Способ комплементарно-фазового управления реверсивным вентильным преобразователем

Изобретение относится к преобразовательной технике и может быть использовано для управления двухкомплектными реверсивными (3-1)-фазными преобразователями на встречно-параллельных вентильных парах с двухсторонней проводимостью тока на принципах цифрового одноканального импульсно-фазового управления. Техническим результатом является устранение проявлений вентильной нелинейности в виде неполной управляемости в схемах на запираемых вентилях или прерывистого тока нагрузки и уравнительного тока в схемах на однооперационных тиристорах с раздельным или совместным управлением вентильными комплектами. В способе комплементарно-фазового управления осуществляют одновременную подачу на вентильные пары одной из двух комплементарных импульсных последовательностей, располагающихся симметрично относительно точек естественной коммутации, каждая из которых может служить для регулирования в полном диапазоне при одинаковых средневыпрямленных напряжениях на выходе преобразователя. Селекция и распределение импульсов по вентильным парам осуществляется с помощью логических уравнений в функции знака тока нагрузки в схемах на однооперационных тиристорах или в функции знака производной управляющего сигнала в схемах на запираемых вентилях. 1 з.п. ф-лы, 5 ил.

 

Изобретение относится к преобразовательной технике, получающей применение в реверсивном электроприводе постоянного тока, а также электроприводе переменного тока с непосредственными преобразователями частоты. В указанной области широкое применение получают двухкомплектные реверсивные вентильные преобразователи (РВП), выполняемые на основе встречно-параллельного соединения силовых незапираемых вентилей в виде однооперационных тиристоров, а в последнее время - запираемых вентилей в виде двухоперационных тиристоров типа GTO или силовых транзисторов IGBT и др. (см. Розанов Ю.К. и др. Силовая электроника.: М. Изд. МЭИ, 2007 г.). Плавное регулирование напряжения и частоты на выходе данных устройств происходит, как правило, импульсно-фазовым способом, реализация которого осуществляется на основе совместного или раздельного управления вентильными комплектами. Повышению технико-экономических показателей указанных преобразователей препятствуют проявления вентильной нелинейности в виде неполной управляемости и прерывистого тока нагрузки при раздельном или уравнительного тока при совместном способах управления. Устранения указанных недостатков можно добиться на основе так называемого комплементарно-фазового управления, предусматривающего выработку и подачу на вентили одной из двух последовательностей управляющих импульсов, располагающихся симметрично относительно точек естественной коммутации на диаграмме трехфазных напряжений питающей сети. Каждая из последовательностей может служить для регулирования преобразователя при одинаковых средневыпрямленных напряжениях в полном диапазоне, включая выпрямительный и инверторный режимы, в связи с чем получили название комплементарных. Селекция комплементарных последовательностей в функции знака тока нагрузки способна устранить недостатки и сохранить достоинства, присущие совместному и раздельному управлению РВП на однооперационных тиристорах. В случае выполнения РВП на запираемых вентилях указанную селекцию целесообразнее выполнять в функции знака производной управляющего сигнала, что устраняет известный эффект неполной управляемости и, тем самым, расширяет частотную полосу пропускания до пределов, превышающих частоту сети. Описание подобных технических решений применительно к преобразователям на запираемых вентилях содержится (см. Авт.св. №1504765, опубл. в Б.И. №32, 1989 г.; Патент РФ №2173929, опубл. в Б.И. №26, 2001 г.), а применительно к преобразователям на однооперационных тиристорах (см. Патент РФ №2235409, опубл. в Б.И. №24, 2004 г.). Наиболее близкое решение содержится в работе (см. Сидоров С.Н. Линеаризация реверсивного вентильного преобразователя способами комплементарно-фазового управления. - В сб. «Динамика нелинейных дискретных электротехнических и электронных систем». Материалы 8-й Всерос. научн. техн. конф. Чебоксары. Изд. ЧТУ. 2009 г. С.279-286).

