Способ поиска шумоподобных сигналов с минимальной частотной манипуляцией

Изобретение относится к области радиотехники и может быть использовано в системах радионавигации и радиосвязи для приема шумоподобных сигналов с минимальной частотной манипуляцией. Достигаемый технический результат - сокращение времени поиска сигнала при высокой помехоустойчивости приема и малых аппаратурных затратах. Для этого на каждом цикле поиска осуществляют разделение входного шумоподобного сигнала на квадратурные составляющие, дискретизацию, оцифровку и интегрирование квадратурных составляющих на тактовых интервалах, в m раз меньших длительности элемента кодовой последовательности. Результаты интегрирования запоминают на время, равное длительности элемента кодовой последовательности, в течение которого их перемножают с отсчетами соответствующих опорных шумоподобных сигналов, формируемых с частотой, в М раз большей тактовой частоты кодовой последовательности входного сигнала. При этом за время, равное одному периоду повторения кодовой последовательности, формируют М значений модуля функции взаимной корреляции, которые затем накапливают на интервале, равном фиксированному числу периодов повторения кодовой последовательности. Решение о значении времени запаздывания входного сигнала принимают путем выбора максимального из М значений накопленных модулей функции взаимной корреляции, запоминания максимального значения, его адреса и номера цикла и повторения процедуры поиска фиксированное число раз со сдвигом на М элементов последовательности при переходе на каждый последующий цикл поиска. 2 ил.

 

Изобретение относится к области радиотехники и может быть использовано в системах радионавигации и радиосвязи для кодовой синхронизации приемников шумоподобных сигналов с минимальной частотной манипуляцией.

Известен способ параллельного поиска шумоподобных сигналов по времени запаздывания, заключающийся в перемножении принятого сигнала с М парами опорных шумоподобных сигналов, являющихся квадратурными копиями принятого сигнала для М дискретных значений времени запаздывания, интегрировании результатов перемножения в 2М квадратурных каналах на интервале, равном длительности шумоподобного сигнала, выделении М значений модуля взаимной корреляционной функции (ВКФ) и выборе в качестве оценки задержки значения времени запаздывания опорного сигнала в канале с максимальным значением ВКФ [1].

Способ поиска обеспечивает потенциально достижимую помехоустойчивость, минимально возможное время поиска, однако трудно реализуем при числе каналов М>>1.

Известен способ поиска псевдослучайных сигналов, заключающийся в перемножении входного сигнала с N опорными сигналами, вычислении значений функции взаимной корреляции с помощью N-канального коррелятора, выборе максимального значения ВКФ с помощью селектора максимального сигнала, управлении задержкой опорных сигналов с использованием блока управления поиском [2].

Однако известный способ трудно реализуем при числе каналов N>>1 и к тому же основан на использовании синхронного детектирования принимаемого сигнала, что ограничивает его применение.

Известен способ циклического поиска шумоподобных сигналов, заключающийся в разделении входного сигнала на квадратурные составляющие путем перемножения входного сигнала с опорными гармоническими сигналами несущей частоты, сдвинутыми друг относительно друга на фазовый угол π/2, формировании в каждом квадратурном канале на каждом цикле поиска функции взаимной корреляции принятого и опорного шумоподобных сигналов, выделении на каждом цикле модуля функции взаимной корреляции, сравнении значения модуля функции взаимной корреляции с порогом обнаружения и принятии решения о завершении или продолжении поиска при превышении или непревышении порога соответственно [3].

Недостатком известного способа является значительное время поиска при большой базе шумоподобного сигнала (длине псевдослучайной последовательности N>>1), обусловленное необходимостью многократного повторения процедуры поиска.

Предлагаемое изобретение призвано решить задачу сокращения времени поиска шумоподобного сигнала с минимальной частотной манипуляцией при высокой помехоустойчивости и малых аппаратурных затратах.

