Автокорреляционное устройство вскрытия спектрально-временной структуры сигналов цифровых систем связи

Изобретение относится к радиоизмерительной технике и может быть использовано в цифровых системах связи и радиомониторинга, в частности устройствах синхронизации и приема фазоманипулированных сигналов. Достигаемый технический результат - повышение достоверности при вскрытии спектрального спектра фазоманипулированных сигналов(ФМС) и повышение помехоустойчивости при оценивании временных параметров ФМС. Устройство содержит два автокоррелятора с квадратурной обработкой, каждый из которых включает в себя два перемножителя, фазовращатель, линию задержки, два коммутируемых интегратора, два квадратора, сумматор и устройство извлечения квадратного корня, а также два пороговых устройства, два счетчика, решающее устройство, управитель, который на основе внешних целеуказаний формирует команды, генератор тактовых импульсов. 1 ил.

 

Изобретение относится к радиоизмерительной технике и радиомониторингу и может быть использовано в цифровых системах связи и радиомониторинге, в частности в устройствах синхронизации и приема фазоманипулированных сигналов (ФМС).

Широкое распространение в цифровых системах связи получил многостанционный доступ с временным разделением каналов (МДВР). Обычно цифровые системы связи с МДВР используют для передачи в одном направлении группы каналов на основе использования группового цифрового сигнала, разбиваемого на пакеты и кадры. Каждый пакет или кадр содержит преамбулу, необходимую для синхронизации, и информативную часть. При формировании преамбулы, как правило, используются процессы с дискретным спектром, а при формировании информативной части используются ФМС с псевдослучайной манипулирующей функцией, имеющие сплошной спектр.

При радиомониторинге ФМС с неизвестной формой для вскрытия спектрально-временной структуры используются спектральные и корреляционные методы. При приеме высокоскоростных ФМС автокорреляционные методы обеспечивают по сравнению со спектральными методами более высокую точность оценки временной структуры при меньшей аппаратурной сложности и заслуживают особого внимания.

В современных системах с МДВР применяют два способа организации цифрового потока:

1) при фиксированной длительности кадров используют пакеты переменной длительности;

2) при фиксированной длительности пакетов изменяют период повторения пакетов в кадре.

Известен автокорреляционный измеритель параметров случайного ФМС [1], содержащий последовательно соединенные перемножитель, ко входу которого подключены выход линии задержки, полосовой фильтр и фильтр нижних частот (интегратор), при этом выход генератора скорости перестройки линии задержки подключен соответственно к первому входу линии задержки, соединенному со вторым выходом перемножиеля, первым входом измерителей частоты, ко вторым входам которых подключен соответствующий выход полосового фильтра через нелинейный элемент и первый и второй фильтры нижних частот.

Признаками данного аналога, совпадающими с существенными признаками заявляемого устройства, являются автокоррелятор, включающий линию задержки, перемножитель, фильтр нижних частот. К причинам, препятствующим достижению технического результата, следует отнести отсутствие возможности вскрытия спектрально-временной структуры ФМС в системах связи с МДВР.

Известен также автокорреляционный измеритель параметров псевдослучайного ФМС [2], содержащий два перемножителя, линию задержки, фильтр нижних частот, вентиль, счетчик импульсов, измеритель базы, генератор скорости перестройки линии задержки, полосовой фильтр, нелинейный элемент, фильтры нижних частот, измерители частоты и длительности посылок, блок регистрации.

Признаками данного аналога, совпадающего с существенными признаками заявляемого устройства, являются автокоррелятор, включающий линию задержки, перемножитель, фильтр нижних частот.

К причинам, препятствующим достижению технического результата, следует отнести низкую достоверность вскрытия спектрально-временной структуры ФМС в системах связи с МДВР.

Из известных изобретений, пригодных для вскрытия спектрально- временной структуры ФМС, наиболее близкой по технической сущности является способ автокорреляционного приема шумоподобного сигнала [3], реализуемый автокоррелятором с квадратурной обработкой, содержащим два перемножителя, линию задержки, два фазовращателя, два интегратора, два квадратора, сумматор, устройство извлечения квадратного корня, амплитудный ограничитель и триггер, при этом вход устройства соединен со входами первого перемножителя, линии задержки и первого фазовращателя, выход первого фазовращателя соединен с первым входом второго перемножителя, выход линии задержки соединен со вторым входом первого перемножителя и через второй фазовращатель со вторым входом второго перемножителя, выходы первого и второго перемножителей через последовательно включенные интегратор и квадратор соединены с первым и вторым входом сумматора, а выход сумматора через последовательно включенные блок извлечения корня квадратного и амплитудный ограничитель подключен ко входу триггера.

