Способ повышения разрешающей способности фазированной антенной решетки бортовой станции

Изобретение относится к бортовым радиолокационным станциям с фазированной антенной решеткой (ФАР), предназначенным для формирования радиолокационного изображения контролируемого участка земной поверхности и объектов на поверхности в координатах дальность - азимут или угол места - азимут в режиме реального луча при маловысотном полете летательного аппарата - носителя РЛС, также к бортовым радиотеплолокационным станциям, принимающим и усиливающим излученный тепловой сигнал в радиолокационном диапазоне длин волн. Технический результат направлен на повышение угловой разрешающей способности ФАР в режиме реального луча. Способ повышения разрешающей способности фазированной антенной решетки бортовой станции заключается в формировании для заданного углового направления диаграммы направленности ФАР, отличающийся тем, что по совокупности принятых всеми каналами ФАР сигналов выделяют составляющие поля отражения или излучения с повышенным в несколько раз угловым разрешением.

 

Изобретение относится к бортовым радиолокационным станциям (БРЛС) с фазированной антенной решеткой (ФАР), предназначенным для формирования радиолокационного изображения (РЛИ) контролируемого участка земной поверхности и объектов на поверхности в координатах дальность - азимут или угол места - азимут в режиме реального луча (РЛ) при маловысотном полете летательного аппарата - носителя РЛС. Режим РЛ удобен при наблюдении земной поверхности с борта маневрирующего самолета или зависшего вертолета в передней зоне обзора, т.е. в условиях, при которых известные методы синтезирования апертуры антенны [1], позволяющие добиться высокой разрешающей способности по азимуту при стабильном высокоскоростном полете, оказываются неработоспособными. Способ относится также к бортовым радиотепло локационным станциям (РТЛС) [2], принимающим и усиливающим излученный тепловой сигнал в радиолокационном диапазоне длин волн.

Известен способ получения узкой диаграммы направленности (ДН) в БРЛС с линейной или плоской ФАР [3, с.29, 43, 86], [4, с.28, 40], а также способ формирования РЛИ в координатах дальность - азимут или угол места - азимут с помощью электронного сканирования луча ФАР [5, с.438].

Наиболее близким по технической сущности является способ [3, 4], который заключается в следующем.

1. Для ФАР, состоящей из N расположенных определенным образом в плоскости антенны каналов (каждый канал объединяет в себе несколько элементов ФАР), заранее рассчитывают комплексные весовые коэффициенты , , для оптимального (по определенному критерию) приема сигнала по ширине диаграммы направленности (ДН) антенны.

2. Формируют ДН ФАР с использованием весовых коэффициентов

где θ и φ - угол места и азимут линии визирования антенны (направления излучения максимальной мощности и приема отраженного сигнала), отсчитываемые от нормали к плоскости антенны; ψ_k(θ, φ) - фаза сигнала в k-м канале; i - мнимая единица.

3. При приеме отраженного радиолокационного или излученного радиотеплолокационного сигнала с направления (θ, φ) комплексные сигналы , принятые в k-х каналах ФАР , суммируют с весовыми коэффициентами , , и оценивают амплитуду u(θ, φ) принятого по ширине ДН сигнала по формуле

где |…| - взятие модуля.

Вычисленная в (2) амплитуда u(θ, φ) характеризует свойства отражения в РЛС или излучения в РТЛС наблюдаемой поверхности в пределах эффективной (на уровне 0,5 мощности) ширины ДН в направлении (θ, φ), например, 1°-2°. Данная ширина определяет угловую разрешающую способность ФАР в режиме РЛ.

При наблюдении земной поверхности с помощью БРЛС данный способ применяют совместно с электронным сканированием луча, что легко реализуется в ФАР [5]. При сканировании по азимуту при фиксированном угле места вычисляют амплитуду отраженного сигнала (2) в элементах разрешения дальности и формируют РЛИ поверхности в координатах дальность R - азимут φ с угловым разрешением, равным ширине ДН ФАР.

Однако рассмотренный способ обладает следующим недостатком. При наблюдении малоразмерных объектов на земной поверхности углового разрешения в 1°-2° недостаточно, так как линейная разрешающая способность, равная произведению угловой разрешающей способности (в радианах) на радиальную (наклонную) дальность, может составлять десятки и сотни метров даже на небольшой дальности (1-10 км).