Поставленная задача решается тем, что в способе поиска шумоподобных сигналов с минимальной частотной манипуляцией, заключающемся в разделении входного сигнала на квадратурные составляющие путем перемножения входного сигнала с опорными гармоническими сигналами несущей частоты, сдвинутыми друг относительно друга на фазовый угол π/2, формировании в каждом квадратурном канале на каждом цикле поиска функции взаимной корреляции входного и опорного шумоподобных сигналов, выделении модуля функции взаимной корреляции, согласно изобретению на каждом цикле поиска осуществляют дискретизацию, оцифровку и интегрирование квадратурных составляющих входного сигнала на тактовых интервалах, в m раз меньших длительности элемента Т кодовой последовательности, запоминание на время длительности элемента Т результатов интегрирования квадратурных составляющих входного сигнала, формирование М элементов опорной кодовой последовательности с тактовой частотой, в М раз превышающей тактовую частоту кодовой последовательности входного сигнала, причем на каждом элементарном интервале T каждого цикла опорную кодовую последовательность сдвигают на один элемент в сторону опережения, формирование 2М отсчетов опорных сигналов cosΘ(t) и sinΘ(t), являющихся квадратурными копиями комплексной огибающей шумоподобного сигнала, перемножение результатов интегрирования квадратурных составляющих входного сигнала с отсчетами соответствующих опорных квадратурных сигналов, попарное объединение результатов перемножения интегрально накопленных квадратурных составляющих входного сигнала с отсчетами соответствующих опорных квадратурных сигналов, формирование 2М значений квадратурных составляющих функции взаимной корреляции путем интегрирования на интервалах, равных периоду повторения шумоподобного сигнала, объединенных результатов перемножения, формирование М значений модуля функции взаимной корреляции, межпериодное накопление М значений модуля функции взаимной корреляции на интервале, равном фиксированному числу периодов повторения шумоподобного сигнала, выбор максимального из М значений накопленных модулей функции взаимной корреляции, запоминание максимального значения, его адреса и номера цикла, причем при переходе на каждый последующий цикл поиска опорную кодовую последовательность сдвигают на М элементов в сторону опережения, при этом запоминают максимальное значение модуля функции взаимной корреляции, его адрес и номер цикла, полученные за все циклы поиска, число которых фиксированное.

На фиг.1 приведена схема устройства для реализации заявляемого способа поиска шумоподобных сигналов с минимальной частотной манипуляцией, а на фиг.2 - временные диаграммы, поясняющие работу указанного устройства.

Устройство для реализации способа поиска шумоподобных сигналов с минимальной частотной манипуляцией содержит первый и второй перемножители 1 и 2, сигнальные входы которых объединены, опорный вход каждого подключен к соответствующему выходу опорного генератора 3, а выход каждого перемножителя соединен с соответствующим входом аналого-цифрового преобразователя 4. К квадратурным выходам последнего подключены входы соответственно первого и второго интеграторов 5 и 6, выходы которых соединены с информационными входами первого и второго оперативных запоминающих устройств 7 и 8 соответственно. Выходы запоминающих устройств 7 и 8 соединены с попарно объединенными сигнальными входами третьего и пятого, четвертого и шестого перемножителей 9 и 11, 10 и 12 соответственно. Выходы третьего и шестого, четвертого и пятого перемножителей 9 и 12, 10 и 11 объединены соответственно через вычитатель 13 и первый сумматор 14, к выходам которых подключены соответствующие входы блока 15 формирования модулей взаимной корреляционной функции. Этот блок 15 содержит третий и четвертый интеграторы 16 и 17, первый и второй квадраторы 18 и 19, а также последовательно соединенные второй сумматор 20, элемент 21 извлечения квадратного корня и пятый интегратор 22. Выход пятого интегратора 22 соединен со входом решающего блока 23, к выходу которого подключены последовательно соединенные блок 24 управления, элемент 25 управляемой задержки, генератор 26 кодовой псевдослучайной последовательности (ПСП) и синтезатор 27 отсчетов. Причем тактируемый вход элемента 25 управляемой задержки подключен к первому выходу блока 28 формирования временных интервалов, тактируемый вход синтезатора 27 отсчетов подключен ко второму выходу блока 28 формирования временных интервалов, а синхронизирующие входы первого и второго интеграторов 5 и 6, первого и второго оперативных запоминающих устройств 7 и 8 соединены между собой и с третьим выходом блока 28 формирования временных интервалов. Дополнительные выходы блока 28 формирования временных интервалов соединены с синхронизирующими входами третьего и четвертого интеграторов 16 и 17 и блока 24 управления и пятого интегратора 22 соответственно. Опорные входы третьего и четвертого, пятого и шестого перемножителей 9 и 10, 11 и 12 соединены между собой и с соответствующими выходами синтезатора 27 отсчетов. Управляющий вход последнего подключен к выходу генератора 26 кодовой ПСП, который является и выходом устройства поиска шумоподобных сигналов с минимальной частотной манипуляцией.

