Фильтр последовательности видеоимпульсов

Изобретение относится к радиотехнике и может быть использовано в средствах радиолокации, радионавигации и радиосвязи для обработки сигналов. Достигаемым техническим результатом изобретения является исключение боковых лепестков автокорреляционной функции и повышение помехоустойчивости фильтра в условиях шумовых и импульсных помех. Указанный результат достигается за счет введения ограничителя (4) снизу на нулевом уровне и ограничителя (5) сверху на нулевом уровне, соединенных входами с выходами вычитающего устройства (3), и М-1 блоков пересечения (6) (6.1, 6.2, … 6.М-1), первый из которых связан первым и вторым входами через второй блок задержки (2) с выходом ограничителя (4) снизу, третьим и четвертым входами с выходом ограничителя (5) сверху, а все последующие соединены каждый первым и вторым входами с выходом предыдущего блока пересечения непосредственно, а третьим и четвертым входами через соответствующий из М-2 блоков задержки (2). При этом каждый блок пересечения (6) содержит три сумматора, два вычислителя модуля, при этом первые входы первого и второго сумматора являются соответственно первым и вторым входами блока пересечения (6), третьим и четвертым входами которого являются соответственно вторые входы первого и второго сумматора, выходы которых соединены с первым и вторым входом третьего сумматора через первый и второй вычислители модуля соответственно, а выход третьего сумматора является выходом блока пересечения (6), а выход М-1 блока пересечения (6) является выходом фильтра. 16 ил.

 

Изобретение относится к области радиотехники и может использоваться в средствах радиолокации, радионавигации и радиосвязи для обработки сигналов.

Известны различные фильтры последовательности видеоимпульсов. Типовым из них (аналогом) является фильтр на основе накопителя-рециркулятора [Лезин Ю.С. Введение в теорию и технику радиотехнических систем. - М.: Радио и связь, 1986, с.224, рис.12.5].

Известный фильтр включает в себя оптимальный фильтр одиночного видеоимпульса, последовательно включенный с ним сумматор и цепь обратной связи сумматора в составе ослабителя и блока задержки на время Т, равное временному интервалу (периоду) между импульсами последовательности.

Принцип работы фильтра заключается в многократном использовании одного и того же блока задержки в цепи обратной связи для накопления видеоимпульсов последовательности.

Недостатком известного фильтра являются наличие многократных боковых лепестков автокорреляционной функции (АКФ) на выходе и сравнительно низкая помехоустойчивость в условиях шумовых и импульсных помех.

Известен также обнаружитель последовательности видеоимпульсов (аналог) по А.С. СССР №818028 (опубл. в БИ 1981 №12) со сдвиговым регистром (см. также Т.А.Оганов Помехоустойчивость инвариантного приема импульсных сигналов. - М.: Радио и связь, 1984, 176 с., рис.4.3, с.137).

Указанный обнаружитель обеспечивает снижение уровня боковых лепестков АКФ, однако не исключает их полностью. Кроме того, обеспечивая существенное повышение помехоустойчивости в условиях импульсных помех, известный обнаружитель недостаточно эффективен в условиях шумовых и импульсных помех со сравнительно большой по отношению к полезному сигналу длительностью.

Из известных устройств наиболее близким по технической сущности к заявляемому (прототипом) является оптимальный фильтр последовательности видеоимпульсов [Лезин Ю.С. Введение в теорию и технику радиотехнических систем. - М.: Радио и связь, 1986, - 280 с, рис.12.2, а, с 221].

Известный оптимальный фильтр последовательности видеоимпульсов содержит интегратор, вход которого является входом фильтра, вычитающее устройство, М блоков задержки и многовходовый сумматор, выход которого является выходом фильтра. При этом выход интегратора подключен к первому входу вычитающего устройства непосредственно и ко второму входу через первый блок задержки, а многовходовый сумматор связан первым входом с выходом вычитающего устройства непосредственно, другим входом через последовательно включенные М-1 блоки задержки и остальными входами с выходами соответствующих блоков задержки.

Принцип работы прототипа заключатся в следующем.

