Модуль оценивания расфазировки, модуль компенсации расфазировки и когерентный приемник

Изобретение относится к технике связи и может использоваться в системах беспроводной связи. Технический результат состоит в повышении надежности связи. Для этого предлагается модуль оценивания расфазировки для оценивания расфазировки между первым сигналом первого пути данных и вторым сигналом второго пути данных в когерентном приемнике. Модуль оценивания расфазировки содержит фазовый детектор и интегратор. Фазовый детектор сконфигурирован с возможностью детектировать фазу первого сигнала или второго сигнала, чтобы получать сигнал фазы. Дополнительно, интегратор сконфигурирован с возможностью интегрировать полученный сигнал фазы, чтобы обеспечивать оцененную расфазировку. 5 н. и 4 з.п. ф-лы, 25 ил.

 

УРОВЕНЬ ТЕХНИКИ

Настоящее изобретение относится к модулю оценивания расфазировки для оценки расфазировки между первым сигналом первого пути данных и вторым сигналом второго пути данных в когерентном приемнике. Дополнительно, настоящее изобретение относится к модулю компенсации расфазировки для компенсации оцененной расфазировки и к когерентному приемнику, в частности когерентному оптическому приемнику, включающему в себя модуль оценивания расфазировки и модуль компенсации расфазировки.

Важной целью оптоволоконных систем дальней связи является передача наивысшей пропускной способности данных через самое длинное расстояние без регенерации сигнала в оптической области. Из-за заданных ограничений на полосу пропускания, наложенных оптическими усилителями и, в конечном счете, самим волокном, может являться важным максимизировать спектральную эффективность. Большинство систем используют форматы двоичной модуляции, как, например, кодирование амплитудной манипуляцией одного бита на символ.

Улучшенные форматы модуляции в комбинации с когерентными приемниками обеспечивают возможность высокой емкости и спектральной эффективности. Поляризационное мультиплексирование, квадратурная амплитудная модуляция и когерентное детектирование могут обеспечивать выигрышную комбинацию для систем оптической передачи высокой емкости, так как они обеспечивают возможность кодирования информации во всех доступных степенях свободы.

Дополнительно, коммерческие устройства, использующие QAM констелляцию, являются доступными в оптических системах 40 и 100 Гб/с.

В этом отношении фиг.15 показывает схематическую блок-схему когерентного оптического приемника 1500. Когерентный оптический приемник 1500 имеет аналоговую часть 1501 приема (Rx) и цифровую часть 1503 приема (Rx).

Rx аналоговая часть 1501 имеет локальный осциллятор (LO) 1505 и 90° гибрид 1507, имеющий два полюса. Гибрид 1507 принимает оптический сигнал. Четыре оптических передних модуля (OFE) 1509, 1511, 1513 и 1515 соединены с гибридом 1507. Каждый блок 1509-1515 OFE соединен с одним блоком 1517, 1519, 1521 и 1523 автоматической регулировки усиления (AGC). Дополнительно, каждый блок 1517-1523 AGC подсоединен к аналого-цифровому преобразователю (ADC) 1525, 1527, 1529 и 1531.

Подробно:

Так как цифровой сигнал преобразуется в обе поляризации, 90° гибрид 1507 используется, чтобы смешивать входной оптический сигнал с сигналом локального осциллятора (LO) осциллятора LO 1505, что дает результатом четыре выходных сигнала, а именно, по два сигнала на поляризацию. Оптические OFE 1509-1515 сконфигурированы, чтобы преобразовывать соответствующий электрический сигнал в оптический сигнал. Соответствующий OFE 1509-1515 может содержать фотодиод и трансимпедансный усилитель (TIA). Так как мощность сигнала может изменяться со временем, блоки 1517-1525 AGC могут компенсировать вариации мощности сигнала. Четыре блока 1517-1525 AGC могут также являться внутренней частью блоков 1509-1515 OFE.

Вследствие сложности реализации пара блоков AGC может управляться одним сигналом управления. Например, пара блоков 1517, 1519 AGC может управляться сигналом управления VX_AGC для X поляризации. Дополнительно, пара блоков 1521, 1523 AGC может управляться сигналом управления VY_AGC для Y поляризации. Дополнительно, четыре блока 1517-1523 AGC могут управляться четырьмя независимыми управляющими напряжениями или управляющими сигналами.

Сигналы, выводимые блоками 1517-1523 AGC, могут квантоваться посредством преобразователей ADC 1525-1531. Четыре преобразователя ADC 1525-1531 могут выводить X-поляризованный синфазный сигнал (XI), X-поляризованный квадратурно-фазовый сигнал (XQ), Y-поляризованный синфазный сигнал (YI) и Y-поляризованный квадратурно-фазовый сигнал (YQ).

Дополнительно, четыре квантованных потока цифровых данных XI, XQ, YI и YQ дополнительно обрабатываются в блоке 1533 цифровой обработки сигнализации (DSP) Rx цифровой части 1503. DSP 1533 может содержать часть 1535 программного обеспечения и часть 1537 аппаратного обеспечения. Часть 1537 аппаратного обеспечения может быть быстродействующей по сравнению с медленной частью 1535 программного обеспечения. Блок 1533 DSP может быть сконфигурирован, чтобы компенсировать хроматическую дисперсию (CD), поляризационную модовую дисперсию (PMD), поляризационное вращение, нелинейные эффекты, LO шум, смещения частоты LO и подобное. Более того, оценка медленных процессов, таких как смещения частоты LO или CD, может осуществляться в части 1535 программного обеспечения блока 1533 DSP.

Дополнительно, фиг.16 показывает схематическую блок-схему базовых блоков 1600 DSP. DSP 1600 имеет часть 1601 программного обеспечения и часть 1603 аппаратного обеспечения. Часть 1603 аппаратного обеспечения имеет блок 1605 регулировки смещения и усиления (AGC).

Соединенные с блоком 1605 AGC имеются два блока 1607 и 1609 компенсации: блок хроматической дисперсии (CD) для X поляризации 1607 и блок 1609 компенсации CD для Y компенсации.

Дополнительно, блок 1603 аппаратного обеспечения содержит блок 1611 восстановления частоты и блок 1613 компенсации и деполяризации поляризационной модовой дисперсии (PMD) и хроматической дисперсии (CD), соединенный с блоком 1611 восстановления. Блок 1613 PMD/CD компенсации и деполяризации может содержать фильтр с конечной импульсной характеристикой (FIR).