Способ поиска шумоподобных сигналов (ШПС) осуществляется следующим образом. На вход устройства поиска (фиг.1) поступает принимаемый сигнал, представляющий собой аддитивную смесь ШПС с минимальной частотной манипуляцией (МЧМ) и широкополосной помехи с равномерной в полосе ШПС спектральной плотностью мощности. Входной шумоподобный МЧМ-сигнал можно представить в виде

где τ - время запаздывания; f0 - средняя частота; φ - начальная фаза (амплитуда полагается равной единице); D(t) - двоичный информационный сигнал; Θ(f) - функция, определяющая закон угловой модуляции:

где d(t) - двоичный сигнал, соответствующий кодовой псевдослучайной последовательности (ПСП) d0, d1,…, dN-1; rect(t) - прямоугольная функция (импульс единичной амплитуды и длительности T); N - длина ПСП, определяющая период Tп=NT повторения ШПС.

Входные перемножители 1 и 2 осуществляют перемножение сигнала (1) с опорными гармоническими сигналами cos(2πf0t) и sin(2πf0t), вырабатываемыми опорным генератором 3. На выходах перемножителей 1 и 2 образуются видеочастотные составляющие (фиг.2, в, г) соответственно

где I(t)=cosΘ(t), Q(t)=sinΘ(t).

При записи (4) учтено, что составляющие частоты 2f0 отфильтровываются последующим трактом обработки.

Временные диаграммы (фиг.2) приведены для случая, когда задержка ШПС соответствует началу априорного интервала [0,Tп], т.е. τ=0, начальная фаза φ=0 (в отсутствие помехи составляющие в (4), пропорциональные sin φ, равны нулю).

После дискретизации и оцифровки сигналов (4) в аналого-цифровом преобразователе 4 квадратурные составляющие поступают на входы интеграторов 5 и 6, формирующих величины (фиг.2, д, е) соответственно

где xi=х(ti) и уi=y(ti) - отсчеты квадратурных составляющих (4), поступающие с шагом Tд. Суммирование по i в (5) ведется от значения i=(k-1)n+(j-1)Nп+1 до i=kn+(j-1)Nп, где n=T/mTд - число отсчетов на интервале интегрирования, равном Т/m; m и n - целые, k=1,…,mN; Nп=nmN - число отсчетов на интервале, равном периоду Тп повторения ПСП (3); j=1,…,K, K - число периодов ПСП на интервале наблюдения, равном длительности Tц одного цикла поиска.

Стробирование интеграторов 5, 6 производится синхроимпульсами, вырабатываемыми блоком 28 формирования временных интервалов.

Результаты (5) интегрирования запоминаются на время, равное длительности Т элемента ПСП, в оперативных запоминающих устройствах 7 и 8, после чего осуществляется сброс интеграторов 5, 6 и интегрирование следующего элемента ШПС длительностью Т/m. Запись результатов интегрирования в оперативные запоминающие устройства 7, 8 и сброс интеграторов 5, 6 производятся с частотой mfT, fT=1/T - тактовая частота ПСП (3).

В перемножителях 9, 10, 11, 12 производится умножение результатов (5) поэлементного накопления, хранящихся в запоминающих устройствах 7 и 8, на отсчеты опорных квадратурных сигналов, которые формирует синтезатор 27 отсчетов. На опорные входы перемножителей 9 и 10 поступают отсчеты Ik+µ опорного сигнала I(t)=cosΘ(t), a на опорные входы перемножителей 11 и 12 поступают отсчеты Qk+µ опорного сигнала Q(t)=sinΘ(t) (фиг.2, в, г) - индекс j, указывающий номер периода ШПС, ради простоты опущен.