Признаками прототипа, совпадающего с существенными признаками заявляемого устройства, являются два перемножителя, линия задержки, фазовращатель, два интегратора, сумматор, устройство извлечения квадратного корня.

К недостаткам прототипа следует отнести: 1) отсутствие возможности вскрытия спектрального состава ФМС; 2) низкая помехоустойчивость при оценивании временных параметров фрагментов ФМС.

Задачи, на решение которых направлено заявляемое устройство:

1) повышение достоверности при вскрытии спектрального состава ФМС;

2) повышение помехоустойчивости при оценивании временных параметров ФМС.

Технический результат достигается тем, что в известное устройство введены:

а) второй канал автокоррелятора с квадратурной обработкой (АКО), обеспечивающий высокий уровень достоверности вскрытия спектрального состава ФМС за счет одновременной обработки двух ординат корреляционных функций фрагментов ФМС;

б) управитель, обеспечивающий повышение помехоустойчивости автокорреляционного устройства за счет подстройки параметров автокорреляторов с квадратурной обработкой и перехода от аналогового к дискретному интегрированию;

в) генератор тактовых импульсов, два пороговых устройства, два счетчика и решающее устройство, обеспечивающие принятие гипотез о спектральном составе фрагментов ФМС и формирование оценок временных параметров пакетов и кадров ФМС.

Для достижения технического результата в устройство, включающее в себя перемножители (1, 2), фазовращатель (3), линию задержки (4), коммутируемые интеграторы (5, 6), квадраторы (7, 8), сумматор (9), устройство извлечения квадратного корня (26), вход автокорреляциого устройства соединен со входами фазовращателя (3) и линии задержки (4), а также с первым входом перемножителя (2), выход фазовращателя (3) соединен с первым входом перемножителя (1), выход линии задержки (4) соединен со вторыми входами перемножителей (1, 2), выход перемножителя (1) соединен через последовательно включенные коммутируемый интегратор (5) и квадратор (7) с первым входом сумматора (9), выход перемножителя (2) соединен через последовательно включенные коммутируемый интегратор (6), квададратор (8) со вторым входом сумматора (9), выход которого соединен со входом устройства извлечения квадратного корня (26), дополнительно введены: второй автокоррелятор с квадратурной обработкой (29), включающий в себя перемножители (12, 13), фазовращатель (15), линию задержки (14), коммутируемые интеграторы (16, 17), квадраторы (18, 19), сумматор (20), устройство извлечения квадратного корня (27), а также пороговые устройства (10, 21), счетчики (11, 22), управитель (23), генератор тактовых импульсов (24), решающее устройство (25).

На чертеже приведена структурная схема автокорреляционного устройства (АУ), где 1, 2, 12, 13 - перемножители (П1, П2, П3, П4); 3, 15 - фазовращатели (Фв1, Фв2); 4, 14 - линии задержки (ЛЗ1, ЛЗ2); 5, 6, 16, 17 - коммутируемые интеграторы (И1, И2, И3, И4); 7, 8, 18, 19 - квадраторы (Кв1, Кв2, Кв3, Кв4); 9, 20 - сумматоры (C1, С2); 10, 21 - пороговые устройства (ПУ1, ПУ2); 11, 22 - счетчики (CЧ1, СЧ2); 23 - управитель (Упр); 24 - генератор тактовых импульсов (ГТИ); 25 - решающее устройство (РУ); 26, 27 - устройство извлечения квадратного корня (УИК1), УИК2); 28, 29 - автокорреляторы с квадратурной обработкой (AKO1, АКО2).

Возможность достижения поставленной задачи изобретения подтверждается приведенным ниже анализом работы АУ.

Для обеспечения высокой помехоустойчивости радиомониторинг (РМ) фазоманипулированных сигналов (ФМС) в системах связи с МДВР осуществляется в несколько этапов.

На первом этапе осуществляется обнаружение и предварительное оценивание средней частоты ФМС и ширина спектра ФМС . Поскольку для ФМС имеем Δfs=2/Tэ, где Tэ - длительность элемента манипулирующей последовательности, то на первом этапе также оценивается .