Более того, блок 1615 оценивания синхронизации принимает выводы блока 1609 CD компенсации и блока 1613 PMD/CD компенсации и деполяризации для обеспечения информации о синхронизации в VCC 1617.

После блока 1613 блок 1619 восстановления несущей соединен с блоком 1621 декодирования детектирования.

Дополнительно, между путями данных, обеспечивающими входные сигналы X, XQ, Y и YQ, имеются соединенные четыре ADC 1623, 1625, 1627 и 1629. Подробно:

После коррекции смещения и усиления посредством блока 1605 четыре сигнала выравниваются для хроматической дисперсии в частотной области с использованием двух блоков 1607 и 1609 быстрого преобразования Фурье (FFT). Частотное смещение может удаляться в блоке 1611 восстановления частоты. Отслеживание поляризации, PMD компенсация и остаточная CD компенсация могут осуществляться во временной области с использованием FIR фильтров 1613, в качестве примера выполненных с бабочкообразной структурой (скоростной фильтр).

Блок 1619 восстановления несущей сконфигурирован так, чтобы обеспечивать остаточное частотное смещение и восстановление фазы несущей. Когда применяется дифференциальное декодирование на стороне передатчика (не показано), дифференциальный декодер может использоваться в блоке 1621 декодирования и детектирования кадра.

Дополнительно, CD может эффективно компенсироваться в блоках 1607 и 1609 FFT. Функция CD компенсации может быть

где λ₀ - длина волны сигнала, f_s - частота дискретизации, N - размер FFT, c - скорость света, n - число коэффициентов, L - длина волокна, D - коэффициент дисперсии.

По причинам сложности только один блок 1701 FFT с использованием сложного ввода может применяться к каждой поляризации, как иллюстративно показано на фиг.17. Обратное FFT (IFFT) 1703 может быть идентичным FFT 1701, хотя действительная и мнимая части переставляются на входе и выходе.

Между блоком 1701 FFT и блоком 1703 IFFT подсоединен блок 1705 обратной хроматической дисперсии (CD^-1).

Четыре пути данных, как иллюстративно показано на фиг.16, могут иметь разную длину или задержку. Как следствие, разные поступающие экземпляры вызывают штрафы, в частности значительные штрафы в зависимости от фактических условий канала и величины задержек данных. Например, в системах передачи 112G QPSK с длиной символа около 36 пс, штрафы вследствие I/Q расфазировки показаны на фиг.18. На фиг.18 x-ось показывает I/Q расфазировку и y-ось показывает требуемое OSNR при BER 0.001. Можно отметить, что расфазировка 5 пс может давать результатом 1 дБ OSNR штраф. Это значение расфазировки может быть ожидаемым в 112G когерентных приемниках. Расфазировка может вызываться из-за разных функций передачи 90° гибрида, OFE, AGC, ADC и соединений между ними. Дополнительно, расфазировка между двумя поляризациями может не вызывать существенных затруднений, так как она может проявляться как дополнительная дифференциальная групповая задержка (DGD). Эта расфазировка может компенсироваться посредством использования FIR фильтра. Однако в этом случае DGD рабочий диапазон может уменьшаться посредством значения расфазировки. Как результат, может являться желательным компенсировать также X/Y расфазировку.

С другой стороны, расфазировка влияет на производительность восстановления тактового сигнала, когда все четыре пути данных используются для выделения синхронизации.

Может являться более трудным, когда остаточная дисперсия должна компенсироваться после блока FFT в блоке FIR. Результаты для 112G QAM с RD-340 пс/нм представлены на фиг.19. В частности, фиг.19a показывает сигнальную констелляцию с CD без расфазировки, и фиг.19b показывает тоже для расфазировки 8 пс. Дополнительно, можно отметить, что Y поляризация может иметь больше проблем, чем X поляризация даже после 50 обновлений FIR фильтра.

Относительно компенсации расфазировки, смещения задержки путей между XI, XQ, YI и YQ данными могут измеряться посредством применения идентичного оптического сигнала, в частности одиночной поляризации, ко всем фотодетекторам в процессе заводской калибровки. Это может осуществляться посредством выключения LO и увеличения мощности сигнала. Общий, непосредственно детектируемый сигнал может поступать на все фотодетекторы. Затем блоки данных могут передаваться в персональный компьютер (PC) либо из переменного FIFO буфера, либо после фиксированных фильтров, причем все фильтры обеспечивают одиночный импульсный отклик.

Затем данные могут интерполироваться и перекрестно коррелироваться между четырьмя путями данных. Относительные пики могут использоваться, чтобы определять относительные временные смещения. В частности, FIFO может компенсироваться по минимальной расфазировке периода дискретизации.

СУЩНОСТЬ ИЗОБРЕТЕНИЯ

Целью, достигаемой настоящим изобретением, является оценка расфазировки, которая является меньшей, чем интервал дискретизации когерентного приемника.

Согласно первому аспекту предлагается модуль оценивания расфазировки для оценки расфазировки между первым сигналом первого пути данных и вторым сигналом второго пути данных в когерентном приемнике. Модуль оценивания расфазировки содержит фазовый детектор и интегратор. Фазовый детектор сконфигурирован, чтобы обнаруживать фазу первого сигнала или второго сигнала для получения фазового сигнала. Дополнительно, интегратор сконфигурирован с возможностью интегрировать полученный сигнал фазы, чтобы обеспечивать оцененную расфазировку.

Согласно некоторым вариантам осуществления конкретная расфазировка, которая меньше, чем интервал дискретизации когерентного приемника, может оцениваться и, поэтому, компенсироваться. Таким образом, согласно некоторым вариантам осуществления расфазировка как результат старения, изменений температуры, переключения устройства и подобного, может оцениваться и, поэтому, компенсироваться. Согласно некоторым вариантам осуществления настоящая оценка расфазировки является гибкой и может ускоряться, когда расфазировка мала. В этом случае настоящая оценка расфазировки может использовать все фазовые детекторы, доступные для обеспечения информации о синхронизации.