При действии на входе сигнала в виде последовательности N прямоугольных видеоимпульсов длительностью τ с периодом Т каждый из импульсов преобразуется оптимальным ему фильтром в составе интегратора, первого блока задержки и вычитающего устройства, в треугольный импульс длительностью 2τ и амплитудой U=U₁·τ, где U₁ - амплитуда входного видеоимпульса. Последовательность таких импульсов с выхода вычитающего устройства задерживается в остальных блоках задержи соответственно на время Т, 2T, 3Т … (N-1)Т. Эти задержанные последовательности складываются в сумматоре с исходной и между собой, образуя многолепестковую автокорреляционную функцию (АКФ) с треугольной огибающей.

Пиковое значение выходного сигнала равно амплитуде центрального импульса АКФ и представляет собой арифметическую сумму амплитуд видеоимпульсов с выхода вычитающего устройства (в силу их коррелированности). Шумы складываются алгебраически (по мощности) из-за их некоррелированности. В результате отношения сигнал/шум по мощности возрастает в N раз.

Недостатками известного фильтра являются многолепесковый характер выходного сигнала, низкая помехоустойчивость в условиях шумовых и импульсных помех.

Первый недостаток обусловлен самим принципом работы фильтра, связанным с необходимостью многократного суммирования сдвигаемых в блоках задержки сигналов.

Второй недостаток обусловлен накоплением помех. Поскольку в реальных условиях все виды помех естественного и искусственного происхождения, как правило, существенно превышают амплитуду полезного сигнала, результат накопления помех (хотя и по мощности) соизмерим с полезным сигналом, вызывая ложные срабатывания оконечных устройств в радиотехнических системах.

Задача, на решение которой направлен заявляемый фильтр, состоит в обеспечении однолепестковой АКФ на его выходе и компенсации шумовых и импульсных помех.

Технический результат, на достижение которого направлено предлагаемое изобретение, заключается в исключении боковых лепестков автокорреляционной функции и повышении помехоустойчивости фильтра в условиях шумовых и импульсных помех.

Технический результат достигается тем, что в известный фильтр последовательности видеоимпульсов, содержащий интегратор, вход которого является входом фильтра, вычитающее устройство и М блоков задержки, при этом выход интегратора подключен к первому входу вычитающего устройства непосредственно, а ко второму входу через первый блок задержки, введены ограничитель снизу на нулевом уровне и ограничитель сверху на нулевом уровне, соединенные входами с выходом вычитающего устройства и М-1 блоков пересечения, первый из которых связан первым и вторым входами через второй блок задержки с выходом ограничителя снизу на нулевом уровне, третьим и четвертым входами с выходом ограничителя сверху на нулевом уровне, а все последующие соединены каждый первым и вторым входами с выходом предыдущего блока пересечения непосредственно, а третьим и четвертым входами через соответствующий из М-2 блоков задержки, выход М-1 блока пересечения является выходом фильтра, при этом каждый блок пересечения содержит первый сумматор с первым прямым и вторым инверсными входами, второй сумматор с первым и вторым прямыми входами и третий сумматор с первым прямым и вторым инверсным входами, первый и второй вычислитель модуля, при этом первые входы первого и второго сумматора являются соответственно первым и вторым входами блока пересечения, вторые входы первого и второго сумматора являются соответственно третьим и четвертым входами блока пересечения, выходы первого и второго сумматора соединены с первым и вторым входом третьего сумматора через первый и второй вычислители модуля соответственно, а выход третьего сумматора является выходом блока пересечения.

Сущность предлагаемого изобретения заключается в последовательной свертке пар видеоимпульсов входной последовательности при одновременном их накоплении, компенсации импульсных и уменьшении дисперсии шумовых помех за счет многократной реализации процедуры пересечения над сдвинутыми выборками входной смеси.

Предлагаемое изобретение поясняется чертежами. На фиг.1 представлена структурная схема заявляемого фильтра. На фиг.2 представлена структурная схема блока пересечения. Фиг.3 иллюстрирует один из возможных вариантов входной последовательности видеоимпульсов. На фиг.4 показан процесс обработки полезного сигнала и помех в элементах структурной схемы. На фиг.5 изображены нормированные (для сравнения) выходные сигналы прототипа и заявляемого фильтра. Фиг.6 и фиг.7 иллюстрируют результаты прохождения помех с различными распределениями через заявляемый фильтр и прототип. На фиг.8 показана структурная схема исследования эффективности известного и заявляемого фильтров при использовании их в схемах обнаружителей. На фиг.9 изображены кривые вероятностей ложной тревоги. Фиг.10 иллюстрирует зависимости вероятностей правильного обнаружения. На фиг.11-14 показаны кривые вероятностей ошибки при действии шумовых помех с различными распределениями. Фиг.15, 16 иллюстрируют соответственно относительный уровень шума в точках схемы и выигрыш в отношении сигнал/шум.