На первом цикле поиска (фиг.2, ж, з) µ=m(ν-1), где ν=1,2,…, M - значения относительной задержки опорных сигналов, выраженной в числе элементов ПСП, М - целое (определяет число "параллельных" каналов). Частота поступления отсчетов опорных квадратурных сигналов в М раз превышает частоту поступления данных с выходов оперативных запоминающих устройств 7 и 8 на входы перемножителей 9, 11 и 10, 12 соответственно (временные диаграммы на фиг.2 соответствуют случаю m=2 и М=4 и отсутствию помехи).

Сигналы с выходов перемножителей 9 и 12, 10 и 11 попарно объединяются в вычитателе 13 и сумматоре 14, образуя соответствующие квадратурные составляющие (фиг.2, з). Последние поступают на входы блока 15 формирования модулей взаимной корреляционной функции (ВКФ) принятого и опорного ШПС, который содержит интеграторы 16 и 17, включающие оперативные запоминающие устройства для хранения М результатов интегрирования, квадраторы 18 и 19, а также сумматор 20, элемент 21 извлечения квадратного корня (выделения модуля) и пятый интегратор 22 - межпериодный накопитель с оперативным запоминающим устройством для хранения М результатов накопления. Интеграторы 16, 17 осуществляют интегрирование на интервалах, равных периоду Tп повторения ШПС, соответствующих квадратурных составляющих, поступающих на их входы, формируя величины

(индекс j, указывающий номер периода ШПС, в целях простоты опущен).

Результаты (6) интегрирования, представляющие собой значения квадратурных составляющих ВКФ для каждого из М каналов, возводятся в квадрат и объединяются в сумматоре 20. Модуль ВКФ, соответствующей фиксированной для каждого канала относительной задержке принятого и опорного ШПС, формируется на выходе элемента 21 извлечения квадратного корня.

Межпериодный накопитель 22 осуществляет накопление М модулей значений ВКФ, сформированных на каждом периоде повторения ШПС, в течение времени Tц=LTп, определяющего длительность цикла поиска. По истечении времени Tц решающий блок 23 производит выбор максимального значения из М корреляций, сформированных блоком 15:

где z1νj и z2νj - корреляции (6), сформированные на j-м периоде накопления в ν-м канале.

Значение Zmax, а также его "адрес" νm и номер l цикла поиска запоминаются на время Tц, после чего производится сброс интеграторов 16, 17, 22 синхроимпульсами, вырабатываемыми блоком 28 формирования временных интервалов (выходы Tп и Tц), и начинается следующий цикл поиска (второй). При этом блок 24 управления вырабатывает код задержки опорной ПСП τ0=МТ, отличающейся от значения τ0=0 на первом цикле поиска сдвигом на М элементов в сторону опережения. Код задержки подается на управляющий вход элемента 25 управляемой задержки, на тактируемый вход которого поступают с частотой Mfт тактовые импульсы, вырабатываемые блоком 28 формирования временных интервалов (выход "Mfт"). Значение dм первого элемента опорной ПСП, формируемой генератором 26 кодовой псевдослучайной последовательности, определяется кодом на входе блока 24 управления (на втором цикле код задержки равен М). Генератор 26 ПСП вырабатывает сегмент кодовой последовательности dм, dм+1,…, dN-1+M длиной М элементов. С выхода генератора 26 ПСП кодовая последовательность поступает на управляющий вход синтезатора 27 отсчетов опорных квадратурных сигналов, выполненного по известной схеме [6]: "накапливающий сумматор - постоянное запоминающее устройство (ПЗУ), реализующей табличный способ формирования отсчетов cosΘi и sinΘii - значение фазы, формируемое накапливающим сумматором в момент t=ti и определяющее адрес k-й ячейки ПЗУ). Значение элемента dk ПСП, поступающего на управляющий вход синтезатора 27 отсчетов, определяет знак приращения фазы ΔΘk на текущем такте (фиг.2, а, б).