Дополнительно, согласно некоторым вариантам осуществления настоящая оценка расфазировки является устойчивой по отношению к большой расфазировке. В этом отношении фазовые детекторы могут переключаться пошагово, когда они удовлетворяют предопределенным пределам расфазировки. В частности, максимальная расфазировка, которая может быть компенсирована между двумя линиями данных, - это половина периода символа. Это может быть расширено до одного периода символа, если добавить расфазировку между поляризациями X и Y.

Согласно некоторым вариантам осуществления настоящая оценка расфазировки может осуществляться при более медленной скорости в части DSP когерентного приемника, в частности в части программного обеспечения DSP. Модуль оценивания расфазировки может быть построен полностью в программном обеспечении или полностью в аппаратном обеспечении. Дополнительно, части блоков выделения синхронизации в аппаратном обеспечении могут использоваться для модуля оценивания расфазировки, например, только выходы фазовых детекторов. В дополнение, блоки данных могут загружаться в программное обеспечение для обработки.

В частности, когерентный приемник имеет, по меньшей мере, два пути данных или линии данных. Например, когерентный приемник является когерентным оптическим приемником.

Более того, оценка расфазировки может использовать данные до блока FIR когерентного приемника согласно некоторым вариантам осуществления. Этот признак уже требуется в некоторых оптических когерентных приемниках, так что может не быть никаких дополнительных усилий или затрат аппаратного обеспечения.

Дополнительно, согласно некоторым вариантам осуществления оцененная расфазировка может точно контролироваться. Дополнительно, настоящая оценка расфазировки может применяться в любом когерентном приемнике со множеством путей данных.

Предположим, пример FIR фильтра, сконструированного, чтобы компенсировать до RD-340 пс/нм, и имеющего ограниченное количество коэффициентов. Так как обнаружение FIR фильтра становится критическим для некоторой расфазировки, настоящая оценка расфазировки может использоваться для усиления эффектов расфазировки.

Согласно первой форме варианта осуществления первого аспекта первый сигнал является синфазным сигналом и второй сигнал является квадратурно-фазовым сигналом.

Согласно второй форме варианта осуществления первого аспекта модуль оценивания расфазировки имеет первый фазовый детектор для детектирования фазы первого сигнала, чтобы получать первый сигнал фазы, второй фазовый детектор для детектирования фазы второго сигнала, чтобы получать второй сигнал фазы, модуль вычитания для вывода сигнала разности между полученным первым сигналом фазы и полученным вторым сигналом фазы и интегратор для интегрирования выходного сигнала разности, чтобы обеспечивать оцененную расфазировку.

Модуль вычитания может являться любым средством вычитания, которое сконфигурировано с возможностью вычислять упомянутый сигнал разности между двумя сигналами фазы. Дополнительно, интегратор может являться любым средством или средством интегрирования, которое сконфигурировано с возможностью интегрировать или считать выходной сигнал разности для обеспечения оцененной расфазировки.

Согласно третьей форме варианта осуществления первого аспекта модуль оценивания расфазировки имеет первый фазовый детектор для детектирования фазы первого сигнала, чтобы получать первый сигнал фазы, второй фазовый детектор для детектирования фазы второго сигнала, чтобы получать второй сигнал фазы, модуль вычитания для вывода сигнала разности между полученным первым сигналом фазы и полученным вторым сигналом фазы, фильтр нижних частот для фильтрации выходного сигнала разности и интегратор для интегрирования фильтрованного сигнала разности, чтобы обеспечивать оцененную расфазировку.

Фильтр нижних частот может являться фильтром нижних частот с бесконечной импульсной характеристикой (IIR). Фильтр нижних частот может быть сконфигурирован с возможностью сглаживать различия между фазовыми детекторами.

Согласно четвертой форме варианта осуществления первого аспекта модуль оценивания расфазировки имеет первый фазовый детектор детектирования фазы первого сигнала, чтобы получать первый сигнал фазы, второй фазовый детектор для детектирования фазы второго сигнала, чтобы получать второй сигнал фазы, модуль вычитания для вывода сигнала разности между полученным первым сигналом фазы и полученным вторым сигналом фазы, фильтр нижних частот для фильтрации выходного сигнала разности, определитель для определения знака фильтрованного сигнала разности, чтобы получать сигнал знака, и интегратор для интегрирования полученного сигнала знака, чтобы обеспечивать оцененную расфазировку.

Вывод сигнала знака посредством определителя может подсчитываться и начальное цифровое значение оцененной расфазировки, в частности оцененная IQ расфазировка, может выводиться. После некоторого времени схождения различие фазовых детекторов может быть близким к нулю, таким образом, угловое значение на выходе интегратора представляет истинное значение расфазировки. Это значение может также контролироваться.

Согласно пятой форме варианта осуществления первого аспекта модуль оценивания расфазировки имеет монитор для контроля оцененной расфазировки, обеспеченного интегратором.

Согласно шестой форме варианта осуществления первого аспекта модуль оценивания расфазировки имеет четыре фазовых детектора для детектирования соответствующей фазы X-поляризованного синфазного сигнала, X-поляризованного квадратурно-фазового сигнала, Y-поляризованного синфазного сигнала и Y-поляризованного квадратурно-фазового сигнала, чтобы получать соответствующий сигнал фазы, и модуль суммирования для обеспечения сигнала суммы посредством добавления упомянутых четырех фазовых сигналов. В этой шестой форме варианта осуществления каждый путь данных соединяется с одним блоком. Соответствующий блок включает в себя модуль вычитания для обеспечения сигнала разности между сигналом суммы и соответствующим сигналом фазы, обеспеченным соответствующим путем данных, фильтр нижних частот для фильтрации выходного сигнала разности, определитель для определения знака фильтрованного дифференциального сигнала, чтобы получать сигнал знака, и интегратор для интегрирования полученного сигнала знака, чтобы обеспечивать оцененную расфазировку соответствующего сигнала фазы, обеспеченного соответствующим путем данных.

Шестая форма варианта осуществления первого аспекта может быть применимой в ситуациях, где расфазировка не является слишком большой и не затрагивает восстановление тактового сигнала. В случае с большой расфазировкой может рекомендоваться использовать один путь данных для информации о синхронизации и добавлять другие пути данных, когда для сигналов осуществляется устранение расфазировки. Можно отметить, что вышеупомянутые фазовые детекторы могут также работать со сложными данными (I+jQ). Сложности комплексных и действительных фазовых детекторов могут являться соизмеримыми.