Фильтр последовательности видеоимпульсов (фиг.1) содержит интегратор 1, вход которого является входом фильтра, вычитающее устройство 3 и М блоков задержки (2.1, 2.2, … 2.М), при этом выход интегратора подключен к первому входу вычитающего устройства непосредственно, а ко второму входу через первый блок задержки, ограничитель снизу на нулевом уровне 4 и ограничитель сверху на нулевом уровне 5, соединенные входами с выходом вычитающего устройства и М-1 блоков пересечения (6.1, 6.2, … 6.М-1), первый из которых связан первым и вторым входами через блок задержки 2.2 с выходом ограничителя снизу на нулевом уровне 4, третьим и четвертым входами с выходом ограничителя сверху на нулевом уровне 5, а все последующие соединены каждый первым и вторым входами с выходом предыдущего блока пересечения непосредственно, а третьим и четвертым входами через соответствующий из М-2 блоков задержки, выход М-1 блока пересечения является выходом фильтра. При этом каждый блок пересечения содержит сумматоры с первым прямым и вторым инверсными входами 7 и 11, сумматор с первым и вторым прямыми входами 8, вычислители модуля 9 и 10, при этом первые входы сумматоров 7 и 8 являются соответственно первым и вторым входами блока пересечения, вторые входы сумматоров 7 и 8 являются соответственно третьим и четвертым входами блока пересечения, выходы сумматоров 7 и 8 соединены с первым и вторым входом сумматора 11 через вычислители модуля 9 и 10 соответственно, а выход сумматора 11 является выходом блока пересечения.

Введение ограничителей снизу 4 и сверху 5 на нулевом уровне позволяет разделить разнополярные выходные сигналы вычитающего устройства на два канала обработки, что необходимо для реализации процедуры пересечения разделенных по каналам сигналов в первом блоке пересечения.

Введение М-1 блока пересечения с подключением в один канал каждого блока соответствующего блока задержки и последовательное включение блоков пересечения позволяет проводить попарное накопление импульсов полезного сигнала (последовательности) с полным исключением боковых лепестков АКФ на выходе, компенсацию импульсных помех любой длительности и амплитуды, а также существенное снижение вероятности прохождения шумовых помех.

Построение каждого блока пересечения в составе сумматора 7 с прямым и инверсным входами, сумматора 8 с двумя прямыми входами, блоков вычисления модуля 9 и 10 и сумматора 11 с прямым и инверсным входами и связей между введенными блоками позволяет реализовать над сигналами математическую процедуру пересечения, функционально необходимую для реализации технического результата заявляемым фильтром.

Следует подчеркнуть, что полезный сигнал, предназначенный для обработки в заявляемом фильтре, может представлять собой как регулярную (с эквидистантной расстановкой импульсов), так и нерегулярную последовательность. Представляет интерес именно нерегулярная последовательность, поскольку позволяет существенно сократить число элементов схемы обработки. Поэтому представляется необходимым обосновать синтез такой последовательности.

Сигнал целесообразно построить в виде нерегулярного импульсно-временного кода (ИВК) путем объединения в составе 2ⁿ импульсов следующих самостоятельных групп: 2¹, 2², … 2ⁱ(i<n) при произвольном, но не одинаковом выборе интервалов между группами. Структура такого сигнала представлена на фиг.3.

Здесь N=2ⁿ - общее число импульсов в последовательности;

n=1, 2, … кратность кода (число самостоятельных групп в пакете);

Δ_i - неповторяющиеся интервалы между группами, , Δ_i≠Δ_j, для упрощения можно принять Δ_i<Δ_j при i<j,

τ_зi - длительность задержки в i-м блоке задержки;

T_i - общая длительность i-й самостоятельной группы последовательности на временном отрезке;

τ_и - длительность импульса.