Второй этап предназначен для вскрытия спектрально-временной структуры пакетов ФМС, что позволяет затем перейти к третьему этапу РМ, посвященному перехвату выбранных каналов передачи информации систем связи с МДВР.

В данном изобретении в рамках второго этапа РМ рассмотрим принципы построения АУ.

На вход АУ поступает аддитивная смесь

y(t)=S(t)+n(t) при t0≤t≤t0+Tc;

S(t)=UmsП(t)cos[2πfst+φs],

где S(t) - ФМС; Ums, fs, φs - амплитуда, частота и фаза ФМС; П(t) - манипулирующая функция; n(t) - гауссовая стационарная помеха; t0, Тc - начало и длительность сеанса РМ.

ФМС в системах с МДВР состоят из пакетов и кадров, в которых используются как детерминированные, так и стохастические манипулирующие функции.

Для случая, когда в П(t) используется детерминированная последовательность элементов с коэффициентами αk одного и того же знака, энергетический спектр G(f) соответствует фрагменту в виде гармонического колебания (Г):

при t1≤t≤t1+Tг,

где t1, Tг - момент начала и длительность фрагмента гармонического колебания.

Автокорреляционная функция фрагмента ФМС R1(τ), соответствующая гармоническому колебанию, имеет вид:

, при τ∈[0,Tгк];

; ωs=2πfs,

где r1(τ) - нормированная огибающая автокорреляционной функции R1(τ).

Для случая, когда в П(t) используется детерминированная последовательность элементов по закону меандра, энергетический спектр двухпозиционного ФМС с манипуляцией [0, π] имеет вид:

при t2≤t≤t2+Tм,

где - круговая частота манипуляции, t2, Tм - момент начала и длительность элемента ФМС с манипуляцией по закону меандра (М).

Автокорреляционная функция фрагмента ФМС с манипулирующей функцией по закону меандра R2(τ) имеет вид:

при (i-1)Тэ≤τ≤iTэ; ,

.

Для случаев, когда манипулирующая последовательность П(t) представляет собой псевдослучайную последовательность элементов (ПСП), энергетический спектр и автокорреляционная функция ФМС при равновероятных скачках фазы Δφ∈[0,π] имеют вид:

;

при t3≤t<t3+Tи; ,

где t3, Tи - момент начала и длительность фрагмента ФМС с манипуляцией ПСП (И).

В общем случае в системах с МДВР ФМС имеют в своем составе все вышеперечисленные фрагменты.

Поскольку при проведении РМ, как правило, осуществляется обработка ФМС с неизвестной формой, то наличие в составе ФМС фрагментов различных типов приводит к нестационарному характеру энергетического спектра, параметры которого зависят от априорно неизвестных состава, длительности и закона формирования манипулирующей функции.

Для вскрытия спектрально-временной структуры таких ФМС, так же как и локально-стационарных случайных процессов, в условиях большой априорной неопределенности о временных параметрах наиболее простая аппаратурная реализация обеспечивается при использовании адаптивного многоканального корреляционного анализа.

Анализ законов изменения нормированных огибающих автокорреляционных функций вышерассмотренных фрагментов ФМС показывает, что для их аппроксимации достаточно иметь информацию о двух ординатах огибающей коэффициента автокорреляции rs(τ). Для классификации таких фрагментов ФМС, как Г, М и И, достаточно использовать набор ординат:

поскольку при этом для Г имеем , , для М имеем , , для И имеем Кроме того, имеется возможность классификации защитного промежутка (3), так как при отсутствии ФМС имеем , .

Типовая структура пакета ФМС приведена на рис.1, Пр - преамбула; Г - гармонический фрагмент; М - меандровый фрагмент; И - информационная часть; З - защитный промежуток; П - пакет; К - кадр; t1, t2, t3, t4 - моменты начала Г и Пр, М, И, З; t5, t6 - моменты окончания пакета (П) и кадра (К); ΔТ - интервал временной неопределенности.

Из структуры пакета следует, что

ΔT=t1-t0<Tб, Tг=t2-t1=nгTэ; Тм=t3-t2=nмTэ;

Ти=t4-t3=nиTэ; Tпр=Tг+Tм; Tз=t5-t4=nзТэ,

Тп=t5-t1=Tг+Tм+Tм+Tи+Tз; Tк=t6-t1=nкTп;

nп=nг+nм+nи+nз,

где Tг, Tм - длительность гармонического и меандрового фрагментов; Tпр - длительность преамбулы; Tи - длительность информационной части пакета; Tз - длительность защитного промежутка; Tп, Tк - длительности пакета и кадра; nг, nм, nи, nз, nп, nк - количество элементов в Г, М, И, 3, П, К.