Любая форма варианта осуществления первого аспекта может комбинироваться с любой формой варианта осуществления первого аспекта, чтобы получать другую форму варианта осуществления первого аспекта.

Согласно второму аспекту предлагается модуль компенсации расфазировки для компенсации расфазировки между первым сигналом первого пути данных и вторым сигналом второго пути данных в когерентном приемнике. Модуль компенсации расфазировки содержит вышеописанный модуль оценивания расфазировки первого аспекта или любой формы варианта осуществления первого аспекта. Модуль оценивания расфазировки сконфигурирован с возможностью обеспечивать оцененную расфазировку между упомянутым первым и вторым сигналами. Модуль компенсации расфазировки сконфигурирован с возможностью компенсировать расфазировку между первым и вторым сигналами в зависимости от оцененной расфазировки.

Согласно некоторым вариантам осуществления компенсация или устранение расфазировки может осуществляться тремя разными способами. Первый способ может состоять в том, чтобы управлять фазами ADC дискретизации. Второй способ может состоять в том, чтобы устранять расфазировку в частотной области, и третий способ может состоять в том, чтобы устранять расфазировку во временной области. Управление фазами ADC дискретизации и устранение расфазировки в частотной области ослабляет требования к восстановлению тактового сигнала и блокам FIR фильтра, в то время как устранение расфазировки во временной области улучшает производительность блока FIR.

Дополнительно, согласно некоторым вариантам осуществления данные после блока FIR могут также использоваться для оценки расфазировки. Это может ослаблять требования к оценке расфазировки, когда DGD и SOP приближается к критическим пределам для фазовых детекторов, используемых для оценки расфазировки.

Согласно первой форме варианта осуществления второго аспекта модуль компенсации расфазировки имеет, по меньшей мере, один фазовращатель для сдвига фазы, по меньшей мере, одного из первого и второго сигналов для управления фазами дискретизации аналого-цифрового преобразователя.

Согласно второй форме варианта осуществления второго аспекта модуль компенсации расфазировки имеет адаптер для адаптации модуля быстрого преобразования Фурье оптического приемника для устранения расфазировки оцененной расфазировки в частотной области.

Согласно третьей форме варианта осуществления второго аспекта модуль компенсации расфазировки имеет регулятор для регулировки интерполятора оптического приемника для устранения расфазировки оцененной расфазировки во временной области.

Любая форма варианта осуществления второго аспекта может комбинироваться с любой формой варианта осуществления второго аспекта, чтобы получать другую форму варианта осуществления второго аспекта.

Согласно третьему аспекту предлагается модуль компенсации расфазировки для компенсации расфазировки между X-поляризованным синфазным сигналом, X-поляризованным квадратурно-фазовым сигналом, Y-поляризованным синфазным сигналом и Y-поляризованным квадратурно-фазовым сигналом в когерентном приемнике. Модуль компенсации расфазировки содержит модуль оценивания расфазировки шестой формы варианта осуществления первого аспекта. Модуль оценивания расфазировки сконфигурирован с возможностью обеспечивать соответствующую оцененную расфазировку X-поляризованного синфазного сигнала, X-поляризованного квадратурно-фазового сигнала, Y-поляризованного синфазного сигнала и Y-поляризованного квадратурно-фазового сигнала. Более того, модуль компенсации расфазировки содержит четыре фазовращателя для сдвига фазы соответствующей фазы X-поляризованного синфазного сигнала, X-поляризованного квадратурно-фазового сигнала, Y-поляризованного синфазного сигнала и Y-поляризованного квадратурно-фазового сигнала в зависимости от соответствующей оцененной расфазировки.

Согласно четвертому аспекту предлагается оптический приемник, в частности когерентный оптический приемник. Оптический приемник содержит вышеописанный модуль оценивания расфазировки для обеспечения оцененной расфазировки между первым сигналом первого пути данных и вторым сигналом второго пути данных.

Согласно форме варианта осуществления четвертого аспекта оптический приемник имеет модуль оценивания синхронизации для обеспечения восстановления тактовой синхронизации в оптическом приемнике и адаптер для адаптации модуля оценивания синхронизации в зависимости от оцененной расфазировки.

Согласно пятому аспекту предлагается система, в частности система связи, при этом упомянутая система содержит, по меньшей мере, один оптический приемник в сети связи.

Согласно шестому аспекту предлагается способ для оценки расфазировки между первым сигналом пути данных первого сигнала и вторым сигналом второго пути данных в когерентном приемнике. Способ имеет этап детектирования фазы первого сигнала или второго сигнала, чтобы получать сигнал фазы. Дополнительно, способ имеет этап интегрирования полученного сигнала фазы для обеспечения оцененной расфазировки.

Согласно седьмому аспекту это изобретение относится к компьютерной программе, содержащей программный код для оценки расфазировки между первым сигналом пути данных первого сигнала и вторым сигналом второго пути данных в когерентном приемнике, которая исполняется на, по меньшей мере, одном компьютере.

Модуль оценивания расфазировки может быть любым средством оценивания расфазировки. Модуль компенсации расфазировки может быть любым средством компенсации расфазировки. Соответствующие средства могут реализовываться в аппаратном обеспечении или в программном обеспечении. Если упомянутое средство реализуется в аппаратном обеспечении, оно может осуществляться как устройство, например, как компьютер или как процессор или как часть системы, например, компьютерной системы. Если упомянутое средство реализуется в программном обеспечении, оно может осуществляться как компьютерный программный продукт, как функция, как процедура, как программный код или как исполнимый объект.