Для организации попарной свертки сигнал, таким образом, синтезируется в виде чередующихся пар импульсов, составляющих группы. Эти группы оказываются «вложенными» друг в друга. В качестве исходной пары выбирается пара импульсов с минимальным интервалом, затем из двух пар образуется четырехимпульсная группа, затем восьмиимпульсная и т.д. Нерегулярность организуется за счет интервалов между группами. Такой принцип синтеза позволяет: во-первых, упростить процедуру построения, во-вторых, обеспечивает достаточно плотную «упаковку» импульсами заданного временного интервала, поскольку здесь по сравнению, например, с оптимальным кодом [Свердлик М.Б. Оптимальны дискретные сигналы. М.: Сов. Радио, 1975, - 200 с.] не накладывается ограничений на совпадения. Кроме того, что весьма важно, минимизируется количество блоков пересечения, которые необходимо использовать в заявляемом фильтре, поскольку это количество d определяется кратностью кода из соотношения:

Связь между общим числом импульсов в последовательности N и числом блоков задержки М в фильтре определяется соотношением:

Из анализа фиг.3 следует, что для рассматриваемой структуры сигнала его общая длительность определяется соотношением:

тогда длительность задержки в k-м блоке задержки будет

где .

Для определения конкретных значений параметров последовательности можно принять Δ_i=i·m·τ_и, где в качестве m может быть любое рациональное целое или дробное число больше 1, не превышающее n и определяемое возможностями физической реализации соответствующих устройств.

Тогда (3) и (4) преобразуется к виду

Используя (5) и (6), можно оценить плотность временной, следовательно, и энергетической «упаковки» интервала T_n последовательности в виде

Приведенные соотношения (1)-(7) позволяют произвести конкретный выбор параметров сигнала и элементов схемы фильтра.

В случае использования регулярной последовательности число блоков пересечения определяется соотношением

а число блоков задержки

Сравнение (1) с (8) и (2) с (9) делают очевидным вывод о предпочтительности применения рассмотренного способа построения ИВК при выборе структуры сигнала, если нет иных ограничений.

Для пояснения принципа работы фильтра используется далее ИВК с параметрами n=2, N=4, т.е. 4-импульсная в составе двух пар нерегулярная последовательность. В этом случае в соответствии с (1) и (2) М=4, d=3.

Принцип действия предлагаемого фильтра заключается в следующем.

Пусть на входе заявляемого фильтра не фоне шума n(t) с нормальным (до детектора) распределением действуют (фиг.4а): полезный сигнал U_c(t) - 12, представляющий собой нерегулярную четырехимпульсную последовательность прямоугольных видеоимпульсов с длительностью импульсов τ_и и интервалами Δ₁=3τ_и, Δ₂=5τ_и единичной амплитуды; импульс «короткой» помехи U_k(t) - 13 длительностью τ_к≤τ_и, импульс «длинной» помехи (τ_д>>τ_и, τ_д≈T_п) U_д(t) - 14 и помехи типа «шумовая вспышка» U_ш(t) - 15. Амплитуды помеховых сигналов превышают амплитуду полезного.

Входная смесь может быть представлена в виде

На фиг.4-7, иллюстрирующих процесс обработки сигналов, горизонтальные оси являются осями времени (в условных единицах), а вертикальные оси - осями напряжения (в условных единицах).

Предполагается, что входная смесь поступает с выхода амплитудного детектора, как это часто имеет место в трактах радиосистем.

Интегратор 1 производит текущее интегрирование входной смеси с постоянной времени интегрирования, равной длительности импульса τ_и.

Сигналы с выхода интегратора показаны на фиг.4б. Эти сигналы поступают на первый вход вычитающего устройства 3 непосредственно, а на второй вход через блок задержки 2.1. На выходе вычитающего устройства 3 имеет место разностный сигнал (фиг.4в) U₃(t)=U₁(t)-U₁(t-t_з), где t_з - длительность задержки в блоке задержки 2.1, определяемая длительностью импульса на выходе интегратора.

Далее сигналы одновременно поступают на входы ограничителей на нулевом уровне снизу 4 и сверху 5, которые производят их разделение по полярности.

Ограничитель снизу 4 пропускает только положительные сигналы, которые перед поступлением на первый и второй входы первого блока пересечения 6.1 задерживаются в блоке задержки 2.2 на время t_з: . Здесь знак «+» обозначает положительное напряжение (фиг.4г). Ограничитель сверху 5 пропускает сигналы отрицательной полярности, которые поступают на третий и четвертый входы первого блока пересечения 6.1 (фиг.4д): . Блок задержки 2.2 обеспечивает совпадение во времени полезных сигналов на входах первого блока пересечения (фиг.4г, д), что является обязательным условием их дальнейшего прохождения. Следует обратить внимание на значительное подавление «длинной» помехи в вычитающем устройстве.

