилителями 14 и 20 второй промежуточной частоты выделяются следующие напряжения:

u_пр5(t)=U_пp5cos(ω_пp2t-ϕ_пp5),

u_пр6(t)=U_пp5cos(ω_пp2t-ϕ_пp5-90°), 0≤t≤T_З,

где ;

ω_пp2=ω_З-ω_Г2 - вторая промежуточная (разностная) частота;

ω_пp5=ω₃-ω_Г2.

Напряжение u_пp6(t) с выхода усилителя 20 второй промежуточной частоты поступает на вход фазовращателя 21 на -90°, на выходе которого образуется следующее напряжение

u_пр7(t)=U_пр5cos(ω_пр2t+ϕ_пр5-90°-90°)=-U_пp5cos(ω_пp2t-ϕ_пр5), 0≤t≤T_З,

Напряжения u_пp5(t) и u_пp7(t), поступающие на два входа сумматора 22, на его выходе компенсируются.

Следовательно, ложный сигнал (помеха), принимаемый по зеркальному каналу на частоте ω₃, подавляется.

По аналогичной причине подавляется и ложный сигнал (помеха), принимаемый по второму комбинационному каналу на частоте ω_к2.

Если ложный сигнал (помеха) принимается по первому комбинационному каналу на частоте ω_к1

u_К1(t)=U_K1cos(ω_K1t+ϕ_K1), 0≤t≤T_K1,

то усилителями 14 и 20 второй промежуточной частоты выделяются следующие напряжения:

u_пр8(t)=U_пр2cos(ω_пр2t+ϕ_пр8),

u_пр9(t)=U_пр8cos(ω_пр2t+ϕ_пр8+90°), 0≤t≤T_K1,

где ;

ω_пр2=2ω_Г2-ω_K1 - вторая промежуточная (разностная) частота;

ϕ_пр8=ϕ_Г2-ϕ_K1.

Напряжение u_пр9(t) с выхода усилителя 20 второй промежуточной частоты поступает на вход фазовращателя 21 на -90°, на выходе которого образуется напряжение

u_пр10(t)=U_пр8cos(ω_пр2t+ϕ_пр8+90°-90°)=U_пp8cos(ω_пp2t+ϕ_пр8), 0≤t≤T_K1.

Напряжения u_пр8(t) и u_пр10(t) поступают на два входа сумматора 22, на выходе которого образуется следующее суммарное напряжение

u_Σ1(t)=U_Σ1cos(ω_пp2t+ϕ_пp8), 0≤t≤T_K1,

где U_Σ1=2U_пр8.

Это напряжение подается на второй вход перемножителя 23, на выходе которого образуется следующее гармоническое напряжение

u₂(t)=U₂cos(2ω_Г2t+ϕ_Г2), 0≤t≤T_K1,

где .

Это напряжение не попадает в полосу пропускания узкополосного фильтра 24. Следовательно, ложный сигнал (помеха), принимаемый по первому комбинационному каналу на частоте ω_K1, подавляется.

Если ложный сигнал (помеха) принимается по каналу прямого прохождения на второй промежуточной частоте ω_пр2(ω_п=ω_пр2), то он поступает на первый вход сумматора 29, выделяется узкополосным фильтром 27, инвертируется по фазе на 180° в фазоинверторе 28 и подается на второй вход сумматора 29, на выходе которого он компенсируется.

Следовательно, ложный сигнал (помеха), принимаемый по каналу прямого прохождения на второй промежуточной частоте ω_пр2, подавляется фазокомпенсационным методом с использованием фильтра-пробки, состоящего из узкополосного фильтра 27, фазоинвертора 28 и сумматора 29. При этом частота настройки ω_н узкополосного фильтра 27 выбирается равной второй промежуточной частоте ω_пр2(ω_н=ω_пр2) (фиг.4).