КРАТКОЕ ОПИСАНИЕ ЧЕРТЕЖЕЙ

Дополнительные варианты осуществления этого изобретения будут описываться по отношению к следующим чертежам, на которых:

фиг.1 показывает блок-схему одного варианта осуществления модуля оценивания расфазировки,

фиг.2a показывает диаграмму, иллюстрирующую характеристики TEDC фазового детектора согласно Александеру (Alexander),

фиг.2b показывает диаграммы, иллюстрирующие характеристики TEDC фазового детектора согласно Гарднеру (Gardner),

фиг.3a показывает диаграммы, иллюстрирующие характеристики TEDC для XY расфазировки 0,125 UI и IQ расфазировки 0,25 UI,

фиг.3b показывает диаграммы, иллюстрирующие характеристики TEDC для XY расфазировки 0,125 UI и IQ расфазировки 0,5 UI,

фиг.4 показывает диаграмму, иллюстрирующую характеристики TEDC для X поляризации с IQ расфазировкой 0,125 UI,

фиг.5 показывает блок-схему первого варианта осуществления модуля компенсации расфазировки,

фиг.6 показывает блок-схему второго варианта осуществления модуля компенсации расфазировки,

фиг.7 показывает диаграмму, иллюстрирующую VCO, обрабатывающий XI данные,

фиг.8 показывает блок-схему третьего варианта осуществления модуля компенсации расфазировки,

фиг.9 показывает блок-схему четвертого варианта осуществления модуля компенсации расфазировки,

фиг.10 показывает диаграмму, иллюстрирующую результаты моделирования устранения расфазировки,

фиг.11a показывает диаграмму, иллюстрирующую сигнальную констелляцию со скомпенсированной расфазировкой,

фиг.11b показывает диаграмму, иллюстрирующую сигнальную констелляцию с расфазировкой 8 пс,

фиг.12a показывает блок-схему конфигурации устранения расфазировки для регулировки фаз ADC дискретизации,

фиг.12b показывает блок-схему конфигурации устранения расфазировки для интерполяции во временной области,

фиг.12c показывает блок-схему конфигурации устранения расфазировки для интерполяции в частотной области,

фиг.13 показывает диаграмму, иллюстрирующую результаты устранения расфазировки в частотной области,

фиг.14 показывает последовательность этапов способа для оценки расфазировки,

фиг.15 показывает схематическую блок-схему когерентного оптического приемника,

фиг.16 показывает схематическую блок-схему базовых блоков DSP,

фиг.17 показывает схематическую блок-схему блока CD компенсации,

фиг.18 показывает OSNR штрафы, вызванные расфазировкой,

фиг.19a показывает диаграмму, иллюстрирующую сигнальную констелляцию с CD и без расфазировки, и

фиг.19b показывает диаграмму, иллюстрирующую сигнальную констелляцию с CD и с расфазировкой 8 пс.

Подробное описание вариантов осуществления изобретения

На фиг.1 изображена блок-схема одного варианта осуществления модуля 100 оценивания расфазировки.

Модуль 100 оценивания расфазировки может являться частью когерентного приемника, в частности когерентного оптического приемника. Модуль 100 оценивания расфазировки сконфигурирован с возможностью оценивать расфазировку между первым сигналом 101 первого пути данных и вторым сигналом 103 второго пути данных в оптическом приемнике. Модуль 100 оценивания расфазировки имеет фазовый детектор 105 для детектирования фазы первого сигнала 101 или второго сигнала 103, чтобы получать фазовый сигнал 107. Модуль 100 оценивания расфазировки принимает первый сигнал 101 или второй сигнал 103. Сигнал 107 фазы выводится фазовым детектором 105.

Дополнительно, модуль 100 оценивания расфазировки имеет интегратор 109. Интегратор 109 сконфигурирован с возможностью интегрировать полученный сигнал 107 фазы, чтобы обеспечивать оцененную расфазировку 111 между упомянутым первым сигналом 101 и упомянутым вторым сигналом 103.

В частности, первый сигнал 101 является синфазным сигналом и второй сигнал 103 является квадратурно-фазовым сигналом.

В последующем описываются дополнительные детали и варианты осуществления. В системах цифровой связи ключевой аспект каждого приемника - это схема восстановления тактового сигнала, которая выделяет частоту и фазу из входящих данных и принуждает локальный источник тактовых импульсов распознавать принятые данные с символьной скоростью при соответствующей фазе дискретизации. Предлагаются несколько фазовых детекторов для использования в цифровых системах. Например, предлагается фазовый детектор Мюллером (Mueller) и Мулером (Muler) (M&M PD). Дополнительно, имеется фазовый детектор, предложенный Александером - (Alex-PD). Более того, Гарднер описывает дополнительный фазовый детектор (Gard-PD).

Более того, каждый фазовый детектор (PD) может хорошо описываться характеристикой ошибки синхронизации (TEDC), максимальным значением TEDC (TEDCMAX) и среднеквадратичным джиттером (RMSJ). Все вышеупомянутые фазовые детекторы принадлежат к группе раннепоздних детекторов. Они могут использоваться для приема информации расфазировки, и, поэтому, эти предложенные фазовые детекторы могут использоваться как фазовый детектор 105 из фиг.1, например. Дополнительно, на фиг.2a и 2b представлены TEDC для Alex-PD и Gard-PD. Можно отметить, что фазовые характеристики всегда являются одними и теми же для всех четырех путей данных, так как не имеется расфазировки между ними. Без потери общности фазовые детекторы типа Гарднера в последующем используются, чтобы выводить информацию расфазировки.

Дополнительно, фиг.3a показывает диаграммы, иллюстрирующие характеристики TEDC для X/Y расфазировки 0,125 UI и IQ расфазировки 0,25 UI (UI: единичный интервал). При сравнении фиг.3b показывает диаграммы, иллюстрирующие характеристики TEDC для X/Y расфазировки 0,125 UI и IQ расфазировки 0,5 UI.

По отношению к фиг.3a можно наблюдать, что расфазировка сдвигает характеристики TEDC. Как следствие, полная TEDC уменьшается. Это может также усиливать дрожание управляемого напряжением осциллятора (VCO). С расфазировкой 0,5 UI TEDC исчезает (см. фиг.3b). Максимальное значение эквивалентной TEDC - это 2,5e-3, которое делает VCO не стабильным с потерей информации о синхронизации.

Фиг.4 изображает диаграмму, иллюстрирующую характеристики TEDC для X поляризации с IQ расфазировкой 0,125 UI. На фиг.4 имеется три TEDC, соответствующих XI информации о синхронизации, XQ информации о синхронизации и XI+XQ информации о синхронизации, соответственно. В зависимости от сценария VCO, VCO может принимать либо обе TEDC кривые для XI информации о синхронизации и XQ информации о синхронизации, либо одну из них для выделения тактового сигнала.