В результате на выходе сумматоров 7 и 8 первого блока пересечения 6.1 получаем:

U₇(t)=U_вх1,2(t)-U_вх3,4(t)

U₈(t)=U_вх1,2(t)+U_вх3,4(t)

Напряжение U₇(t), пройдя через вычислитель модуля 9, поступает на первый прямой вход сумматора 11 (фиг.4е), а напряжение U₈(t) через вычислитель модуля 10 поступает на второй инверсный вход сумматора 11 (фиг.4ж).

При этом в напряжении U₈(t) составляющие полезного сигнала исключаются в силу их полного совпадения (фиг.4ж). Это же относится к «короткой» помехе. Наоборот, в сигнале U₇(t) (из-за инверсии отрицательного напряжения по второму входу) составляющие полезного сигнала удваиваются (фиг.4е).

Вычислители модуля обеспечивают симметрию плеч блока пересечения, устанавливая одинаковую полярность суммарного и разностного напряжений.

На выходе сумматора 11 будет иметь место разностное напряжение (фиг.4з):

U₁₁(t)=U₉(t)-U₁₀(t).

При этом полезный сигнал полностью проходит, так же как и «короткая» помеха, компенсируется полностью «длинная» помеха и существенно ослабляется «шумовая вспышка» (фиг.4з). Имеет место также уменьшение дисперсии шума. На фиг.4з сигнал приведен с коэффициентом 0.5 для сопоставления с выходом интегратора (фиг.4б). Такой результат является следствием реализации процедуры пересечения [Гордиенко В.И., Дубровский С.Е., Рюмшин Р.И., Фенев Д.В. Универсальный многофункциональный структурный элемент систем обработки информации. /Радиоэлектроника/. Изв. ВУЗов №3, 1998, с.13-17], которую осуществляет блок пересечения.

Действительно, выходное напряжение сумматора 11 может быть представлено в виде:

либо

Записи (11) и (12) эквивалентны, но физический смысл процедуры выясняется из анализа соотношения (12). Из (12) следует, что процедура пересечения обеспечивает выбор удвоенного меньшего по модулю из двух сопоставляемых значений (сигналов, одновременно присутствующих на входах блока пересечения) со знаком, равным произведению знаков этих значений. В данном случае на входах блока пересечения действуют сигналы U₄(t-t_з) (фиг.4г) и U₅(t) (фиг.4д). При равенстве нулю хотя бы одного из входных напряжений результат пересечения U₁₁(t) также будет равен нулю. Этим объясняется полная компенсация длинной помехи и частичная компенсация «шума» и «шумовой вспышки». Полезный сигнал сохраняется, удваиваясь по амплитуде в соответствии с (12).

Далее сигнал U₁₁(t) (с выхода блока пересечения 6.1) поступает на первый и второй входы блока пересечения 6.2 непосредственно, а на третий и четвертый входы через блок задержки 2.3. Задержка в этом блоке соответствует интервалу между импульсами в паре τ_з1 (фиг.3).

В блоке пересечения 6.2 реализуется рассмотренная процедура в соответствии с (11) или (12) над сигналами U₁₁(t) и U₁₁(t-τ_з1):

U_6.2(t)=|U₁₁(t)+U₁₁(t-τ_з1)|-|U₁₁(t)-U₁₁(t-τ_з1)|

В результате обеспечивается свертка каждой пары с интервалом τ_з1 в последовательности с удвоением амплитуды, поскольку полезные сигналы на входах блока пересечения полностью совпадают, и происходит дальнейшая компенсация шумов и помех.

Выходной сигнал второго блока пересечения U_6.2(t) показан на фиг.4и. Как видно из фиг.4и, полезный сигнал представляет собой пару импульсов удвоенной амплитуды, импульсные помехи полностью скомпенсированы, существенно ослаблены также шумы и помеха типа «шумовая вспышка».

Аналогичным образом производится обработка в следующем блоке пересечения, входным сигналом для которого является сигнал предыдущего блока пересечения. Разница лишь в задержке, которая реализуется в соответствующем блоке задержки и которая устанавливается равной соответствующему временному интервалу входной последовательности τ_зi. При этом над входным сигналом реализуется процедура (12), обеспечивая свертку и накопление (удвоение) очередной пары импульсов, и дальнейшее уменьшение дисперсии шума и подавление остатков помех.