Процедура поиска, включающая выполнение операций (5) - (7), на втором цикле поиска выполняется аналогично первому циклу, отличаясь лишь тем, что отсчеты опорных квадратурных сигналов смещены на mM позиций в сторону опережения (значения µ=(l-1)mM+m(ν-1) в (6) на 1-м цикле). При этом значение Zmax (7), полученное на 2-м цикле, а также его "адрес" νm и номер l=2 цикла запоминаются на время Тц, если Zmax≥Z'max, Z'max - максимальное значение ВКФ, полученное на первом цикле поиска. В противном случае запоминаются результаты Z'max, ν'm и l=1 поисковой процедуры на первом цикле.

Описанная процедура циклического поиска повторяется L раз (с учетом сдвига опорной ПСП на М позиций с переходом на следующий цикл). Число циклов L=integ(N/M+0.5), integ(x) - целое от х. Время поиска фиксированное и определяется требуемым для обеспечения заданной вероятности правильного завершения поиска временем накопления и числом циклов: tпоиск=LTц=LKTп. По завершении последнего цикла с номером L в блок 24 управления с решающего блока 23 поступает код задержки (τ/Т)=(lm-1)М+νm, соответствующей номеру lm цикла и значению νm относительной задержки опорной ПСП того канала, в котором наблюдается абсолютное максимальное значение (за все циклы поиска)

Указанный код определяет оценку задержки принятого ШПС относительно временной шкалы, задаваемой блоком 28 формирования временных интервалов. Эта оценка используется для установки генератора 26 кодовой ПСП в состояние синхронизма с принятым ШПС с точностью не хуже ±T/2 (при условии, что аномальные ошибки отсутствуют).

Качественные показатели описанного способа поиска ШПС характеризуются вероятностью Рош аномальных ошибок, превышающих значение T/2 (по абсолютной величине), а также временем поиска tпоиск. При длине кодовой ПСП N>>1 задачу поиска ШПС по времени запаздывания можно свести к задаче распознавания N ортогональных сигналов, применительно к которой вероятность ошибки можно оценить как [4]:

где Ф(х) - интеграл вероятности, q - отношение сигнал/шум на выходе "синхронного" канала (при относительной задержке принятого и опорного сигналов τ=0). Формула (8) записана в предположении, что число периодов накопления K>>1 (это позволяет аппроксимировать распределение выходной величины нормальным распределением).

Можно показать, что при m=2 (четырехуровневая ступенчатая аппроксимация квадратурных опорных сигналов) проигрыш в отношении сигнал/шум "равновесовой" поэлементной обработки по сравнению с оптимальной корреляционной обработкой составляет около 0,2 дБ, т.е. предлагаемый способ поиска обеспечивает помехоустойчивость, близкую к потенциально достижимой [5].

Время поиска для предлагаемого способа в М раз меньше значения tпоиск=NKTп при циклическом (пошаговом) способе поиска, реализуемом с помощью одноканального устройства.

Таким образом, предлагаемый способ поиска ШПС с минимальной частотной манипуляцией позволяет достичь помехоустойчивости, близкой к потенциально достижимой (потери около 0,2 дБ), и сократить время поиска в М раз по сравнению с прототипом при незначительных дополнительных затратах на реализацию предлагаемого способа поиска ШПС минимальной частотной манипуляцией. В этом заключается технико-экономический эффект по сравнению с известными способами поиска шумоподобных сигналов.

Источники информации

1. Радиотехнические системы / Ю.П.Гришин, В.П.Ипатов, Ю.М.Казаринов и др.; Под ред. Ю.М.Казаринова. - М.: Высш. шк., 1990, с.64 (рис.3. 16), с.99 (рис.4. 6).

2. Патент 2206180 (РФ). Устройство начальной синхронизации приемника псевдослучайных сигналов. Опубл. БИПМ №16, 10.06.2003.

3. Г.И.Тузов. Статистическая теория приема сложных сигналов. - М.: Сов. Радио, 1977, с.326 (рис.7.2).

4. Л.Е.Варакин. Теория систем сигналов. - М.: Сов. Радио, 1978, с.60 (ф-ла (2.34)).

5. А.М.Алешечкин, В.Н.Бондаренко, В.И.Кокорин. Помехоустойчивость корреляционного приемника шумоподобного сигнала с минимальной частотной манипуляцией / Радиотехника, 2006, №12, с.10.