Если ложные сигналы (помехи) принимаются по интермодуляционному каналу в полосе частот Δω_п1=ω_II-ω_I,

где ω_I и ω_II - граничные частоты, определяющие полосу частот Δω_п1, расположенную «слева» от полосы пропускания Δω_п приемника, попадание в которую двух и более сигналов приводит к образованию интермодуляционных помех,

то они через сумматор 29, у которого работает только одно плечо, поступают на первый вход сумматора 32, выделяются полосовым фильтром 30, инвертируются по фазе 180° в фазоинверторе 31 и подаются на второй вход сумматора 32, на выходе которого они компенсируются.

Следовательно, ложные сигналы (помехи), принимаемые по интермодуляционному каналу в полосе частот Δω_п1, подаются фазокомпенсационным методом с использованием фильтра-пробки, состоящего из полосового фильтра 30, фазоинвертора 31 и сумматора 32, при этом частота настройки ω_н1 полосового фильтра 30 выбирается следующим образом (фиг.5):

.

Если ложные сигналы (помехи) принимаются по интермодуляционному каналу в полосе частот

Δω_п2=ω_IV-ω_III,

где ω_III и ω_IV - граничные частоты, определяющие полосу частот Δω_п2, расположенную «справа» от полосы пропускания Δω_п приемника, попадание в которую двух и более сигналов приводит к образованию интермодуляционных помех,

то они через сумматоры 29 и 32, у которых работают только одно плечо, поступают на первый вход сумматора 35, выделяются полосовым фильтром 33, инвертируются по фазе на 180° в фазоинверторе 34 и подаются на второй вход сумматора 35, на выходе которого они компенсируются.

Следовательно, ложные сигналы (помехи), принимаемые по интермодуляционному каналу в полосе частот Δω_п2, подавляются фазокомпенсационным методом с использованием фильтра-пробки, состоящего из полосового фильтра 33, фазоинвертора 34 и сумматора 35. При этом частота настройки ω_н2 полосового фильтра 33 выбирается следующим образом (фиг.6):

.

Способ синхронизации часов позволяет:

- достичь предельной точности измерений (около ±0,1 нс) с помощью РСДБ техники и техники ретрансляции, которая уже широко используется на практике;

- формировать необходимые для проведения измерения СВЧ-сигналы на наземных пунктах, что дает возможность постепенно наращивать точность измерений за счет оптимизации структуры сигнала и усовершенствования наземной техники регистрации без вмешательства в бортовую аппаратуру ИСЗ;

- повысить оперативность измерений, т.е. довести интервал времени от начала измерений до получения результатов вплоть до нескольких десятков секунд (практически до времени корреляционной обработки сигналов);

- избежать установки на борту ИСЗ высокостабильных хранителей времени и измерителей временных интервалов, ограничить бортовую аппаратуру только системой фазостабильной ретрансляции СВЧ-сигналов.

Подавление ложных сигналов (помех), принимаемых по зеркальному и второму комбинационному каналу, обеспечивается фазокомпенсационным методом, который реализуется гетеродином 2.2, смесителями 13 и 19, усилителями 14 и 20 второй промежуточной частоты, фазовращателями 18 и 21 на +90° и -90° и сумматором 22.

Подавление ложных сигналов (помех), принимаемых по первому комбинационному каналу, обеспечивается методом узкополосной фильтрации, который реализуется перемножителем 23, узкополосым фильтром 24, амплитудным детектором 25 и ключом 26.

Таким образом, предлагаемый способ по сравнению с прототипом обеспечивает повышение помехоустойчивости и точности синхронизации удаленных шкал времени. Это достигается подавлением ложных сигналов (помех), принимаемых по каналу прямого прохождения и интермодуляционным каналам. Причем подавление ложных сигналов (помех), принимаемых по каналу прямого прохождения на второй промежуточной частоте ω_пр2, обеспечивается фазокомпенсационным методом, который реализуется узкополосным фильтром 27, фазоинвертором 28 и сумматором 29.