Поскольку в качестве примера рассматривается четырехимпульсная последовательность, завершается обработка в третьем блоке пересечения 6.М-1 (М=4). На первый и второй его входы поступает выходной сигнал второго блока пересечения U_6.2(t) непосредственно, а на третий и четвертый входы через блок задержки 2.М. Задержка в этом блоке соответствует интервалу между парами τ_з2 (фиг.3).

Выходной сигнал третьего блока пересечения (выход фильтра) имеет вид:

U_вых(t)=|U_6.2(t)+U_6.2(t-τ_з2)|-|U_6.2(t)-U_6.2(t-τ_з2)|

и представлен на фиг.4к. Как видно из фиг.4к, результирующая АКФ полезного сигнала имеет единственный пик - в идеале учетверенный входной (после интегратора) импульс. Помехи оказываются полностью скомпенсированными, а шум существенно подавлен.

Для сравнения на фиг.4л показан выходной сигнал прототипа, полученный путем моделирования его работы при тех же условиях, что и для заявляемого фильтра. АКФ полезного сигнала - 12 на выходе прототипа имеет многолепестковый характер (при одинаковых амплитудах основных лепестков с заявляемым фильтром), короткоимпульсная помеха - 13 размножилась и имеет вид импульсной характеристики, длинноимпульсная помеха - 14 и помеха типа «шумовая вспышка» - 15 соответствующим образом накопились, соизмеримы и даже превышают полезный сигнал.

На фиг.5 для сравнения более крупным планом показаны:

а) - входная смесь в виде четырехимпульсной последовательности полезного сигнала - 16, короткоимпульсная помеха - 17, длинноимпульсная помеха - 18 и помеха типа «шумовая вспышка» - 19, действующие на фоне шума;

б) - нормированный выходной сигнал заявляемого фильтра, представляющий собой свернутый полезный сигнал - 16, помехи скомпенсированы, шумы практически тоже;

в) - нормированный выходной сигнал прототипа (нормирован к максимальному пику полезного) в виде многолепестковой АКФ полезного сигнала - 16, размноженной короткоимпульсной помехой - 17, соответствующим образом накопленных длинноимпульсной помехи - 18 и «шумовой вспышки» - 19.

Качественная характеристика воздействия помех с различными распределениями представлена на фиг.6 и фиг.7.

Здесь на фиг.6 показаны:

а) входная реализация шума с нормальным распределением и единичной дисперсией;

б) выходная реализация шума для заявляемого фильтра (структурная схема соответствует рассмотренному ранее сигналу в виде 4-импульсной нерегулярной последовательности);

в) выходная реализация шума для прототипа.

На фиг.7 изображены:

а) - входная реализация шума с пуассоновским распределением и единичным значением параметра распределения;

б) и в) - выходные реализации шума для заявляемого фильтра и прототипа соответственно.

Как видно из чертежей заявляемый фильтр обеспечивает по сравнению с прототипом существенно более эффективное подавление импульсных и шумовых помех с различным распределением.

Подавление длинных импульсных помех τ_п>τ_и производится уже на выходе первого блока пересечения. Короткие помехи τ_п≤τ_и и помехи типа «шумовые вспышки» компенсируются практически на выходе третьего блока пересечения. Как показывает анализ, качество подавления импульсных помех для схемы с тремя блоками пересечения может быть оценено с помощью коэффициента подавления в виде

где: U_{nв х} и τ_{n вх} амплитуда и длительность импульса помехи на входе.

σ_{ш вх} - среднеквадратическое значение шума на входе.

Из (13) следует, что при фиксированных σ_{ш вх} и τ_и коэффициент подавления определяется только параметрами помехи, т.е. подавление обеспечивается ровно настолько, насколько это необходимо для сведения ее к уровню шума.

При увеличении количества блоков пересечения эффективность подавления всех видов помех повышается. Разумеется, при этом растут потери полезного сигнала по сравнению с линейным суммированием в согласованном фильтре.

Для количественной оценки эффективности заявляемого устройства проведено определение статистических показателей качества на основе имитационного моделирования.

Для этого на основе заявляемого устройства и прототипа построены обнаружители, а схема исследования показателей качества представлена на фиг.8. Здесь 20 - генератор сигнала, 21 - генератор шума, 22 - генератор помех, 23 - сумматор, 24 - схема прототипа, 25 - схема заявляемого устройства, 26, 27 - пороговые устройства, 28 - счетчик.