В радиотеплолокационных системах наблюдения миллиметрового диапазона [6] перспективным считается применение ФАР, однако для РТЛС еще острее стоит проблема повышения разрешающей способности при получении тепловых изображений объектов.

Технический результат направлен на повышение угловой разрешающей способности ФАР в режиме РЛ.

Технический результат предлагаемого технического решения достигается тем, что способ повышения разрешающей способности фазированной антенной решетки бортовой станции, заключающийся в формировании диаграммы направленности (ДН) N-канальной ФАР с использованием рассчитанных комплексных весовых коэффициентов k-х каналов (, N - число каналов), отличается тем, что при приеме отраженного или излученного земной поверхностью сигнала с направления (θ, φ) угла места и азимута комплексные сигналы , принятые в k-х каналах ФАР суммируют с другими весовыми коэффициентами , , рассчитанными методом восстановления n угловых составляющих поля отражения или излучения земной поверхности в пределах ширины ДН ФАР (n<N), и осуществляют оценивание j-x составляющих по формуле

затем берут модули оценок и получают амплитудное изображение u(θ_j, φ_j), , элементов поверхности, наблюдаемых в пределах ширины ДН с повышенным в n раз угловым разрешением.

Способ для линейной ФАР осуществляют следующим образом.

1. Для линейной ФАР, элементы которой объединены в N каналов и расположены в плоскости антенны равномерно и параллельно земной поверхности, заранее рассчитывают комплексные весовые коэффициенты необходимые для формирования ДН ФАР. В основу расчета можно положить модель сигналов , принимаемых с углового направления (θ, φ) k-ми каналами ФАР [3]

ψ_k(θ, φ)=2π(k-1)(d/λ)cosθsinφ, ,

где u(θ, φ) - амплитуда сигнала, принятого по ширине ДН, характеризующая отражающую или излучающую способность поверхности, накрываемой ДН; k - номер канала; N - число каналов; d - расстояние между центрами каналов; λ - длина волны; - нормальный комплексный шум с нулевым средним и ковариационной матрицей R_ξ, или в векторной форме

Y=u(θ, φ)E+V,

где Y-N - вектор-столбец входных сигналов ; E - N-вектор экспонент в (3); V - N-вектор помех .

Для поиска оптимальной оценки u(θ, φ) применяют различные критерии [3]: максимума функции правдоподобия, минимума дисперсии шума, максимума отношения сигнал-шум [сигнал-(помеха+шум)], минимума среднеквадратического отклонения (СКО) ошибки и др. В случае использования критерия максимума по u(θ, φ) функции правдоподобия

где H - символ комплексного сопряжения и транспонирования,

находят оптимальную оценку u(θ, φ):

где - N - вектор-столбец весовых коэффициентов .

Для некоррелированных помех W=Е/(E^HE).

2. По формуле (1) с помощью полученных весовых коэффициентов формируют ДН ФАР G(θ, φ), в соответствии с которой распределяется мощность сигнала, принимаемого по направлениям θ, φ.

3. Сигнал принятый с направления (θ, φ) k-ми каналами ФАР можно представить моделью, в которой учитываются j-е угловые составляющие поля отражения или излучения по ширине ДН ФАР:

ψ_k(θ, φ_j)=2π(k-1)(d/λ)cos θ sin φ_j φ_j=φ+(j-1/2)Δφ/n, ,

где суммирование ведется по n элементам дискретизации азимута в области пересечения ДН всех каналов; G(θ, φ) - нормированный коэффициент усиления ДН в j-м элементе дискретизации ДН, полученный в соответствии с (1); u(θ, φ) - амплитуда, характеризующая отражающую или излучающую способность j-го элемента поверхности в j-м направлении азимута; η - случайная величина, равномерно распределенная на [0,2π], описывающая неопределенность отражения; - комплексный белый шум.

4. Вводятся следующие обозначения: - комплексный j-й элемент дискретизации - параметр поля отражения или излучения (совокупность таких элементов по j представляет дискретное поле в пределах ширины ДН по азимуту);

- характеристика ДН k-го канала в дискретных точках азимута φ_j в сечении θ. Тогда модель измерений (5) принимает вид:

или в векторно-матричной форме:

где Y - N-вектор-столбец измерений A - Nxn-матрица значений X - n-вектор-столбец параметров поля отражения ; V - N-вектор-столбец помех .