6. Цифровые системы фазовой синхронизации / М.И.Жодзишский, С.Ю.Сила-Новицкий, В.А.Прасолов и др.; Под. Ред. М.И.Жодзишского. - М.: Сов. радио, 1980. - С.55-57.

Способ поиска шумоподобных сигналов с минимальной частотной манипуляцией, заключающийся в том, что осуществляют разделение входного шумоподобного сигнала на квадратурные составляющие путем его перемножения с опорными гармоническими сигналами несущей частоты, сдвинутыми друг относительно друга на фазовый угол π/2, вычисляют в каждом квадратурном канале на каждом цикле поиска функцию взаимной корреляции входного и опорного шумоподобных сигналов, выделяют модуль функции взаимной корреляции, отличающийся тем, что на каждом цикле поиска осуществляют дискретизацию, оцифровку и интегрирование квадратурных составляющих входного шумоподобного сигнала на тактовых интервалах, в m раз меньших длительности элемента кодовой последовательности, запоминают на время, равное длительности элемента кодовой последовательности, результаты интегрирования квадратурных составляющих входного шумоподобного сигнала, формируют М элементов кодовой последовательности с тактовой частотой, в М раз превышающей тактовую частоту кодовой последовательности входного шумоподобного сигнала, причем на каждом интервале, равном длительности элемента кодовой последовательности, в каждом цикле кодовую последовательность сдвигают на один элемент в сторону опережения, формируют 2М отсчетов опорных шумоподобных сигналов cosΘ(t) и sinΘ (t), совпадающих по форме с квадратурными составляющими входного шумоподобного сигнала, перемножают результаты интегрирования квадратурных составляющих входного шумоподобного сигнала с отсчетами соответствующих опорных шумоподобных сигналов, попарно объединяют результаты перемножения интегрально накопленных квадратурных составляющих входного шумоподобного сигнала с отсчетами соответствующих опорных шумоподобных сигналов, вычисляют 2М значений квадратурных составляющих функции взаимной корреляции путем интегрирования объединенных результатов перемножения на интервалах, равных периоду повторения кодовой последовательности, выделяют М значений модуля функции взаимной корреляции, накапливают М значений модуля функции взаимной корреляции на интервале, равном фиксированному числу периодов повторения кодовой последовательности, выбирают максимальное из М значений накопленных модулей функции взаимной корреляции, запоминают максимальное значение, его адрес и номер цикла, причем при переходе на каждый последующий цикл поиска кодовую последовательность сдвигают на М элементов в сторону опережения, при этом запоминают максимальное значение модуля функции взаимной корреляции, его адрес и номер цикла, полученные за все циклы поиска, число которых фиксированное.



 

Похожие патенты:

Изобретение относится к области радиотехники и может быть использовано в системах радионавигации и радиосвязи для приема шумоподобных частотно-манипулированных сигналов с непрерывной фазой.

Изобретение относится к радиотехнике и может использоваться в устройствах приема цифровой информации, передаваемой посредством частотной манипуляции сигналов с непрерывной фазой по каналам связи.

Изобретение относится к радиотехнике и может быть использовано для приема частотно-манипулированных сигналов с непрерывной фазой и индексом частотной манипуляции =0.5 в системах передачи и приема дискретной информации.

Изобретение относится к радиотехнике. .

Изобретение относится к системам связи и может использоваться при передаче сигналов с частотной модуляцией. .

Изобретение относится к системам связи и может использоваться в системах передачи данных для исправления ошибок. .

Изобретение относится к области радиотехники. .

Изобретение относится к технике связи. .

Изобретение относится к радиотехнике и может быть использовано в аппаратуре систем передачи информации с частотной модуляцией (ЧМ), в частности в системах связи с псевдослучайной перестройкой рабочей частоты (ППРЧ).