Указанный способ применяется в преобразователях, выполняемых по трехфазной мостовой схеме выпрямления на шести парах встречно-параллельных силовых вентилей ν1-ν6, переключаемых с помощью отпирающих импульсов u_ν1,2, u_ν3,2, u_ν3,4, u_ν5,4, u_ν5,6, u_ν1,6, для чего предусматривается выработка на выходе фазосдвигающего устройства двух последовательностей кратковременных управляющих импульсов X_1i, X_2i, из которых первую получают в моменты равенства двоичного однополярного кода управляющего сигнала N_y с кодом периодически изменяющегося развертывающего сигнала N_onl убывающей формы, а вторую получают аналогично в результате сравнения N_y с развертывающим сигналом N_on2 возрастающей формы с последующим разделением полученных импульсов на шесть (по числу вентильных пар) импульсных последовательностей с расширением длительности импульсов до величины, равной промежуткам времени между соседними срабатываниями фазосдвигающего устройства и распределением полученных последовательностей по вентилям с условием их одновременной подачи на каждую пару встречно-параллельных вентилей, причем однополярный код управляющего сигнала N_y получают преобразованием по уровню исходного двухполярного кода этого же сигнала Х_y согласно правилу:

где N_m=2ⁿ-1 - максимальное значение n-разрядного двоичного кода; h₁, h₂, h₃ - логические сигналы уровня исходного управляющего сигнала, в то время как коды развертывающих сигналов N_on1, N_on2 получают на выходах двоичных счетчиков, работающих один - в режиме вычитания, а другой - в режиме суммирования тактовых импульсов, в результате чего N_on1, N_on2 получают в виде двух изменяющихся в противофазе сигналов пилообразной формы с периодом повторяемости π/3, равным длительности логических сигналов временных зон Δt_i=_{1, 2, … 6}, делящих период сетевого напряжения на шесть равных промежутков времени, границы которых совпадают с точками естественной коммутации на диаграмме линейных напряжений сети.

Недостаток известного решения состоит в невозможности выполнения на его основе универсальной системы импульсно-фазового управления (СИФУ), пригодной для применения в РВП на запираемых и незапираемых вентилях. Актуальность данной задачи объясняется необходимостью модернизации существующих и разработки новых алгоритмов в соответствии с возможностями современной элементной базы. Очевидно, что решение данной задачи должно основываться на принципах цифрового одноканального управления вентильными преобразователями.

Для этого, в случае выполнения реверсивного преобразователя на незапираемых вентилях, отпирающие импульсы для каждой вентильной пары предлагается формировать на интервалах совпадения управляющих импульсов X_1i, X_2i с одной из шести последовательностей стробирующих импульсов, согласно зависимостям

причем для формирования стробирующих импульсов, наряду с логическими сигналами уровня h₁, h₂, h₃ и временных зон Δt_{i=1, 2, … 6}, использовать логическую сигнум-функцию знака мгновенного тока нагрузки

s_i=1, , если i_d≥0; s_i=0, , если i_d<0,

согласно логическим уравнениям:

В случае выполнения реверсивного преобразователя на запираемых вентилях включения вентильных пар предлагается осуществлять аналогичным образом на интервалах совпадения управляющих импульсов с одной из шести последовательностей стробирующих импульсов, однако для формирования последних, наряду с логическими сигналами уровня h₁, h₂, h₃ и временных зон Δt_i=1,2,…6, использовать логическую сигнум-функцию первой производной исходного управляющего сигнала

s_u=1, если d(X_y)/dt≥0; или s_u=0, если d(X_y)/dt<0,

согласно логическим уравнениям:

На фиг.1 приведена упрощенная схема силовых, а на фиг.2 - схема управляющих цепей преобразователя, необходимых для реализации предлагаемых решений. Для иллюстрации способа служат диаграммы на фиг.3, 4. Результаты проверки этих решений на компьютерной модели представлены на фиг.5. Применение способа рассмотрим на примере РВП по 3-фазной встречно-параллельной мостовой схеме выпрямления (1) на шести вентильных парах v1-ν6, обеспечивающих двустороннюю проводимость тока. Варианты исполнения вентильных пар на однооперационных тиристорах (2) или на IGBT (3) изображены на фиг.1(б), (в) соответственно. Реализация управляющей части может быть осуществлена аппаратным или программным способом, что не меняет сущности предлагаемых решений. В состав управляющей части входит одноканальное фазосдвигающее устройство ФСУ (4), на вход которого подают исходный код управляющего сигнала X_y, а на выходе получают две комплементарные последовательности кратковременных управляющих импульсов, одна из которых (X_1i) формируется на убывающих, а другая (X_2i) - на возрастающих участках развертывающих сигналов. Распределение импульсов по вентильным парам осуществляют с помощью импульсного умножителя (5), на разрешающие входы которого с выходов логического устройства ЛУ (6) подают шесть последовательностей стробирующих импульсов u_ac1, u_bc1, … u_ab1, предназначенных для селекции управляющих импульсов X_1i и еще шесть стробирующих импульсов u_ac2, u_bc2, … u_ab2 для селекции импульсов X_2i. Работа ЛУ состоит в реализации представленных выше логических уравнений на основе информации, поступающей из блока (7) логических сигналов s_u, s_i, h₁, h₂, h₃, Δt_i. На завершающем этапе отпирающим импульсам u_ν1,2, u_ν3,2, … u_ν1,6 придают необходимую длительность с помощью расширителя РШ (8).

Основным блоком системы управления служит фазосдвигающее устройство ФСУ, работа которого предполагает формирование кратковременных управляющих импульсов в моменты равенства управляющего и развертывающих сигналов. Работа ФСУ может происходить на основе одно или многоканального управления. Развертывающие сигналы многоканального варианта ФСУ изображены на диаграммах фиг.3, 4 пунктирными линиями. При комплементарно-фазовом управления эти сигналы имеют симметричную относительно точек естественной коммутации пилообразную форму с длительностью периода в каждую сторону π (рад). Переход к одноканальному варианту требует согласования двухполярного кода управляющего сигнала X_y с однополярными развертывающими сигналами, период изменения которых должен быть равен периоду пульсаций выходного напряжения π/3. Эквивалентный однополярный код N_y получают преобразованием исходного сигнала X_y по уровню с помощью приведенных выше соотношений. Этот процесс сопровождается выработкой логических сигналов уровня управляющего сигнала h₁, h₂, h₃, значения которых также приведены выше. Другим условием перехода к одноканальному управлению служит изменение формы развертывающих сигналов N_on1, N_on2. В цифровых ФСУ эти сигналы можно получить на выходах двоичных счетчиков, один из которых работает в режиме суммирования, а другой - вычитания тактовых импульсов с периодом повторяемости π/3. Порядковый номер периода повторяемости определяется с помощью импульсов временных зон Δt_{i=1, 2, … 6}, делящих период косинусоиды напряжения в сетевой фазе А на шесть равных промежутков времени. Указанные преобразования позволяют заменить процедуру формирования управляющих импульсов на шести выходах многоканального ФСУ аналогичным процессом на выходе одноканального ФСУ. Тождественность этой замены обусловлена симметрией формы развертывающих сигналов. Из диаграмм фиг.3 видно, что углы управления (α) как расстояния от точек естественной коммутации до пересечений пунктирных (в многоканальном ФСУ) и сплошных (в одноканальном ФСУ) линий одинаковы.