5. Решение системы (6) относительно эквивалентно решению векторно-матричного уравнения (7), например, методами нахождения псевдообратной матрицы А⁺, отвечающими критерию минимума евклидовой нормы , при этом оптимальная оценка X находится как линейная операция вида:

где прямоугольная nxN-матрица А⁺ вычисляется заранее или методом сингулярного разложения матрицы A [7], или методом регуляризации по Тихонову [8], например А⁺=(А^HА+δI)^-1A^H, где δ - параметр регуляризации; I - единичная матрица.

6. Модули составляющих вектора представляют собой амплитудное изображение элементов поверхности, наблюдаемых в пределах ширины ДН по азимуту в угловом направлении (θ, φ). При достаточно высокой точности восстановления достигается эффект повышения разрешающей способности ФАР по азимуту в n раз.

Способ для плоской ФАР осуществляют следующим образом.

1. Для плоской ФАР, элементы которой объединены в N=N₁N₂ каналов, расположенных в строках и столбцах плоскости антенны [3, 4], также заранее рассчитывают весовые коэффициенты , необходимые для формирования ДН ФАР. При расчете можно рассмотреть модель сигналов принимаемых с углового направления (θ, φ) k₁, k₂-ми каналами:

,

,

,

, ,

где k₁ и k₂ - номера каналов соответственно по строке и столбцу; d₁ и d₂ - расстояния между центрами каналов в строках и столбцах плоскости ФАР, или в векторной форме:

Y=u(θ, φ)E+V,

где Y - N-вектор-столбец входных сигналов построчно расположенных в составе данного вектора и записанных в сквозной нумерации: , ; E - N-вектор экспонент в (3); V - N-вектор помех .

Метод нахождения комплексных весовых коэффициентов (в сквозной нумерации , аналогичен рассмотренному выше методу максимального правдоподобия.

2. ДН ФАР G(θ, φ) имеет вид:

Если коэффициенты разделяются по переменным k₁ и k₂: то ДН (10) можно представить:

3. Модель принимаемых в k₁, k₂-х каналах отраженных сигналов:

,

, ,

где суммирование ведется по n=n₁n₂ элементам дискретизации угла места и азимута в области пересечения ДН всех каналов; - нормированный коэффициент усиления ДН в j₁, j₂-м элементах дискретизации ДН, полученный в соответствии с (9); - амплитуда, характеризующая отражающую или излучающую способность j₁, j₂-го элементов поверхности с угловыми координатами d₁ и d₂ - расстояния между центрами каналов по строке и столбцу; η - случайная величина, равномерно распределенная на [0,2π]; - комплексный белый шум.

4. Вводятся обозначения:

- комплексный j₁, j₂-й элемент поля отражения;

- характеристика ДН k₁, k₂-го канала в дискретных точках угла места и азимута . При этом модель измерений (11) принимает вид:

Систему (11) представляют в векторно-матричной форме (7), при этом измерения и помехи записывают построчно в N-векторы-столбцы Y и V (N=N₁N₂), - в n-вектор-столбец X {n=n₁n₂), - в Nxn-матрицу A, с последующим решением (8).

Более удобной для вычислений является модель (12), которая с учетом свойства ДН (10) разделения по переменным:

,

принимает вид

или в матричной форме [9]:

Y=AXB+V,

где Y - N₁xN₂-матрица измерений , , ;

A - N₁xn₁ - матрица коэффициентов , , ;

X - n₁xn₂ - матрица искомых параметров поля отражения (искомого изображения наблюдаемого участка поверхности);

B - n₂xN₂ - матрица коэффициентов записанная в транспонированном порядке по отношению к матрице A;

V-N₁xN₂ - матрица помех , , .

5. Находят оценку матрицы X, оптимальную по критерию минимума следа матрицы (Y-АХВ)^Н(Y-АХВ), по формуле [9]:

или в виде двухэтапной процедуры:

.

,

где W_A=(A^HA)^-1A^H, W_B=B^H(BB^H)^-1 - матрицы комплексных весовых коэффициентов .

Модули элементов комплексной матрицы оценок по совокупности j₁, j₂ дают изображение участка поверхности с повышенным в n=n₁n₂ раз угловым разрешением.