Для вскрытия спектрально-временной структуры ФМС необходимо осуществить классификацию компонентов Г, М, И, 3, П, а также оценивать временные параметры t1, Тг, Tм, Tи, Тп, Тк.

С учетом вышеизложенного при построении АУ можно ограничиться двумя каналами автокорреляторов с квадратурной обработкой (АКО), в одном из которых временной сдвиг, вносимый ЛЗ1, равен τ1=1/2 Тэ, а в другом временной сдвиг, вносимый ЛЗ2, равен τ2э.

Для уменьшения погрешности оценивания временных параметров фрагментов ФМС в АУ предлагается перейти от усреднения по времени к усреднению по множеству за счет использования вместо аналогового усреднения дискретного усреднения за счет использования коммутируемых интеграторов (КИ) с импульсной реакцией при t0+(j-1)T≤tj≤t0+jT; j∈[1, Nc]; T≥3Tэ, где Т - постоянная времени КИ; Nc - количество циклов интегрирования, соответствующих длительности сеанса РМ.

При воздействии на вход AKO1 и AKO2 аддитивной смеси y2(1) на выходе коммутируемых интеграторов (5, 6) и (16, 17) имеем квадратурные составляющие

;

;

где Us1(t), Us2(t) - косинусная и синусная составляющие компонентов, обусловленных взаимодействием типа «сигнал-сигнал»; Usn1(t), Usn2(t) - косинусная и синусная составляющие компонентов, обусловленных взаимодействием типа «сигнал-помеха»; Un1(t), Un2(t) - косинусная и синусная составляющие компонентов, обусловленных взаимодействием типа «помеха-помеха».

При использовании КИ компоненты «сигнал-сигнал» имеют следующий вид:

,

где Kп - коэффициент передачи с размерностью 1/В.

Для обеспечения инвариантности амплитуды выходного эффекта от частоты ФМС

fs в АКО используется квадратурная обработка, и при этом на выходе устройства извлечения квадратного корня (УИК) получаем:

при t0+(j-1)T≤t≤t0+jT.

Наибольшая помехоустойчивость АУ обеспечивается при подаче на вход порогового устройства (ПУ) наряду с напряжением Us(t), стробирующего напряжения

где

где Uс - амплитуда; rect[x] - временное окно; τc - длительность строба.

На том интервале времени, когда выполняется условие Us(t)>Uпop, где Uпор - пороговое напряжение, на выходе ПУ получаем последовательность импульсов с нормированной амплитудой

при tн+(i-1)T≤t≤tн+(i-1)T+τc;

i∈[1, Nф]; Nфф/Т;

где tн, Тф - начало и длительность обнаруженного фрагмента ФМС; Nф - количество импульсов на выходе ПУ.

После подсчета количества импульсов в счетчике (Сч) в решающем устройстве (РУ) обеспечивается оценивание временных параметров фрагмента ФМС: , .

Для обеспечения синхронизации при функционировании КИ, ПУ и РУ используется генератор тактовых импульсов (ГТИ), момент начала работы которого t0 и период повторения импульсов Т устанавливают по командам, поступающим от Упр. Кроме того, Упр обеспечивает подстройку ЛЗ1 до τ1=l/2 Тэ и ЛЗ2 до τ2э.

На выходе каждого канала АУ для различных фрагментов ФМС имеем:

- при приеме фрагмента с ГК

,

j∈[1, nг]; ;

- при приеме фрагмента с ФМ-М

,

j∈[1, nм]; ;

- при приеме фрагмента с ФМ-ПСП

,

j∈[1, nи]; ;

где Us1k(t), Us2k(t) - напряжения на выходе AKO1 и АКО2, обусловленные взаимодействием типа «сигнал-сигнал».

В защитном промежутке в связи с отсутствием сигнала имеем

,

j∈[1, nз]; .

С учетом действия помехи n(t) для вскрытия спектрально-временной структуры пакета используются алгоритмы обнаружения «n» из «n», характеризуется следующими соотношениями:

при

при

при

при

где Нг, Нм, Ни, Из - гипотезы о наличии фрагментов Г, М, И, З; Uyk1(T), Uy2k(T) - выходной эффект в AKO1 и АКO2 с учетом помехи n(t); , , , - оценки моментов начала фрагментов Г, М, И, З; , , , - оценки длительности фрагментов Г, М, И, З; , , , - оценки количества импульсов при обнаружении фрагментов Г, М, И, З.

На основе информации о структуре пакета определяются момент начала и длительность пакета .

При необходимости вскрытия структуры и параметров кадров накапливается информация о наборе пакетов и затем принимается решение по аналогичным алгоритмам.

Достоверность вскрытия спектрально-временной структуры фрагментов и пакета ФМС при использовании алгоритмов обнаружения типа «n» из «n» характеризуется следующими соотношениями:

Рп=1-(Рош1ош2);

Рош1ошглтмошилтз;

Рош2ошгошмлтилтз;

Рошг=1-Рог; Рошм=1-Ром; Роши=1-Рои;

; βг=1-Dг;

; βм=1-Dм;

; βи=1-Dи;

Рлтз=nзα; Рлтм=nмα; Рлти=nиα,

где Рош1, Рош2 - вероятность ошибочного вскрытия спектрального состава пакета ФМС в AKO1 и АКО2; Рп - вероятность правильного вскрытия спектрального состава пакета ФМС в АУ; Рошг, Рошм, Роши - вероятность ошибочных решений при обнаружении фрагментов ФМС: Г, М, И; Рог, Ром, Рои, - вероятности правильного обнаружения фрагментов Г, М, И; Dг, βг - вероятности правильного обнаружения и пропуска отрезков фрагмента Г ФМС за время Т одного цикла интегрирования; Dм,

βм - вероятности правильного обнаружения и пропуска отрезков фрагмента М ФМС за время Т одного цикла интегрирования; Dи, βи - вероятности правильного обнаружения и пропуска отрезков фрагмента И ФМС за время Т одного цикла интегрирования; α - вероятность ложных тревог за время Т одного цикла интегрирования; Рлтм, Рлти, Рлтз - вероятность ложных тревог за время длительности фрагментов ФМС: М, И, З.

При использовании многоциклового дискретного интегрирования в АУ среднеквадратичные погрешности оценивания моментов начала фрагментов ФМС σti и длительности фрагментов ФМС σTj определяются следующими соотношениями:

при i∈[1, 5]; при j∈[1, 5].

Величина постоянной времени Т КИ выбирается на основе компромисса между параметрами достоверности вскрытия спектрального состава пакета ФМС и величиной погрешности оценивания временных параметров фрагментов пакета ФМС.

При Δfn Tэ≤10, то есть когда, учитывая, что Δfn=2/Tэ, имеем Т≤5Тэ, распределение эффекта на выходе УИК соответствует закону Релея-Райса, и тогда характеристики помехоустойчивости АКО могут быть рассчитаны следующим образом:

; ; j∈[1, 3];

;

j=1≡Г; j=2≡M; j=3≡И;

; ; ,

где Dj - вероятность правильного обнаружения элементов j-го фрагмента ФМС за время Т; Q(gj, gп) - функция Маркума; I0(…) - функция Бесселя нулевого порядка; gj - отношение сигнал/помеха по напряжению на выходе УИК при приеме j-го фрагмента ФМС на одном цикле интегрирования; gп - нормированный порог; g2вх - входное отношение сигнал/помеха по мощности; Ps - мощность ФМС на входе АУ; σ2n - дисперсия помехи n(t) на входе АУ; Δfn - шумовая полоса на входе АУ; rsj(τ) - огибающая коэффициента автокорреляции ФМС при приеме j-го фрагмента; Nn - спектральная плотность помехи n(t) на входе АУ.

Учитывая, что в AKO1 τ1=1/2 Тэ, то при этом rs11)→1; rs21)→0; rs31)→0,5; а в АКО2 τ2э и при этом rs12)→1; rs22)→1; rs32)→0.

Для иллюстрации полученных соотношений определим характеристики достоверности вскрытия спектрального состава и временных параметров фрагментов пакетов ФМС при следующих исходных данных: Тэ=2·10-6 с; Тг=3-10-5 с; Т=10-5 с; Тм=3-10-5 с; Ти=10-4 с; Тз=2·10-5 с; Тп=1,8·10-4 с.

При gп=4,2 имеем α=10-4 и Рлти=10-2, Рлтм=3·10-3, Рлтз=2·10-3.

Для обеспечения Рп≥0,9 наиболее высокие требования по помехоустойчивости предъявляются к этапу вскрытия структуры пакета ФМС, соответствующего обработке фрагмента И, поскольку rs31)=1/2rs11), то есть энергетические потери равны 6дБ, и кроме того, количество элементов ФМС nи>>nг и составляет nи=102.

Для обеспечения Роши=8·10-2 необходимо, чтобы βи=8·10-4. При этом в AKO1 при τ1=1/2 Тэ требуется, чтобы gз=gи=8,5; а .

Тогда, поскольку для тех же данных g=17, g=17 и g=17, получаем βгм=10-4, а Рошг=3·10-7; Рошм=3·10-7.

Таким образом, для обеспечения Рп>0,9 необходимо иметь gвx≥4. Среднеквадратические погрешности оценивания моментов начала фрагментов пакета ФМС σti и длительность фрагментов пакета ФМС σТi составляют

σti=2,9 Тэ=5,8·10-6 с; σTi=5,8 Тэ=11,6·10-6 с,

то есть погрешности σti и σТi значительно меньше Тпр.

В заключение приведем сравнение достоверности вскрытия структуры пакета ФМС при использовании предлагаемого АУ и автокоррелятора, реализованного на основе прототипа [3]. Поскольку в прототипе индикация моментов скачков фазы ФМС осуществляется на основе фиксации коротких импульсов с длительностью τиэ1≤0,5 Тэ, то для их фиксации необходимо, чтобы постоянная интегрирования прототипа Т0 выбиралась из условия Т0≤Ти.

При этом прототип уступает АУ в помехоустойчивости пропорционально , то есть энергетический выигрыш АУ составляет 10 дБ.

В том случае, когда в прототипе, как и в АУ, gвx=4, за счет существенного возрастания Рош и Рлт вскрытие структуры ФМС становится недостоверным, а фиксация моментов скачков фазы затруднена из-за большого количества дополнительных импульсов, соответствующих ложным тревогам.

Таким образом, предлагаемое устройство обеспечивает оперативное вскрытие спектрально-временной структуры ФМС с МДВР с высокой достоверностью и малой погрешностью оценивания временных параметров фрагментов ФМС.

Реализация устройства не вызывает затруднений. Все его функциональные узлы являются типовыми и могут быть выполнены на современной элементной базе.

Источники информации

1. Авторское свидетельство СССР №560343. 1976. Дикарев В.И., Романенко В.А. Автокорреляционный измеритель параметров псевдослучайного фазоманипулированного сигнала.

2. Авторское свидетельство СССР №921104. 1982. Дикарев В.И., Романенко В.А. Автокорреляционный измеритель параметров псевдослучайного фазоманипулированного сигнала.

3. Патент РФ №2309550. 2007 г. Ипатов А.В., Дикарев В.И. Способ автокорреляционного приема шумоподобного сигнала.

Автокорреляционное устройство вскрытия спектрально-временной структуры сигналов цифровых систем связи, содержащее автокоррелятор с квадратурной обработкой (28), включающее в себя перемножители (1, 2), фазовращатель (3), линию задержки (4), коммутируемые интеграторы (5, 6), квадраторы (7, 8), сумматор (9), устройство извлечения квадратного корня (26), вход автокорреляциого устройства соединен со входами фазовращателя (3) и линии задержки (4), а также с первым входом перемножителя (2), выход фазовращателя (3) соединен с первым входом перемножителя (1), выход линии задержки (4) соединен со вторыми входами перемножителей (1, 2), выход перемножителя (1) соединен через последовательно включенные коммутируемый интегратор (5) и квадратор (7) с первым входом сумматора (9), выход перемножителя (2) соединен через последовательно включенные коммутируемый интегратор (6), квадратор (8) со вторым входом сумматора (9), выход которого соединен со входом устройства извлечения квадратного корня (26), отличающееся тем, что в него дополнительно введены второй автокоррелятор с квадратурной обработкой (29), включающий в себя перемножители (12, 13), фазовращатель (15), линию задержки (14), коммутируемые интеграторы (16, 17), квадраторы (18, 19), сумматор (20), устройство извлечения квадратного корня (27), а также пороговые устройства (10, 21), счетчики (11, 22), управитель (23), генератор тактовых импульсов (24), решающее устройство (25), вход автокорреляционного устройства соединен со входами фазовращателя (15) и линией задержки (14), а также с первым входом перемножителя (12), выход фазовращателя (15) соединен с первым входом перемножителя (13), выход линии задержки (14) соединен со вторыми входами перемножителей (12, 13), выход перемножителя (12) соединен через последовательно включенные коммутируемый интегратор (16) и квадратор (18) с первым входом сумматора (20), выход перемножителя (13) соединен через последовательно включенные коммутируемый интегратор (17) и квадратор (19) со вторым входом сумматора (20), выход которого соединен со входом устройства извлечения квадратного корня (27), выход устройства извлечения квадратного корня (26) через последовательно включенные пороговое устройство (10) и счетчик (11) подключен к первому входу решающего устройства (25), выход устройства извлечения квадратного корня (27) через последовательно включенные пороговое устройство (21) и счетчик (22) подключен ко второму входу решающего устройства (25), управитель (23) на основе внешних целеуказаний формирует команды, с первого выхода управителя (23) подается команда на управляющий вход линии задержки (4), со второго выхода управителя (23) подается команда на управляющий вход линии задержки (14), с третьего выхода управителя (23) подаются команды на генератор тактовых импульсов (24), выход генератора тактовых импульсов (24) соединен с управляющими входами коммутируемых интеграторов (5, 6, 16, 17), пороговых устройств (10, 21) и с третьим входом решающего устройства (25).



 

Похожие патенты:

Изобретение относится к телевидению и может быть использовано при создании прикладных систем, в частности для пространственно-временной обработки изображений. .

Изобретение относится к области радиотехники и может быть использовано в системах радионавигации и радиосвязи для приема шумоподобных сигналов с минимальной частотной манипуляцией.

Изобретение относится к области радиотехники и может быть использовано в системах радионавигации и радиосвязи для приема шумоподобных частотно-манипулированных сигналов с непрерывной фазой.

Изобретение относится к радиотехнике и может использоваться в устройствах приема цифровой информации, передаваемой посредством частотной манипуляции сигналов с непрерывной фазой по каналам связи.

Изобретение относится к радиотехнике и может быть использовано для приема частотно-манипулированных сигналов с непрерывной фазой и индексом частотной манипуляции =0.5 в системах передачи и приема дискретной информации.

Изобретение относится к радиотехнике. .

Изобретение относится к системам связи и может использоваться при передаче сигналов с частотной модуляцией. .

Изобретение относится к системам связи и может использоваться в системах передачи данных для исправления ошибок. .

Изобретение относится к области радиотехники. .

Изобретение относится к технике связи. .

Изобретение относится к радиотехнике и может использоваться в приемниках шумоподобных сигналов с минимальной частотной манипуляцией

Изобретение относится к области радиотехники и может быть использовано для приема информации по каналам связи в космических и наземных системах, использующих шумоподобные сигналы (ШПС)

Изобретение относится к области радиотехники и может быть использовано в системах радионавигации и радиосвязи

Изобретение относится к радиотехнике и может быть использовано в системах передачи и приема дискретной информации

Изобретение относится к технике радиосвязи. Техническим результатом изобретения является упрощение радиоприемного устройства с автокорреляционным разделением посылок частотно-манипулированного сигнала с непрерывной фазой. В радиоприемное устройство, содержащее последовательно соединенные входной усилитель, первый преобразователь частоты, твердотельный фильтр основной селекции, усилитель промежуточной частоты, второй преобразователь частоты, фильтр нижних частот, усилитель-ограничитель и компаратор, выход которого соединен с входом цифровой линии задержки, выполненной в виде N-разрядного регистра сдвига и тактового генератора, введен Д-триггер. При этом информационный вход Д-триггера присоединен к точке соединения выхода компаратора и входа цифровой линии задержки, вход синхронизации Д-триггера соединен с выходом цифровой линии задержки, а выход Д-триггера является выходом радиоприемного устройства, причем количество разрядов регистра сдвига должно обеспечивать время задержки, связанное с несущими частотами символов определенным соотношением. 8 ил.

Изобретение относится к датчику изображения и устройству формирования изображения. В датчике изображения пиксель для фокусировки имеет структуру с экранирующим свет слоем для выполнения разделения зрачка. Экранирующий слой расположен между микролинзой и блоком фотоэлектрического преобразования. Положение фокуса микролинзы позиционировано дальше на стороне микролинзы, чем экранирующий свет слой. Расстояние от положения фокуса микролинзы до экранирующего свет слоя больше 0 и меньше nFΔ, где n - показатель преломления в положении фокуса микролинзы, F - величина апертуры микролинзы и Δ - дифракционный предел микролинзы. Технический результат - обеспечение возможности подавления изменения в распределении интенсивности зрачка пикселя для фокусировки, вызванного позиционным производственным допуском на компоненты. 4 н.п. ф-лы, 22 ил.

Изобретение относится к области приема радиосигналов. Технический результат заключается в повышении помехоустойчивости и качества речи. В частотном демодуляторе (СЧД) после преобразователя ЧМ в АЧМ предлагается использовать не диодный детектор по огибающей, а когерентный кольцевой перемножитель АЧМ и ЧМ сигналов с ФНЧ на его выходе. Для этого в СЧД на расстроенных контурах дополнительно введены трансформатор, два диода и изменена связь путем размыкания средней точки контуров и средней точки RC-цепочек для подключения вторичной обмотки трансформатора, связанного с входом УПЧ. 3 ил.

Изобретение относится к технике связи и может быть использовано при синхронном сопряжении источников цифровой информации с многоканальными системами связи. Технический результат - исключение искажений при приеме информационных сигналов, связанных с передачей служебных сигналов. Формируют последовательности биимпульсных информационных и служебных сигналов, при приеме осуществляют тактовую синхронизацию по принимаемым информационным сигналам. На время передачи служебных сигналов создают двухканальный режим передачи и уплотненный участок канала, по которому на скорости, вдвое превышающей текущую номинальную скорость, совместно передают информационные и служебные сигналы. Во время приема декодирования и разделения информации уплотненного участка канала на служебный и информационный сигналы для информационного сигнала восстанавливают биимпульсное кодирование на номинальной скорости и уплотненный участок передачи информации параллельно символ за символом приводят к состоянию, соответствующему передаче выделенного информационного сигнала в отсутствие передачи служебных сигналов. Передачу информации уплотненного участка в направлении потребителя последовательно, посимвольно замещают передачей восстановленного информационного сигнала, при этом временно блокируют процессы тактовой синхронизации и анализа состояния канала связи. 1 з.п. ф-лы, 13 ил.

Изобретение относится к технике электросвязи и может использоваться для передачи информации по проводным и беспроводным линиям связи. Технический результат - повышение скорости передачи информации. Для этого в способе, основанном на одновременной фильтрации, детектировании и формировании нулевого, первого, второго, третьего и до 2n-1 цифрового видеосигнала из входного многочастотного манипулированного цифрового сигнала номера цифровых видеосигналов представляют в двоичной системе исчисления an-1an-2…a1a0, складывают все цифровые сигналы, у которых индекс а0=0, и вычитают все цифровые видеосигналы, у которых индекс а0=1, и получают нулевой разностный цифровой сигнал, в котором подсчитывают число отсчетов одного знака, делят на количество отсчетов в одном бите и формируют количество и значения бит двоичного кода с индексом b0, складывают все цифровые сигналы, у которых индекс an-1=0, и вычитают все цифровые видеосигналы, у которых индекс an-1=1, и получают первый разностный цифровой сигнал, в котором подсчитывают число отсчетов одного знака, делят на количество отсчетов в одном бите и формируют количество и значения бит двоичного кода с индексом b1 и так до значения бит двоичного кода с индексом bn-1. 1 табл.

Изобретение относится к технике связи. Технический результат – повышение помехоустойчивости. Устройство содержит полосовой фильтр, выход которого через последовательно соединенные первый амплитудный ограничитель и дополнительную линию задержки подключен ко входу канала обработки синфазной составляющей принимаемого сигнала и через последовательно соединенные преобразователь по Гильберту и второй амплитудный ограничитель подключен ко входу канала обработки квадратурной составляющей принимаемого сигнала, а выходы каналов обработки синфазной составляющей и квадратурной составляющей принимаемого сигнала подключены ко входам выходного сумматора, выход которого подключен ко входу решающего блока, при этом каждый канал обработки содержит первый и второй сумматоры, первую и вторую линии задержки, первый и второй двухполупериодные выпрямители, третью линию задержки, вычитающий блок и фильтр низких частот, выход которого является выходом каналов обработки соответственно синфазной составляющей и квадратурной составляющей принимаемого сигнала. 1 ил.

Изобретение относится к радиоизмерительной технике и может быть использовано в цифровых системах связи и радиомониторинга, в частности устройствах синхронизации и приема фазоманипулированных сигналов

Наверх