За показатели качества приняты: вероятность ложной тревоги Р_лт, вероятность правильного обнаружения P_об, вероятность ошибки Р_ош. При этом под Р_лт понимается вероятность превышения шумом заданного порога обнаружения в точке приема полезного сигнала; под P_об - вероятность превышения смесью сигнал плюс шум фиксированного порога; под Р_ош - вероятность превышения смесью помеха плюс шум этого порога.

Оценка указанных вероятностей проводилась в частотном смысле как отношение числа положительных исходов n, определяемого счетчиком 28 на выходе пороговых устройств 26-27, к общему числу опытов N: .

Зависимость вероятностей ложной тревоги от относительного порога обнаружения приведена на фиг.9 в виде

.

Здесь U_пор - значение порога, σ_ш - среднеквадратическое значение шума на входе исследуемой схемы. Кривая, обозначенная цифрой 29, характеризует заявляемый фильтр, а цифрой 30 - прототип. Из чертежа видно, что при одинаковых значениях порога уровни ложных тревог для заявляемого устройства существенно ниже, чем для прототипа. Иначе говоря, уровень шумов на выходе заявляемого фильтра значительно ниже, чем для прототипа.

На основании зависимостей Р_лт, установлены пороги для определения других показателей качества.

Оценка Р_об проведена при фиксированных для каждой схемы порогов обнаружения, обеспечивающих одинаковую вероятность ложной тревоги Р_лт=0,016 для сопоставления результатов.

Зависимости вероятностей правильного обнаружения от относительного значения сигнала на входе приведены на фиг.10 в виде при Р_лт=0,016. Здесь - отношение сигнал/шум на входе исследуемых устройств. Кривая, обозначенная цифрой 31, соответствует заявляемому фильтру, цифрой 32 - прототипу.

Ход кривых P_об свидетельствует о наличии потерь полезного сигнала в заявляемом фильтре по сравнению с прототипом (кривая 31 правее кривой 32) что, как было указано, обусловлено алгоритмом работы заявляемого фильтра (12). Однако потери эти невелики.

Зависимости вероятностей ошибки от относительного значения помех при их различных распределениях приведены на фиг.11-14 в виде

при P_лт=0,016, здесь - отношение помеха/шум на входе исследуемых устройств.

Кривые Р_ош на фиг.11 соответствуют шумовой помехе с нормальным распределением, на фиг.12 с пуассоновским, на фиг.13 с равномерным и на фиг.14 с экспоненциальным распределением. Цифрой 33 здесь обозначены кривые, полученные для заявляемого фильтра, а цифрой 34 - для прототипа.

Из анализа кривых Р_ош следует очевидный вывод о существенно лучшей помехоустойчивости в условиях шумовых помех заявляемого фильтра по сравнению с прототипом. Выигрыш этот составляет примерно от 15 дБ до 22 дБ в зависимости от вида распределения помех. Следует заметить также, что уже для порядка кода n=2 (четырехимпульсная последовательность) вероятность ошибки не зависит от отношения помеха/шум для рассматриваемых видов распределений и обнаружитель, построенный на основе заявляемого фильтра, может быть в принципе беспороговый при n≥2.

Для более полной оценки эффективности заявляемого фильтра проведен анализ его энергетических характеристик, результаты которого приведены на фиг.15, 16.

Здесь на фиг.15 показан относительный уровень мощности шума в точках схемы (нормировка ко входу). Точки горизонтальной оси 0, 1, 2, 3 относятся соответственно ко входу схемы, выходу первого, второго и третьего блоков пересечения.

На фиг.16 показан выигрыш в отношении сигнал/шум в указанных точках. Анализ показывает, что при росте потерь в энергии полезного сигнала (в среднем не более 10%, см. кривые вероятностей правильного обнаружения фиг.10), выигрыш в отношении сигнал/шум происходит в сотни и тысячи раз за счет более интенсивного подавления шума.

Сравнение показывает, что для рассматриваемого примера и фиксированного значения отношения сигнал/шум по мощности на входе, равном 25, выигрыш в этом отношении на выходе заявляемого фильтра по сравнению с прототипом составляет 47 раз.

Практически полное подавление различного рода импульсных помех в заявляемом фильтре реализуется на выходе второго блока пересечения. Помехоустойчивость в условиях различного рода шумовых помех зависит от числа блоков пересечения в схеме (значения n) и уже при n=2 (число блоков 3) обеспечиваются ее весьма высокие показатели (Р_ош≈0,01 при беспороговым обнаружении). Потери энергии полезного сигнала относительно невелики и являются вполне приемлемой платой за приобретенные свойства.