Предполагая первый сценарий, используются обе TEDC. Точка равновесия, именно VCO фаза дискретизации, лежит между характеристиками TEDC для XI и XQ. Точка равновесия может указываться посредством положительного пересечения нуля TEDC. Можно отметить, что XQ TEDC имеет положительную амплитуду и XI TEC имеет отрицательную амплитуду в указанной VCO фазе дискретизации в точке равновесия. Эта информация может использоваться, чтобы направлять, например, фазу равновесия XQ PD к фазе равновесия XI PD. Как результат, фаза равновесия XI+ XQ PD становится ближе к точке равновесия XI PD автоматически.

Фиг.5 показывает блок-схему первого варианта осуществления модуля 500 компенсации расфазировки. Модуль 500 компенсации расфазировки имеет модуль 501 оценивания расфазировки, HS ASIC 503 и CMOS ASIC 505. HS ASIC 503 имеет PI фильтр 507, VCO 509, четыре фазовращателя 511 и четыре ADC 512. CMOS ASIC 505 содержит FFT 513, интерполятор 515, модуль 517 оценивания синхронизации и FIR фильтр 519.

Вследствие требований к допускам на дрожание и задержек данных через CMOS ASIC 505 требуется восстановление тактового сигнала прямой связи в когерентных приемниках. После блока 513 FFT информация о синхронизации выводится и используется в интерполяторе 515. Также эта информация о синхронизации фильтруется и применяется для VCO фазово-частотного управления и регулировки посредством модуля 517 оценивания синхронизации и PI фильтра 507. Блоки данных до блока 519 FIR периодически загружаются в DSP, в частности в часть программного обеспечения, для CD оценки, вычисления начальных отводов FIR и подобного. Одни и те же данные могут использоваться для оценки расфазировки. Модуль 501 оценивания расфазировки в DSP оценивает расфазировку между путями данных и передает эту информацию в блоки, которые зависят от предпочтительного сценария устранения расфазировки. Устранение расфазировки может осуществляться тремя разными способами: Управление фазами ADC дискретизации (показано посредством ссылочного знака A), устранение расфазировки в частотной области (показано посредством ссылочного знака B) и устранение расфазировки во временной области (показано посредством ссылочного знака C).

A и B могут транслировать восстановление тактового сигнала и блоки FIR фильтра, наряду с тем, что C может улучшать производительность блока 519 FIR.

Более того, данные после блока 519 FIR могут также использоваться для модуля 501 оценивания расфазировки. Это может ослаблять требования к оценке расфазировки, когда DGD и SOP приближается к критическим пределам для фазовых детекторов в оценке расфазировки.

Фиг.6 изображает блок-схему второго варианта осуществления модуля 600 компенсации расфазировки. Модуль 600 компенсации расфазировки имеет первый фазовый детектор 601 для детектирования фазы первого сигнала (I) 603, чтобы получать первый сигнал 605 фазы. Дополнительно, модуль 600 компенсации расфазировки имеет второй фазовый детектор 607 для детектирования фазы второго сигнала (Q) 609, чтобы получать второй сигнал 611 фазы.

Модуль 613 вычитания сконфигурирован с возможностью выводить сигнал 615 разности между полученным первым сигналом 605 фазы и полученным вторым сигналом 611 фазы. Фильтр 617 нижних частот принимает упомянутый сигнал 615 разности. Упомянутый фильтр 617 нижних частот может являться IIR фильтром нижних частот. Упомянутый фильтр 617 нижних частот фильтрует выходной сигнал 615 разности и выводит фильтрованный сигнал 619 разности. Фильтрованный сигнал 619 разности вводится в определитель 621. Определитель 621 сконфигурирован с возможностью определять знак фильтрованного сигнала 619 разности, чтобы получать сигнал 623 знака, который вводится в интегратор 625. Интегратор 625 сконфигурирован с возможностью интегрировать или считать полученный сигнал 623 знака, чтобы обеспечивать оцененную расфазировку φ. Оцененная расфазировка φ может контролироваться монитором 627 расфазировки. Дополнительно, оцененная расфазировка φ может вводиться в модули 629, 631 сдвига, сдвигающие I и Q, соответственно. Это может быть особенно релевантным, если восстановление тактовой синхронизации использует как I, так и Q данные для выделения синхронизирующего сигнала. Для этого случая характеристики TEDC уже присутствуют на фиг.4. Этот сценарий может быть применимым, когда расфазировка не является слишком большой, например, менее чем 30% интервала символа, так что I+Q TEDC не является слишком малым. В частности, максимальная ожидаемая расфазировка около 0,25 UI.

Со ссылкой на фиг.4 можно заметить, что разность PD имеет отрицательное значение. Таким образом, I данные могут дискретизироваться несколько ранее и Q данные - несколько позже. После некоторого времени это различие становится все меньше до тех пор, пока точки равновесия обоих PD станут на идентичное положение.

Когда восстановление синхронизации использует только I данные, как показано на фиг.7, I сдвиг не является необходимым. В этом случае Q данные сдвигаются на полный угол, выведенный в модуле оценивания расфазировки. После Q PD устранения расфазировки Q данные могут использоваться для улучшения характеристики тактового сигнала, как ранее упоминалось посредством A и B на фиг.5.

Фиг.8 показывает блок-схему третьего варианта осуществления модуля 800 компенсации расфазировки. Модуль 800 компенсации расфазировки принимает четыре сигнала, именно X-поляризованный синфазный сигнал XI, X-поляризованный квадратурно-фазовый сигнал XQ, Y-поляризованный синфазный сигнал YI и Y-поляризованный квадратурно-фазовый сигнал YQ.

Для каждого из упомянутых четырех входных сигналов, XI, XQ, YI, YQ модуль 800 компенсации расфазировки имеет один фазовый детектор 801, 803, 805 и 807 для детектирования соответствующей фазы соответствующего входного сигнала XI, XQ, YI, YQ.

Дополнительно, модуль 800 компенсации расфазировки имеет модуль 809 суммирования для обеспечения сигнала 811 суммы посредством суммирования упомянутых четырех фазовых сигналов, выведенных фазовыми детекторами 801, 803, 805 и 807.

Дополнительно, для каждого пути данных имеется один модуль 813, 815, 817 и 819 вычитания. Соответствующий модуль 813-819 вычитания обеспечивает сигнал 821, 823, 825 и 827 разности. Упомянутый соответствующий сигнал 821-827 разности вводится в соответствующий блок 829. На фиг.8 показан только один блок 829, подсоединенный к первому модулю 813 вычитания. Соответствующий блок - иллюстративно блок 829 имеет фильтр 831 нижних частот, определитель 833, интегратор 835 и монитор 837. Фильтр 831 нижних частот может являться MR фильтром нижних частот. Дополнительно, фильтр 831 нижних частот сконфигурирован с возможностью фильтровать выходной сигнал 821 разности. Определитель 833 сконфигурирован с возможностью определять знак фильтрованного сигнала разности, чтобы получать сигнал знака (±1). Интегратор 835 сконфигурирован с возможностью интегрировать или считать полученный сигнал знака (±1), чтобы обеспечивать оцененную расфазировку φ_XI для блока 829. Посредством оцененной расфазировки φ_XI XI данные могут сдвигаться. Дополнительно, XQ монитор 837 расфазировки контролирует оцененную расфазировку φ_XI.

Фиг.9 показывает блок-схему четвертого варианта осуществления модуля 900 оценивания расфазировки. Модуль 900 оценивания расфазировки имеет блок 901 FFT, обеспечивающий XI данные, XQ данные, YI данные и YQ данные. Дополнительно, модуль 900 компенсации расфазировки имеет четыре интерполятора 903, 905, 907 и 909 - для каждых из XI данных, XQ данных, YI данных и YQ данных. Дополнительно, модуль 900 компенсации расфазировки включает в себя FIR фильтр 911, соединенный с интерполяторами 903, 905, 907, 909.

Согласно варианту осуществления из фиг.9 только XI данные используются в блоке оценивания синхронизации когерентного оптического приемника. Таким образом, VCO оптического приемника синхронизируется по XI данным. Интерполяторы 903, 905, 907 и 909 между блоком 901 FFT и блоком 911 FIR используются, чтобы компенсировать задержку обработки данных, в частности требований толерантности дрожания. Данные XQ интерполятора 905, YI интерполятора 907 и YQ интерполятора 909 периодически загружаются в DSP 913 для оценки расфазировки. Без потери общности имеется только один блок обработки (алгоритм) в DSP 913, показанном для XQ. Имеются два дополнительных блока обработки (не показаны) в DSP 913 для YI и YQ данных. Модуль оценивания расфазировки из фиг.9, реализованный в DSP 913, является простым, так как нет необходимости в схеме сравнения. Значение расфазировки XQ DSP 913 передается в блок 901 FFT, где может осуществляться операция устранения расфазировки.

Подробно, DSP 913 имеет фазовый детектор (PD) 915, фильтр нижних частот (IIR LPF) 917, определитель (знак (*)) 919, интегратор 921, фильтр высокой частоты (IIR HPF) 923 и сравнивающее устройство 925.

Фильтр 923 высокой частоты сконфигурирован с возможностью вырабатывать малые значения, когда расфазировка мала, в частности для соответствующего сигнала осуществляется достаточное устранение расфазировки в блоке 901 FFT. Это значение может сравниваться с эталонным значением в сравнивающем устройстве 925. Когда вывод фильтра 923 высокой частоты меньше, чем эталонное значение, сигнал, активирующий соответствующий PD, посылается в модуль 927 оценивания синхронизации модуля 900 компенсации расфазировки. Как результат, после компенсации расфазировки все пути данных выравниваются. Дополнительно, оптимизируются производительность восстановления тактового сигнала и блок 911 FIR.

Можно отметить, что компенсация расфазировки с аналоговым сценарием, как показано на фиг.9, может осуществляться посредством регулировки фаз ADC дискретизации, как показано посредством A на фиг.5. Дополнительно, дополнительный сдвиг фазы дискретизации может осуществляться в интерполяторах временной области, также в преобразователях ADC. Некоторый фазовый сдвиг может добавляться, чтобы регулировать фазу дискретизации. В частности, если является необходимым, дополнительный сдвиг фазы дискретизации может осуществляться в интерполяторах временной области или в преобразователях ADC. Однако этот фазовый сдвиг может компенсироваться в блоке оценки расфазировки посредством добавления некоторого постоянного значения к идеальным интеграторам (счетчикам).

В этом отношении фиг.10 показывает диаграмму, иллюстрирующую результаты моделирования устранения расфазировки. В этом моделировании XI фаза дискретизации была эталонной фазой, которая не изменилась со временем. Поэтому VCO был захвачен на этой XI фазе дискретизации. Можно отметить, что задержка между относительными фазами равновесия представляет расфазировку. Для смоделированного 112 G DP-QPSK сигнала с OSNR 13 дБ было осуществлено эффективное устранение расфазировки с использованием только 1000 символов. Фаза дискретизации изменилась на этапах UI/128. После 27 итераций для всех трех путей данных было осуществлено устранение расфазировки. Дополнительно, фиг.11a показывает диаграмму, иллюстрирующую сигнальную констелляцию со скомпенсированной расфазировкой. При сравнении фиг.11b показывает диаграмму, иллюстрирующую сигнальную констелляцию с расфазировкой 8 пс.

Если расфазировка оценивается, компенсация расфазировки может осуществляться несколькими способами, как показано выше. В этом отношении, фиг.12a показывает конфигурацию устранения расфазировки для регулировки фаз ADC дискретизации. Дополнительно, фиг.12b показывает конфигурацию устранения расфазировки для интерполяции во временной области и фиг.12c показывает конфигурацию устранения расфазировки для интерполяции в частотной области.

Конфигурация расфазировки из фиг.12a имеет управляемый напряжением осциллятор (VCO) 1201, принимающий информацию 1203 о синхронизации. Дополнительно, имеются четыре аналого-цифровых преобразователя (ADC) 1205, 1207, 1209 и 1211 для XI данных, XQ данных, YI данных и YQ данных.

Так как VCO 1201 работает на XI данных, имеются только три фазовращателя 1213, 1215, 1217, соединенных с VCO 1201, именно XQ фазовращатель 1213 для XQ данных, YI фазовращателя 1215 для YI данных и YQ фазовращатель 1217 для YQ данных.

Конфигурация расфазировки для интерполяции во временной области из фиг.12b имеет блок 1219 задержки для XI данных и соответствующий интерполятор 1221, 1223 и 1225 для XQ данных, для YI данных и для YQ данных.

Конфигурация расфазировки для интерполяции в частотной области из фиг.12c имеет два пути 1227 и 1229, при этом путь 1227 принимает (t-т) и выводит t, и путь 1229 принимает Q (t-т_Q) и выводит Q (t).

Чтобы иллюстрировать результаты устранения расфазировки, фиг.13 изображает диаграмму, иллюстрирующую устранение расфазировки в частотной области. Подробно, фиг.13 показывает сигнал 1301, выборки 1303 с расфазировкой, выборки 1305 с устраненной расфазировкой, а также скорректированные выборки 1307.

Дополнительно, фиг.14 показывает последовательность этапов способа для оценки расфазировки между первым сигналом пути данных первого сигнала и вторым сигналом второго пути данных в когерентном приемнике.

На этапе 1401 фаза первого сигнала или второго сигнала детектируется, чтобы получать сигнал фазы.

На этапе 1403 полученный сигнал фазы интегрируется для обеспечения оцененной расфазировки между упомянутым первым сигналом и упомянутым вторым сигналом.

1. Модуль (100) оценивания расфазировки для оценки расфазировки между первым сигналом (101) первого пути данных и вторым сигналом (103) второго пути данных в когерентном приемнике, при этом модуль (100) оценивания расфазировки содержит:
четыре фазовых детектора (801, 803, 805, 807) для детектирования соответствующей фазы Х-поляризованного синфазного сигнала, XI, Х-поляризованного квадратурно-фазового сигнала, XQ, Y-поляризованного синфазного сигнала, YI, и Y-поляризованного квадратурно-фазового сигнала, YQ, чтобы получать соответствующий сигнал фазы,
модуль (809) суммирования для обеспечения сигнала (811) суммы посредством суммирования упомянутых четырех сигналов фазы и один блок (829) для каждого пути данных, при этом соответствующий блок (829) имеет:
модуль (813) вычитания для обеспечения сигнала (821) разности между сигналом (811) суммы и соответствующим сигналом фазы, обеспеченным посредством соответствующего пути данных,
фильтр (831) нижних частот для фильтрации выходного сигнала разности,
определитель (833) для определения знака фильтрованного дифференциального сигнала, чтобы получать сигнал знака, ±1, и
интегратор (835) для интегрирования полученного сигнала знака, чтобы обеспечивать оцененную расфазировку, φ_XI соответствующего сигнала фазы, обеспеченного посредством соответствующего пути данных.

2. Модуль (500, 600, 800) компенсации расфазировки для компенсации расфазировки между первым сигналом первого пути данных и вторым сигналом второго пути данных в когерентном приемнике, при этом модуль компенсации расфазировки содержит:
модуль оценивания расфазировки по п. 1 для обеспечения оцененной расфазировки между упомянутым первым и вторым сигналами, причем модуль (500, 600, 800) компенсации расфазировки сконфигурирован с возможностью компенсировать расфазировку между первым и вторым сигналами в зависимости от оцененной расфазировки.

3. Модуль компенсации расфазировки по п. 2, содержащий, по меньшей мере, один фазовращатель (1213, 1215, 1217) для сдвига фазы, по меньшей мере, одного из первого и второго сигналов для управления фазами дискретизации аналого-цифрового преобразователя.

4. Модуль компенсации расфазировки по п. 2, содержащий адаптер (1217, 1229) для адаптирования модуля быстрого преобразования Фурье оптического приемника для устранения расфазировки оцененной расфазировки в частотной области.

5. Модуль компенсации расфазировки по п. 2, содержащий регулятор для регулировки интерполятора оптического приемника для устранения расфазировки оцененной расфазировки во временной области.

6. Модуль (900) компенсации расфазировки для компенсации расфазировки между Х-поляризованным синфазным сигналом, X-поляризованным квадратурно-фазовым сигналом, Y-поляризованным синфазным сигналом и Y-поляризованным квадратурно-фазовым сигналом в когерентном приемнике, при этом модуль компенсации расфазировки содержит:
модуль оценивания расфазировки по п. 1 для обеспечения соответствующей оцененной расфазировки Х-поляризованного синфазного сигнала, Х-поляризованного квадратурно-фазового сигнала, Y-поляризованного синфазного сигнала и Y-поляризованного квадратурно-фазового сигнала, и
четыре фазовращателя для сдвига фазы соответствующей фазы X-поляризованного синфазного сигнала, Х-поляризованного квадратурно-фазового сигнала, Y-поляризованного синфазного сигнала и Y-поляризованного квадратурно-фазового сигнала в зависимости от соответствующей оцененной расфазировки.

7. Когерентный приемник, содержащий модуль оценивания расфазировки для обеспечения оцененной расфазировки между первым сигналом первого пути данных и вторым сигналом второго пути данных по п. 1.

8. Когерентный приемник по п. 7, содержащий модуль оценивания синхронизации для обеспечения восстановления тактового сигнала в оптическом приемнике и адаптер для адаптации модуля оценивания синхронизации в зависимости от оцененной расфазировки.

9. Способ для оценки расфазировки между первым сигналом пути данных первого сигнала и вторым сигналом второго пути данных в когерентном приемнике, при этом способ содержит:
детектирование соответствующей фазы Х-поляризованного синфазного сигнала, XI, Х-поляризованного квадратурно-фазового сигнала, XQ, Y-поляризованного синфазного сигнала, YI, и Y-поляризованного квадратурно-фазового сигнала, YQ, чтобы получать соответствующий сигнал фазы,
обеспечение сигнала (811) суммы посредством суммирования упомянутых четырех сигналов фазы,
обеспечение сигнала (821) разности между сигналом (811) суммы и соответствующим сигналом фазы, обеспеченным посредством соответствующего пути данных,
фильтрацию выходного сигнала разности,
определение знака фильтрованного дифференциального сигнала, чтобы получать сигнал знака, ±1, и
интегрирование полученного сигнала знака, чтобы обеспечивать оцененную расфазировку, φ_XI соответствующего сигнала фазы, обеспеченного посредством соответствующего пути данных.