Оценки (13) также можно представить в виде взвешенной суммы измерений по формуле (3) при сквозной нумерации (, ) элементов матриц X, Y, W и их переписывании в соответствующие векторы.

В качестве примера для линейной ФАР рассчитывалась амплитудная ДН |G(θ, φ)| в соответствии с (1), (4) для некоррелированных помех при θ=0 и центрального азимутального направления φ=45°. Измерения моделировались в соответствии с (5). Искомое амплитудное изображение U(θ, φ_j), моделировалось чередованием нулей и импульсов с амплитудой U=10. Точность восстановления U(θ, φ_j) на множестве реализаций случайной величины оценивалась по среднеквадратическому отклонению (СКО) σ_ΔU ошибки восстановления и считалась удовлетворительной для повышения разрешения по азимуту в n раз при σ_ΔU≈0,1. Сравнивались два способа: способ 1 (прототип), основанный на формировании ДН в ФАР по формуле (1) с вычислением вектора весовых коэффициентов W=E/(Е^НЕ), и способ 2, основанный на восстановлении элементов поля по формуле (8).

В таблице для числа каналов N=20 и N=40 отношения d/λ=2 и СКО помехи σ_ξ=0,1 показана эффективная ширина ДН по азимуту Δφ в градусах, полученная способом 1, и сверхразрешение в градусах Δφ^*, достигнутое способом 2. На данном примере видно, что предложенный способ позволяет повысить разрешающую способность ФАР по азимуту в 3 раза по сравнению с прототипом.

Способ 1	Способ 2
N	20	40	N	20	40
Δφ	30	20	Δφ*	10	0,60

Предложенный способ при его реализации на базе бортовых РЛС и РТЛС позволит повысить четкость изображения земной поверхности и объектов на поверхности, соответственно повысить безопасность маловысотных полетов.

Библиографический список

1. Радиолокационные станции с цифровым синтезированием апертуры антенны / В.Н.Антипов, В.Т.Горяинов, А.Н.Кулин, Толстов Е.Ф. и др. Под ред. В.Т.Горяинова. - М.: Радио и связь, 1988. 304 с.

2. Николаев А.Г., Перцов С.В. Радиотеплолокация (пассивная радиолокация). - М.: Сов. радио, 1964. 335 с.

3. Монзинго Р.А., Миллер Т.У. Адаптивные антенные решетки: Введение в теорию/ пер. с англ. - М.: Радио и связь, 1986. 448 с.

4. Устройства СВЧ и антенны. Проектирование фазированных антенных решеток: Учебное пособие для вузов / Д.И.Воскресенский, В.И.Степаненко, B.C.Филиппов и др. Под. ред. Д.И.Воскресенского. - М.: Радиотехника, 2003. 632 с.

5. Финкельштейн М.И. Основы радиолокации: Учебник для вузов. - М.: Радио и связь, 1983. 536 с.

6. Пирогов Ю.А., Тимановский А.Л. Сверхразрешение в системах пассивного радиовидения миллиметрового диапазона // Радиотехника. 2006. №3. С.14-19.

7. Прэтт У. Цифровая обработка изображений / пер. с англ. - М.: Мир, 1982. Кн. 1.310 с, кн.2. 480 с.

8. Тихонов А.Н., Арсенин В.Я. Методы решения некорректных задач: учебн. пособие. - М.: Наука, 1986. 288 с.

9. Математические методы восстановления и обработки изображений в радиотеплооптоэлектронных системах / В.К.Клочко. Рязань: РГРТУ, 2009. 228 с.

Способ повышения разрешающей способности фазированной антенной решетки (ФАР) бортовой станции, заключающийся в формировании диаграммы направленности (ДН) N-канальной ФАР с использованием рассчитанных комплексных весовых коэффициентов k-x каналов N - число каналов), отличающийся тем, что при приеме отраженного или излученного земной поверхностью сигнала с направления (θ, φ) угла места и азимута комплексные сигналы принятые в k-x каналах ФАР суммируют с другими весовыми коэффициентами рассчитанными методом восстановления n угловых составляющих поля отражения или излучения земной поверхности в пределах ширины ДН ФАР (n<N), и осуществляют оценивание j-x составляющих по формуле

затем берут модули оценок и получают амплитудное изображение u(θ_j,φ_j), , элементов поверхности, наблюдаемых в пределах ширины ДН с повышенным в n раз угловым разрешением.