Изобретение относится к телевидению и может быть использовано при создании прикладных систем, в частности для пространственно-временной обработки изображений

Изобретение относится к радиоизмерительной технике и может быть использовано в цифровых системах связи и радиомониторинга, в частности устройствах синхронизации и приема фазоманипулированных сигналов

Изобретение относится к радиотехнике и может использоваться в приемниках шумоподобных сигналов с минимальной частотной манипуляцией

Изобретение относится к области радиотехники и может быть использовано для приема информации по каналам связи в космических и наземных системах, использующих шумоподобные сигналы (ШПС)

Изобретение относится к области радиотехники и может быть использовано в системах радионавигации и радиосвязи

Изобретение относится к радиотехнике и может быть использовано в системах передачи и приема дискретной информации

Изобретение относится к технике радиосвязи. Техническим результатом изобретения является упрощение радиоприемного устройства с автокорреляционным разделением посылок частотно-манипулированного сигнала с непрерывной фазой. В радиоприемное устройство, содержащее последовательно соединенные входной усилитель, первый преобразователь частоты, твердотельный фильтр основной селекции, усилитель промежуточной частоты, второй преобразователь частоты, фильтр нижних частот, усилитель-ограничитель и компаратор, выход которого соединен с входом цифровой линии задержки, выполненной в виде N-разрядного регистра сдвига и тактового генератора, введен Д-триггер. При этом информационный вход Д-триггера присоединен к точке соединения выхода компаратора и входа цифровой линии задержки, вход синхронизации Д-триггера соединен с выходом цифровой линии задержки, а выход Д-триггера является выходом радиоприемного устройства, причем количество разрядов регистра сдвига должно обеспечивать время задержки, связанное с несущими частотами символов определенным соотношением. 8 ил.

Изобретение относится к датчику изображения и устройству формирования изображения. В датчике изображения пиксель для фокусировки имеет структуру с экранирующим свет слоем для выполнения разделения зрачка. Экранирующий слой расположен между микролинзой и блоком фотоэлектрического преобразования. Положение фокуса микролинзы позиционировано дальше на стороне микролинзы, чем экранирующий свет слой. Расстояние от положения фокуса микролинзы до экранирующего свет слоя больше 0 и меньше nFΔ, где n - показатель преломления в положении фокуса микролинзы, F - величина апертуры микролинзы и Δ - дифракционный предел микролинзы. Технический результат - обеспечение возможности подавления изменения в распределении интенсивности зрачка пикселя для фокусировки, вызванного позиционным производственным допуском на компоненты. 4 н.п. ф-лы, 22 ил.

Изобретение относится к области приема радиосигналов. Технический результат заключается в повышении помехоустойчивости и качества речи. В частотном демодуляторе (СЧД) после преобразователя ЧМ в АЧМ предлагается использовать не диодный детектор по огибающей, а когерентный кольцевой перемножитель АЧМ и ЧМ сигналов с ФНЧ на его выходе. Для этого в СЧД на расстроенных контурах дополнительно введены трансформатор, два диода и изменена связь путем размыкания средней точки контуров и средней точки RC-цепочек для подключения вторичной обмотки трансформатора, связанного с входом УПЧ. 3 ил.

Изобретение относится к технике связи и может быть использовано при синхронном сопряжении источников цифровой информации с многоканальными системами связи. Технический результат - исключение искажений при приеме информационных сигналов, связанных с передачей служебных сигналов. Формируют последовательности биимпульсных информационных и служебных сигналов, при приеме осуществляют тактовую синхронизацию по принимаемым информационным сигналам. На время передачи служебных сигналов создают двухканальный режим передачи и уплотненный участок канала, по которому на скорости, вдвое превышающей текущую номинальную скорость, совместно передают информационные и служебные сигналы. Во время приема декодирования и разделения информации уплотненного участка канала на служебный и информационный сигналы для информационного сигнала восстанавливают биимпульсное кодирование на номинальной скорости и уплотненный участок передачи информации параллельно символ за символом приводят к состоянию, соответствующему передаче выделенного информационного сигнала в отсутствие передачи служебных сигналов. Передачу информации уплотненного участка в направлении потребителя последовательно, посимвольно замещают передачей восстановленного информационного сигнала, при этом временно блокируют процессы тактовой синхронизации и анализа состояния канала связи. 1 з.п. ф-лы, 13 ил.

Изобретение относится к области радиотехники и может быть использовано в системах радионавигации и радиосвязи для приема шумоподобных сигналов с минимальной частотной манипуляцией

Наверх