Подавление ложных сигналов (помех), принимаемых по интермодуляционному каналу в полосе частот Δω_п1 обеспечивается фазокомпенсационным методом, который реализуется полосовым фильтром 30, фазоинвертором 31 и сумматором 32.

Подавление ложных сигналов (помех), принимаемых по интермодуляционному каналу в полосе частот Δω_п2, обеспечивается фазокомпенсационным методом, который реализуется полосовым фильтром 33, фазоинвертором 34 и сумматором 35.

Способ синхронизации часов, основанный на одновременном приеме разнесенными наземными пунктами шумоподобных СВЧ-сигналов с борта искусственного спутника Земли, когерентном их преобразовании к видеочастоте, цифровой регистрации принятых сигналов и определении временной задержки прихода одного и того же сигнала в пункты синхронизации методом корреляционной обработки зарегистрированных сигналов, по величине которой производят сличение шкал времени, при этом в начальный момент времени t₁ по часам первого пункта с помощью кодовой последовательности формируют шумовой СВЧ-сигнал, регистрируют его на этом же пункте, сформированный сигнал преобразуют на частоту ω₁, усиливают его по мощности, изучают усиленный сигнал в направлении на искусственный спутник Земли-ретранслятор, в тот же момент времени t₁ по часам второго пункта с помощью той же кодовой последовательности формируют такой же шумовой СВЧ-сигнал, регистрируют его на втором пункте, принимают бортовой аппаратурой искусственного спутника Земли-ретранслятора сигнал на частоте ω₁ переизлучают его на первый и второй пункты на частоте ω₂ с сохранением фазовых соотношений, в произвольный момент времени t₃ по часам второго пункта аналогично формируют и регистрируют шумовой СВЧ-сигнал, сформированный сигнал преобразуют на частоту ω₁, усиливают его по мощности, излучают усиленный сигнал в направлении того же искусственного спутника Земли-ретранслятора, в тот же момент времени t₃ по часам первого пункта с помощью той же кодовой последовательности формируют такой же шумовой СВЧ-сигнал, регистрируют его на первом пункте, принимают бортовой аппаратурой искусственного спутника Земли-ретранслятора сигнал на частоте ω₁ и переизлучают его на первый и второй пункты на частоте ω₂ с сохранением фазовых соотношений, принимают сигнал на частоте ω₂ преобразуют по частоте с использованием напряжения второго гетеродина, сдвинутого по фазе на +90°, выделяют напряжение второй промежуточной частоты, сдвигают его по фазе на -90°, суммируют с исходным напряжением второй промежуточной частоты, перемножают полученное суммарное напряжение с принимаемым сигналом, выделяют гармоническое напряжение на частоте ω_п2 второго гетеродина, детектируют его и используют для разрешения дальнейшей обработки принимаемого сигнала, отличающийся тем, что до преобразования по частоте выделяют ложный сигнал (помеху), принимаемый по каналу прямого прохождения на второй промежуточной частоте ω_пр2, инвертируют его по фазе на 180°, суммируют с исходным ложным сигналом (помехой) и компенсируют его, выделяют ложные сигналы (помехи), принимаемые в полосе частот Δω_п1=ω_II-ω_I, где ω_I и ω_II - граничные частоты, определяющие полосу частот Δω_п1, расположенную «слева» от полосы пропускания Δω_п приемника, попадание в которую двух и более сигналов приводит к образованию интермодуляционных помех, инвертируют их по фазе на 180°, суммируют с исходными ложными сигналами (помехами) и компенсируют их, выделяют ложные сигналы (помехи), принимаемые в полосе частот Δω_п2=ω_IV-ω_III, где ω_III и ω_IV - граничные частоты, определяющие полосу от частот Δω_п2, расположенную «справа» от полосы частот Δω_п приемника, попадание в которую двух и более сигналов приводит к образованию интермодуляционных помех, инвертируют их по фазе на 180°, суммируют с исходными ложными сигналами (помехами) и компенсируют их.