Таким образом, результаты моделирования подтверждают работоспособность, реализуемость и достижение технического результата заявляемым фильтром, который в отличие от прототипа обеспечивает исключение боковых лепестков автокорреляционной функции и повышение помехоустойчивости в условиях импульсных и шумовых помех.

Возможность практической реализации заявляемого фильтра следует из того, что схема строится на типовых известных и технологически отработанных элементах.

Блоки задержки 2.1, 2.2, … 2.М для частот до 0,3 ГГц могут быть построены на элементах с сосредоточенными параметрами [Голубков А.П., Долматов А.Д., Лукошкин А.П. и др. Проектирование радиолокационных приемных устройств. Под ред. Соколова М.А. - М.: Высш. шк., 1984, с.122, 123].

Вычитающее устройство 3 и сумматоры 7, 8, 11 могут быть выполнены по обычной схеме усилителей на два входа или с прямым и инверсным входами [Алексеенко А.Г. Применение прецезионных аналоговых интегральных микросхем. - М.: Радио и связь, 19811, с.77, рисунок 2, 3].

Ограничители снизу 4 и сверху 5 на нулевом уровне могут быть реализованы по простой схеме диодного детектора [Голубков А.П., Долматов А.Д., Лукошкин А.П. и др. Проектирование радиолокационных приемных устройств. Под ред. Соколова М.А. - М.: Высш. шк., 1984, с.140, рисунок 5, 12].

Устройства вычисления модуля 9, 10 могут быть собраны по схеме двухполупериодного выпрямителя на операционных усилителях [Бобровский В.П., Костенко В.И., Михайленко В.М. и др. Справочник по схемотехнике для радиолюбителя. Под ред. Бобровского В.П. - К.: Техника, 1989, с.211, рисунок 12.4].

Интегратор 1 может быть реализован с помощью интегрирующего усилителя по типу описанному в [Голубков А.П., Долматов А.Д., Лукошкин А.П. и др. Проектирование радиолокационных приемных устройств. Под ред. Соколова М.А. - М.: Высш. шк., 1984, с.130, рисунок 5.5].

Анализ известных технических решений в области принципов и устройств обработки импульсных последовательностей показывает, что заявленное изобретение благодаря существенным признакам, определившим путь достижения технического результата, не следует для специалиста явным образом из известного уровня техники и соответствует требованию «изобретательского уровня».

Заявителем не обнаружен аналог, характеризующийся признаками, идентичными всем существенным признакам заявляемого изобретения. Определение прототипа как наиболее близкого по совокупности признаков аналога позволило выявить в заявляемом объекте существенные по отношению к техническому результату отличительные признаки, что позволяет считать заявленное изобретение удовлетворяющим критерию «изобретательская новизна».

Фильтр последовательности видеоимпульсов, содержащий интегратор, вход которого является входом фильтра, вычитающее устройство и М блоков задержки, при этом выход интегратора подключен к первому входу вычитающего устройства непосредственно, а ко второму входу через первый блок задержки, отличающийся тем, что введены ограничитель снизу на нулевом уровне и ограничитель сверху на нулевом уровне, соединенные входами с выходом вычитающего устройства, и М-1 блоков пересечения, первый из которых связан первым и вторым входами через второй блок задержки с выходом ограничителя снизу на нулевом уровне, третьим и четвертым входами с выходом ограничителя сверху на нулевом уровне, а все последующие соединены каждый первым и вторым входами с выходом предыдущего блока пересечения непосредственно, а третьим и четвертым входами через соответствующий из М-2 блоков задержки, при этом каждый блок пересечения содержит первый сумматор с первым прямым и вторым инверсными входами, второй сумматор с первым и вторым прямыми входами и третий сумматор с первым прямым и вторым инверсным входами, первый и второй вычислитель модуля, при этом первые входы первого и второго сумматора являются соответственно первым и вторым входами блока пересечения, вторые входы первого и второго сумматора являются соответственно третьим и четвертым входами блока пересечения, выходы первого и второго сумматора соединены с первым и вторым входом третьего сумматора через первый и второй вычислители модуля соответственно, а выход третьего сумматора является выходом блока пересечения, а выход М-1 блока пересечения является выходом фильтра.