Работу цифровой СИФУ в составе РВП на однооперационных тиристорах при гармоническом воздействии на частоте 33 Гц иллюстрируют диаграммы выходного напряжения e_d(t), аналоговых эквивалентов управляющего N_y и развертывающих N_on1, N_on2 сигналов, а также управляющих, стробирующих и отпирающих импульсов на фиг.3. Предположим, что вследствие отрицательности тока нагрузки (i_d<0; s_i=0) в проводящем состоянии находятся тиристоры второго комплекта в составе вентильных пар ν2, ν3. Как видно из диаграмм, выходное напряжение преобразователя в это время будет изменяться по закону сетевого линейного напряжения e_d=e_BC. Отметим, что переключения тиристоров на интервале s_i=0, благодаря работе ЛУ, будут осуществляться импульсами второй комплементарной последовательности X_2i в моменты равенства кодов управляющего сигнала и развертывающего сигнала возрастающей формы N_y=N_on2. Это необходимо для того, чтобы регулирование тиристоров второго комплекта происходило в диапазоне отстающих относительно точек естественной коммутации углов управления α>0. Данное требование обеспечивает возможность переключения однооперационных тиристоров в условиях естественной (сетевой) коммутации. Так будет происходить до тех пор, пока не изменится знак тока нагрузки, и на вход РШ начнут поступать импульсы X_1i, полученные с помощью N_on1. Примером может служить импульс в момент t₁, появлению которого при N_y=N_on1 предшествовало изменение знака тока нагрузки с отрицательного i_d<0 на положительный i_d>0. Благодаря одновременной подаче широких импульсов на вентильные пары в работу вступят тиристоры первого комплекта в составе ν2, ν3, в связи с чем прохождения тока нагрузки через нулевые значения не будут сопровождаться его прерыванием. Появление в момент t₁ логической комбинации Δt₁=1; h₂=1; s_i=1 приведет к подаче из ЛУ (6) на разрешающий вход импульсного умножителя (5) стробирующего сигнала u_ac1=1. Данный сигнал предписывает получение в нагрузке напряжения e_d=e_AC. При положительном токе i_d>0 это означает вступление в работу тиристора ν1 вместо тиристора ν3 в составе первого вентильного комплекта. Для предотвращения возможного короткого замыкания коммутирующих фаз сети (в данном случае фаз A и B) подача управляющего импульса на тиристор ν1 второго комплекта задерживается относительно начала коммутации тиристоров ν1, ν3 первого комплекта на время Δt_з, необходимое для восстановления запирающих свойств выходящего из работы тиристора другого комплекта (ν3). Последующее за этим вхождение в работу тиристоров первого комплекта в составе ν1, ν2 приведет к появлению на выходе преобразователя междуфазного напряжения e_d=e_AC. Дальнейшие переключения на интервале положительности тока i_d>0 будут происходить под воздействием импульсов первой комплементарной последовательности в моменты равенства кодов управляющего и развертывающего сигнала убывающей формы N_y=N_on1. Теперь это будет необходимо для работы в условиях естественной коммутации при α>0 тиристоров первого вентильного комплекта. На следующих временных интервалах коммутации будут протекать аналогично.

Универсальные свойства позволяют применить данный вариант СИФУ в схемах РВП на запираемых вентилях. В связи с возможностью переключения данных приборов по обе стороны от точек естественной коммутации (то есть при α>0, α≤0), необходимость в селекции комплементарных импульсов по признаку знака тока нагрузки отпадает. Целью модернизации РВП в этом случае может стать устранение эффекта неполной управляемости. Как известно, это свойство проявляется в ограниченной на уровне частоты сети скорости реакции выходного напряжения при переводе преобразователя в инверторный режим (см. фиг.5(г)). Покажем, что для этого достаточно изменить алгоритм формирования стробирующих импульсов таким образом, чтобы процесс импульсной селекции осуществлялся с учетом направления изменения сигнала X_y на управляющем входе ФСУ. Данная задача решается заменой сигнум-функции s_i(i_d)=0,1 функцией знака производной упраляющего сигнала s_u(X_y)=0,1. Отметим, что получение s_u не представляет затруднений, так как сводится к сравнению модульных значений X_y на двух соседних тактах работы цифровой СИФУ.

Суть предлагаемых в этом случае решений состоит в том, чтобы обеспечить предельное быстродействие и симметричность реакции выходного напряжения РВП на изменения управляющего воздействия в обе стороны. Для этого при возрастаниях управляющего сигнала (s_u=1) переключения вентилей должны происходить в диапазоне α>0 с помощью управляющих импульсов первой комплементарной последовательности, и наоборот, при уменьшениях управляющего сигнала (s_u=0) для переключений необходимо использовать вторую импульсную последовательность в диапазоне α≤0. Тогда фазовое регулирование РВП в динамических режимах будет постоянно происходить в условиях встречного движения управляющего и развертывающих сигналов. В итоге исключается понятие критической скорости управления, а преобразователь и системы электропривода на его основе приобретают возможность работы на частотах, превышающих частоту сети. В качестве пояснения рассмотрим процесс выработки управляющего импульса X_1i в момент t₁ на диаграммах фиг.4. Так как это произошло при равенстве возрастающего сигнала управления с убывающим опорным сигналом N_y=N_on1, выработке этого импульса предшествовала логическая комбинация Δt₆=1; h₁=1; s_u=1 с последующим появлением на выходе ЛУ (6) стробирующего импульса u_ab1=1. В результате на выходе РШ (8) появится отпирающий импульс u_ν1,6, длительность которого распространяется до начала следующей коммутации, при этом напряжение на выходе преобразователя принимает значение e_d=e_AB.

Результаты проверки предлагаемых решений с помощью компьютерной модели приведены на фиг.5. Представлены кривые напряжения e_d(t) и тока i_d(t) на выходе 3-пульсного РВП на однооперационных тиристорах при отработке управляющих воздействий частоты 25 Гц (а), 12.5 Гц (б) и управляющего воздействия X_y=0 (в). Осциллограммы на фиг.5(г), (д) позволяют сравнить работу РВП, выполненного по 6-пульсной схеме на запираемых вентилях, в условиях обычного и предлагаемого способов на частоте управляющего воздействия 100 Гц.

1. Способ комплементарно-фазового управления реверсивным вентильным преобразователем, выполненным по трехфазной мостовой схеме выпрямления на шести парах встречно-параллельно соединенных силовых вентилей ν1-ν6, переключаемых с помощью отпирающих импульсов u_ν1,2, u_ν3,2, u_ν3,4, u_ν5,4, u_ν5,6, u_ν1,6, для чего предусматривается выработка на выходе фазосдвигающего устройства двух последовательностей кратковременных управляющих импульсов X_1i, X_2i, из которых первую получают в моменты равенства двоичного однополярного кода управляющего сигнала N_у с кодом периодически изменяющегося развертывающего сигнала N_on1 убывающей формы, а вторую получают аналогично в результате сравнения N_у с развертывающим сигналом N_on2 возрастающей формы с последующим разделением полученных импульсов на шесть (по числу вентильных пар) импульсных последовательностей с расширением длительности импульсов до величины, равной промежуткам времени между соседними срабатываниями фазосдвигающего устройства и распределением полученных отпирающих импульсов по силовым вентилям с условием их одновременной подачи на каждую пару встречно-параллельно соединенных вентилей, причем однополярный код управляющего сигнала N_у получают преобразованием по уровню исходного двухполярного кода этого же сигнала Х_у согласно правилу:

где N_m=2ⁿ-1 - максимальное значение w-разрядного двоичного кода; h₁, h₂, h₃ - логические сигналы уровня исходного управляющего сигнала, в то время, как коды развертывающих сигналов N_on1, N_on2 получают на выходах двоичных счетчиков, работающих один - в режиме суммирования, а другой - в режиме вычитания тактовых импульсов, в результате чего N_on1, N_on2 получают в виде двух изменяющихся в противофазе сигналов пилообразной формы с периодом повторяемости, равным длительности логических сигналов временных зон Δt₁=1, 2, …, 6; делящих период сетевого напряжения фазы А на шесть равных промежутков времени, границы которых совпадают с точками естественной коммутации на диаграмме линейных напряжений сети, отличающийся тем, что в случае выполнения реверсивного преобразователя на незапираемых вентилях отпирающие импульсы для каждой вентильной пары получают на интервалах совпадения управляющих импульсов X_1i, X_2i с одной из шести последовательностей стробирующих импульсов согласно зависимостям

причем для формирования стробирующих импульсов, наряду с логическими сигналами уровня h₁, h₂, h₃ и временных зон Δt_i=1, 2, …, 6, используют логическую сигнум-функцию знака мгновенного тока нагрузки
s_i=1, , если i_d≥0; s_i=0, , если i_d<0,
согласно логическим уравнениям:

2. Способ управления по п.1, отличающийся тем, что в реверсивных преобразователях, выполняемых на запираемых вентилях, формирование стробирующих импульсов осуществляют с использованием логической сигнум-функции первой производной исходного управляющего сигнала
s_u=1, , если d(X_у)/dt≥0; или s_u=0, , если d(X_у)/dt<0,
согласно логическим уравнениям: