Способ и устройство для увеличения канальной пропускной способности коммуникационного тракта с ограниченной шириной полосы
Изобретение относится к технике связи и может быть использовано в коммуникационных трактах с ограниченной шириной полосы. Способ для увеличения канальной пропускной способности коммуникационного тракта с ограниченной шириной полосы обеспечивает возможность передачи множественных независимых модулированных потоков данных путем одновременного и мгновенного совместного использования одной и той же ширины полосы без перекрестных канальных взаимных помех. В согласованном фильтре, который используется для существенного уменьшения коэффициента ошибок, применен уникальный способ обучения на основе определения спектральной характеристики. С помощью алгоритма вычисляют влияние уникальных характеристик коммуникационного широкополосного тракта на переданный сигнал и генерируют идеальный сигнал, который сохраняют в согласованном фильтре для сравнения с принятыми сигналами. Технический результат - увеличение отношения сигнал-шум. 4 н. и 16 з.п. ф-лы, 6 ил.
ПЕРЕКРЕСТНАЯ ССЫЛКА НА РОДСТВЕННЫЕ ЗАЯВКИ
Настоящая заявка является частичным продолжением патентной заявки США №12/652885, поданной 6 января 2010, и заявляет преимущество временной патентной заявки США №61/142768, поданной 6 января 2009, патента США №5956372, патента США №6075817 и патента США №7336747, все из которых включены в настоящую заявку по ссылке.
ОБЛАСТЬ ТЕХНИКИ
Изобретение относится к способу и устройству для увеличения канальной пропускной способности коммуникационного тракта с ограниченной шириной полосы, включая телефонную витую пару (ТВП), оптоволоконные кабели, микроволновые коммуникационные системы, сети мобильной и персональной связи, а также спутниковые коммуникационные сети.
УРОВЕНЬ ТЕХНИКИ
[0001] Немедленный и высокоскоростной доступ к огромному количеству цифровой информации, доступной сегодня, является главным требованием к домашним развлекательным устройствам, устройствам для бизнес-коммуникаций и устройствам беспроводной связи.
[0002] Одним примером этого требования и ресурсов, задействованных для его выполнения, являются прилагаемые кабельными и телефонными компаниями усилия, направленные на внедрение "тройной услуги", т.е. предоставление быстродействующего доступа в Интернет, программированного телевидения и телефонной связи с использованием одного широкополосного соединения.
[0003] Телефонные компании доставляют тройную услугу населению или коммерческим структурам с использованием комбинации оптоволоконной технологии и асинхронной цифровой абонентской линии (ADSL). При таком подходе оптоволокно используют для достижения областей, удаленных на большие расстояния от телефонной центральной станции, и используют линию ADSL или VDSL (сверхскоростную цифровую абонентскую линию связи) по существующему ТВП в качестве "последней мили" до жилья или работы. Такой двухступенчатый подход является необходимым, поскольку качество передачи по цифровой абонентской линии (DSL) страдает от существенного ухудшения ширины полосы при передаче на большие расстояния.
[0004] Установлено, что ширина полосы, необходимая для оказания современной "тройной услуги", требует, чтобы скорость передачи данных в нисходящем направлении (от головной или центральной станции к месту жительства или работы) составляла 37-57 Мбит/с. Это требование основано на том, что в квартире в среднем имеются 3 телеприемника с высоким разрешением (HDTV), на каждый из которых требуется скорость 9-12 Мбит/с, высокоскоростной Интернет со скоростью 10-20 Мбит/с и голосовая IP-телефония со скоростью 0,25 Мбит/с.
[0005] В системе DSL имеется ряд базовых услуг, пригодных для возможного использования с "тройной услугой", включая ADSL, ADSL2+ и VDSL. Система ADSL в нисходящем направлении может обеспечить ширину полосы примерно 2 Мбит/с при передаче на расстояние 18000 футов (5490 м) и 6 Мбит/с на расстояние 6000 футов (1830 м). Система ADSL2+ может обеспечить ширину полосы примерно 25 Мбит/с при передаче на расстояние 3000 футов (915 м) с использованием второй витой пары. Система VDSL может обеспечить ширину полосы примерно 25 Мбит/с при передаче на расстояние 3000 футов (915 м) и 57 Мбит/с в 1000 футов (305 м) с использованием второй витой пары. Таким образом, телефонная компания для предоставления полного комплекта "тройной услуги" существующим способом с использованием системы DSL должна проложить оптоволоконные сети в пределах примерно 1000 футов (305 м) до каждого места жительства или работы.
[0006] Операторы кабельного телевидения также столкнулись с подобной проблемой, поскольку большая часть их действующих линий представляет собой коаксиальный кабель, который не может поддерживать необходимую ширину полосы при передаче на большие расстояния. Таким образом, телевизионщикам также придется проложить оптоволоконные сети и использовать доступный коаксиальный кабель, а не ТВП в качестве "последней мили" для передачи ТВ сигнала. Кабельные компании используют гибридную волоконно-оптическую и коаксиальную (HFC) архитектуру для предоставления программированного телевидения и скоростного доступа в Интернет, в то время как для предоставления телефонных услуг используется IP-телефония (VOIP).
[0007] Установлено, что одним только американским телефонным компаниям придется потратить более 26 миллиардов долларов для прокладки оптоволоконных сетей, необходимых для предоставления "тройной услуги".
[0008] Что касается беспроводных коммуникаций, благодаря развитию таких стандартов, как множественный доступ с кодовым разделением (CDMA) и глобальная система мобильной связи (GSM), стало доступным еще одно средство доставки видео, доступа в Интернет и голосовой телефонии. Таким образом, "тройная услуга" становится "четверной", что означает увеличение востребованности доступной ширины полосы. Эту востребованность доказал недавний аукцион на частоту 700 МГц в США, который принес 19 миллиардов долларов прибыли по заявкам, а с 1995 года объем заявок на частоты от телефонных компаний в США в общей сложности составил 71 миллиард долларов.
[0009] Задача настоящего изобретения, состоящая в увеличении информационной пропускной способности коммуникационного широкополосного тракта любого типа, требует понимания основной теории, лежащей в основе канальной пропускной способности, разработанной Клодом Шенноном и Ральфом Хартли. Теорема Шеннона-Хартли является приложением теоремы кодирования зашумленного канала к типичному случаю непрерывного по времени аналогового канала связи, подверженного действию Гауссовского шума. Согласно этой теореме пропускная способность канала ограничена сверху максимальным количеством безошибочных цифровых данных (информации, представленной в импульсном формате), которые могут быть переданы по коммуникационному каналу с указанной шириной полосы в присутствии шумовых помех. Теорема основана на предположении, что мощность сигнала является ограниченной, и Гауссовский шумовой процесс характеризуется известной мощностью или спектральной плотностью мощности. Для решения указанной задачи традиционными способами пытаются увеличить количество битов на одиночную частоту модуляции с использованием эффективных технологических усовершенствований. Однако возможность усовершенствования является ограниченной, поскольку шум в канале остается тем же самым. Согласно настоящему изобретению передают кратные гармонические частоты, каждую по своему собственному виртуальному каналу, с минимальным увеличением полной физической ширины полосы канала и обеспечивают условия, при которых каждая модулированная частота достигает максимальной емкости в пределах ограничений, налагаемых Шенноновским порогом. Комбинированная информационная емкость представляет собой сумму пропускных способностей всех виртуальных каналов. По существу предложенное изобретение обеспечивает методологию для комбинирования виртуальных каналов в пределах одного и того же канала, имеющего ограниченную ширину полосы, чего не могут достигнуть другие известные системы.
[0010] С учетом всех возможных многоуровневых и многофазных способов кодирования, согласно теореме Шеннона-Хартли пропускная способность C канала, означающая теоретический верхний предел скорости передачи чистых (свободных от ошибок) данных, которые можно передать с данной средней мощностью S сигнала по аналоговому каналу связи, подверженному действию аддитивного белого Гауссовского шума с мощностью N, может быть выражена как:
C=Blog2 (1+S/N),
где:
C - канальная пропускная способность в битах в секунду,
В - ширина полосы канала в герцах,
S - полная мощность сигнала по ширине полосы, измеренная в ваттах,
N - полная мощность шума по ширине полосы, измеренная в ваттах, и S/N - соотношение сигнал-шум (SNR), т.е. отношение коммуникационного сигнала к Гауссовским шумовым помехам, представленное как прямое отношение мощностей.
[0011] Теорема Шеннона-Хартли определяет канальную пропускную способность для имеющего ограниченную ширину полосы непрерывного по времени канала, подверженного действию Гауссовского шума. Это также проясняет, что предельная скорость передачи информации ограничена не одной только шириной полосы. Дело в том, что цифровой импульсный сигнал может иметь неопределенно большое количество различных уровней напряжения для каждого символьного импульса, причем каждому немного отличающемуся уровню назначено различное значение или последовательность символов. Однако если шум и ограничения ширины полосы действуют в комбинации, теорема Шеннона-Хартли говорит, что существует конечный порог для количества информации, которую можно передать сигналом ограниченной мощности, даже в случае использования различных способов многоуровневого кодирования.
[0012] Конечный предел канальной пропускной способности, установленный теоремой Шеннона-Хартли, частично основан на том факте, что в канале, который рассматривает эта теорема, шум и сигнал комбинируются путем суммирования. Таким образом, приемник принимает сигнал, который равен сумме кодированного сигнала, содержащего полезную информацию, и непрерывной случайной переменной, которая представляет собой шум. Указанное суммирование создает неопределенность относительно значения исходного кодированного сигнала.
[0013] Теорема Шеннона-Хартли может быть применена ко всем традиционным коммуникационным системам и обеспечивает максимальную скорость передачи данных, которую могут поддержать данная ширина полосы канала и соотношение сигнал/шум. В традиционных системах модулированные частоты не перекрываются в пределах почти одной и той же самой ширины полосы, и вместо этого каждая модулированная частота имеет отличающуюся от других ширину полосы. Таким образом, для увеличения скорости передачи данных в традиционных коммуникационных системах ширина полосы должна быть увеличена. Теорема Шеннона-Хартли также может быть применена к предложенному способу согласно настоящему изобретению, описанному в настоящей заявке. Однако способ согласно настоящему изобретению, описанный в настоящей заявке, обеспечивает возможность увеличения пропускной способности благодаря кумулятивной сумме множественных виртуальных каналов, каждый из которых имеет модулированную частоту (несущую), расположенных близко друг к другу и тем не менее поддерживающих почти ту же самую полную ширину полосы в физическом канале. Кроме того, поскольку все указанные модулированные частоты (виртуальные каналы) передаются в физический канал одновременно, их полосы значительно перекрываются. Для восстановления увеличенной пропускной способности способ согласно настоящему изобретению в значительной степени подавляет взаимные перекрестные помехи путем комбинированного использования передающего суперрезонансного фильтра (TXSRF) в передатчике, приемного суперрезонансного фильтра (RXSRF) в приемнике и согласованного фильтра, которые описаны ниже.
[0014] В качестве шума возможно наличие по меньшей мере одной несущей, создающей помеху переносу данных, которая занимает по существу ту же самую ширину полосы, что и несущий сигнал. В системе согласно настоящему изобретению используются спектрально перекрывающиеся носители данных в уникальной комбинации (с использованием схем передающего и приемного суперрезонансного фильтра) для увеличения общей пропускной способности системы передачи без увеличения общей сигнальной ширины полосы (как в широкополосных системах) и уменьшения соотношения "сигнал-шум" (как в многопользовательских системах CDMA). Наконец, использование в системе согласно настоящему изобретению перекрывающихся несущих превосходит ортогональные системы, такие как мультиплексирование с ортогональным частотным разделением (OFDM). В отличие от настоящего изобретения, системы OFDM являются ограниченными в том, что выбор частот для разделения несущих очень точно задан правилами ортогональности, что приводит к незначительному увеличению общей пропускной способности для данной ширины полосы.
[0015] Процесс согласно настоящему изобретению, описанный ниже, вызывает увеличение разности между совокупной энергией сигнала и совокупной энергией шума. Это приводит к значительному увеличению канальной пропускной способности, которая прежде казалась недостижимой. Поскольку модулированные частоты различных каналов перекрываются в пределах ограниченной ширины полосы, взаимные перекрестные помехи являются более доминирующими, чем другой шум. Настоящее изобретение уменьшает воздействие всего шума для увеличения общей емкости. Эта развязка шума и сигнала, присутствующих в одной ширине полосы, достигнутая посредством настоящего изобретения, представляет собой новое применение теоремы Шеннона-Хартли.
[0016] Основная причина улучшения канальной пропускной способности согласно настоящему изобретению, описанного в настоящей заявке, состоит в том, что согласно настоящему изобретению для передачи информации не используется цифровой импульсный сигнал. Напротив, согласно настоящему изобретению информацию передают в форме амплитудных дискретных синусоидальных сигналов, амплитуда которых остается фиксированной в тот же самый период, в который происходит изменение состояния в передатчике. Согласно настоящему изобретению отсутствует резкое изменение в амплитуде при переходе от одного периода бита к следующему, как это происходит при передаче информации в импульсной форме. Каждый дискретный интервал имеет свои собственные синусоидальные волновые входные сигналы, которые разворачиваются в форме синусоидальных волн во времени. Это означает, что в данной коммуникационной системе отсутствуют широкополосные источники, как это имеет место при передаче информации на основе цифровых импульсов.
[0017] Настоящее изобретение обеспечивает огромное улучшение соотношения сигнал-шум путем противодействия негативному влиянию всего канального шума, за исключением шума, присутствующего в пределах узкой полосы, несущей передаваемый информационный сигнал.
РАСКРЫТИЕ ИЗОБРЕТЕНИЯ
[0018] Настоящее изобретение, описанное в настоящей заявке, является уникальным цифровым способом сжатия, который увеличивает канальную пропускную способность коммуникационного широкополосного тракта с ограниченной шириной полосы путем перекрытия множественных модулированных несущих и подавления взаимных перекрестных помех. В сущности, сумма пропускных способностей, с которыми данные переносятся каждой из модулированных несущих, увеличивает пропускную способность во много раз. Кроме того, аддитивный белый Гауссовский канальный шум в пределах той же ширины полосы одинаково воздействует на все модулированные несущие и, таким образом, поддерживает одинаковое отношение мощности сигнала к мощности аддитивного белого Гауссовского канального шума для каждой модулированной несущей, причем суммарная пропускная способность поддерживается в пределах Шенноновской пропускной способности. Таким образом, способ согласно настоящему изобретению приводит к увеличению канальной пропускной способности, которая превосходит пропускную способность, ожидаемую при условии определения ширины полосы по теореме Шеннона-Хартли.
[0019] Способ согласно настоящему изобретению обеспечивает возможность одновременного совместного использования множественными независимыми модулированными потоками данных одной и той же ширины полосы без перекрестных взаимных помех. В отличие от известных широкополосных способов передачи данных, каждый поток данных не страдает от ухудшения отношения "сигнал-шум" (SNR) из-за присутствия других каналов. В способе согласно настоящему изобретению эффективно увеличивается канальная пропускная способность коммуникационного широкополосного тракта путем независимой обработки каждой модулированной несущей для каждого символа, в результате чего требуемая несущая усиливается, в то время как нежелательные несущие (помехи) не усиливаются. Это достигается применением узкополосного фильтра при одновременном поддержании одинаковой ширины полосы шумов для всех перекрытых модулированных несущих путем использования перекрывающихся сигналов для переноса дополнительной информации и пропускания собственного шума через узкополосный фильтр в приемнике, в то время как несущий информацию сигнал занимает полную ширину полосы.
[0020] В настоящем изобретении дополнительно использован вариант согласованной фильтрующей системы на основе традиционных согласованных фильтров (в которых просто используется наилучшее согласование, пригодное для входящего сигнала, поврежденного шумом) для уменьшения коэффициента ошибок в коммуникационном широкополосном тракте. Согласованный фильтр работает в комбинации с приемником RXSRF для максимального подавления взаимных перекрестных помех, вызванных спектрально перекрывающимися информационными несущими. Поскольку в типичной системе количество носителей данных является увеличенным (для увеличения пропускной способности конкретного коммуникационного канала), согласованный фильтр обеспечивает удобный способ обнаружения данных в приемнике RXSRF. В традиционных системах согласованный фильтр просто использует предварительно сохраненный сигнал с наилучшим согласованием для восстановления данных из принятого сигнала с добавленным канальным шумом, в то время как в системе согласно настоящему изобретению согласованный фильтр работает в комбинации со схемами передающего и приемного суперрезонансных фильтров, в которых осуществляется процесс подавления шума и перекрестной помехи при размещении увеличенного числа перекрытых модулированных частот в пределах той же самой ширины полосы. Кроме того, в согласованном фильтре использован уникальный способ обучения на основе определения спектральной характеристики путем передачи последовательности чистых частот в заданном порядке по коммуникационному широкополосному тракту. Для вычисления влияния уникальных характеристик коммуникационного широкополосного тракта на переданный сигнал используют алгоритм. На основе указанного вычисления формируют идеальный сигнал, который сохраняют в согласованном фильтре для сравнения с сигналами, принятыми в приемной части системы передачи согласно настоящему изобретению.
[0021] Эти и другие отличительные особенности настоящего изобретения станут более очевидными после ознакомления с приведенным ниже подробным описанием в соединении с сопроводительными чертежами.
КРАТКОЕ ОПИСАНИЕ ЧЕРТЕЖЕЙ
На фиг. 1 показана схема системы передачи данных согласно настоящему изобретению.
На фиг. 2 схематически показан один вариант реализации суперрезонансного фильтра, используемого с настоящим изобретением.
На фиг. 3 показано каскадное размещение суперрезонансных фильтров, используемых в приемной части системы передачи согласно настоящему изобретению.
На фиг. 4 показано сравнение системы согласно настоящему изобретению с известной технологией ADSL.
На фиг. 5 и 6 показаны два возможных варианта реализации согласованного фильтра для использования с настоящим изобретением.
ОСУЩЕСТВЛЕНИЕ ИЗОБРЕТЕНИЯ
[0022] На фиг. 1 показана блок-схема общей системы передающей и приемной частей согласно настоящему изобретению. Система, показанная на фиг. 1, представляет собой существенное усовершенствование коммуникационных систем и обеспечивает функциональные преимущества над коммуникационными системами, описанными в патентах США №№5,956,372, 6,075,817 и 7,336,747, описания которых следует считать включенными в настоящую заявку. Эти улучшения и функциональные преимущества будут описаны ниже.
[0023] Как показано на фиг. 1, передающая секция 30 согласно настоящему изобретению имеет входы, показанные как входы txbit (1,0) - txbit (7,6), соответствующие входам умножителей 10-13.
[0024] Согласно данному варианту реализации 8-битовый вход разделен на четыре 2-битовых слова. Каждое 2-битовое слово подается в соответствующий канал передатчика. Для кодирования (например, рандомизации и т.п.) или размещения 8-битового слова перед его подачей в умножители 10-13 отсутствуют предварительные требования, как и отсутствуют какие-либо требования к подаче указанных битов в конкретный канал передачи.
[0025] Выбор размещения 2 битов на канал, в противоположность размещению 1 или 8 битов на канал, основан на общесистемных требованиях, таких как соотношение сигнал-шум (SNR), тип канала, скорость передачи данных, уровни мощности, шумового профиля и т.п. Однако следует понимать, что количество битов на канал не является ограничением настоящего изобретения. Система согласно настоящему изобретению является системой с кодированием в канале, а не системой с кодированием в источнике. Единственное требование для входов состоит в том, чтобы каждый период символа был задан предварительно.
[0026] Примерный период T символа согласно одному варианту реализации настоящего изобретения составляет 1 мкс, или скорость передачи составляет 106 символов в секунду. Для этого входящее 8-битовое слово должно передаваться с точной скоростью, составляющей одно слово в микросекунду.
[0027] Также в умножители 10-13 подаются выходные сигналы L01-L04 гетеродинов (LO). Каждый гетеродин генерирует немодулированный синусоидальный сигнал с предварительно заданной частотой и фиксированной амплитудой и является уникальным для каждого канала передачи. Частота каждого гетеродина предварительно задана для данной системы и имеет одно и то же фиксированное фазовое соотношение в начале каждого 1-микросекундного периода, так что каждая синусоидальная волна начинается с нулевым фазовым углом. Например, в случае гетеродина с частотой 1,00 МГц синусоидальная волна с периодом 360° будет завершена в пределах 1 мкс и в течение передачи многочисленных периодов символов будет походить на непрерывную синусоидальную волну. Остальные гетеродины по определению не являются непрерывными, поскольку их частоты могут быть ниже или выше 1,00 МГц. Однако имеется заданная встроенная задержка в конце каждого микросекундного периода символа для повторного запуска периода нового символа с предписанным фазовым углом. Например, для 9-частотного приложения четыре частоты могут быть ниже 1,00 МГц и четыре частоты выше 1,00 МГц.
[0028] Согласно одному варианту реализации может быть использован диапазон частот, расположенный вокруг центральной частоты 1,00 МГц. Этот диапазон подвержен действию различных факторов, включая общую ширину полосы пропускания системы и то, что по меньшей мере один пик синусоидальной волны должен присутствовать на выходе каждого из передатчиков TXSRF 14-17. Необходимый пик приходится на фазовые углы 90° и 270° для каждого гетеродина. Согласно данному варианту реализации самая высокая используемая частота составляет 1,30 МГц, а самая низкая частота составляет 700 кГц с периодом символа 1 мкс. На каждой частоте модулированы три бита, за исключением самой высокой и самой низкой частот, на которых модулированы 2 бита, для каждой в общей сложности по 25 битов/символ.
[0029] Биты, поданные в каждый из умножителей 10-13, модулируют выход каждого гетеродина, который также подается в каждый умножитель, как показано на фиг. 1. Выход каждого умножителя соединен с соответствующим входом передатчиков TXSRF1-TXSRF4.
[0030] На фиг. 2 показан один вариант реализации передатчиков TXSRF 1-TXSRF4. Как описано ниже, схемы приемников RXSRF1-RXSRF4 являются такими же. Эта схема суперрезонансного фильтра (SRF) представляет собой существенное усовершенствование фильтра, показанного и описанного в патенте США №7,336,747, который следует считать включенным в настоящую заявку. Дополнительные варианты реализации схемы суперрезонансного фильтра также описаны в патенте США №7,336,747. Схема суперрезонансного фильтра, показанная на фиг. 2, функционирует в качестве фильтра наносекундных помех с шириной полосы по существу меньше 1/T, где T - период символа, и постоянной времени T.
[0031] Суперрезонансный фильтр, показанный на фиг. 2, имеет преимущества над известными фильтрами наносекундных помех. Одно такое преимущество состоит в коротком времени установления суперрезонансного фильтра. Суперрезонансный фильтр передает только одиночную частоту с конкретной фазой синусоидального входного сигнала. Входные сигналы могут включать шум, который по существу является компиляцией сигналов. Типичный известный DSL-контур с обратной и упреждающей связями содержит как передатчик, так и приемник в одном и том же контуре (по существу, телефонная линия представляет собой элемент контура, в то время как согласно настоящему изобретению каждый контур суперрезонансного фильтра полностью локализован или в передатчике, или в приемнике). Функция и назначение каждого контура суперрезонансного фильтра (либо с передающей, либо с приемной сторон) полностью отличаются от функции и назначения схем компенсирующих контуров телефонных линий, используемых в DSL. Контуры суперрезонансного фильтра согласно настоящему изобретению имеют дело с подавлением перекрестных помех (в результате чего каждая несущая является локализованной переданной несущей с увеличенным количеством данных, модулированных на ней) и не имеют отношения к компенсации конкретных характеристик передающей (телефонной) линии. В отличие от настоящего изобретения, контуры DSL предназначены для компенсирования характеристик каждой конкретной телефонной линии и приспособления к ним. Следует отметить, что контур DSL тем не менее может быть реализован с использованием контуров суперрезонансного фильтра согласно настоящему изобретению в качестве внутренних элементов. Иными словами, контур суперрезонансного фильтра согласно настоящему изобретению, описанный в настоящей заявке, и контуры DSL являются различными контурами, которые в случае необходимости могут быть интегрированы, но их функции полностью уникальны и не связаны друг с другом.
[0032] В известных контурах обратной связи, пригодных для использования в подобных случаях применения, отсутствует внутренний контур в передатчике, и в них не используется или не предполагается положительная обратная связь. При разработке систем явно и преднамеренно стараются предупредить положительную обратную связь вследствие того, что она приводит к нестабильности и самовозбуждению. При разработке любой системы (коммуникационной или управляющей) всегда пытаются устранить любой сдвиг фазы, близкий к 180° (перемену знака), в типичном контуре с отрицательной обратной связью (который по этой причине может превратиться в контур с положительной обратной связью). Суперрезонансный фильтр согласно настоящему изобретению обрабатывает совершенно противоположным образом полезный сигнал с использованием положительной обратной связи первого уровня и мешающие сигналы с использованием положительной обратной связи второго уровня, причем второй уровень положительной обратной связи меньше первого уровня положительной обратной связи. Вышеуказанный подход представляет собой развитие и усовершенствование способа, описанного в патентах США №№5,956,372; 6,075,817 и 7,336,747. Еще одна ключевая особенность суперрезонансного фильтра согласно настоящему изобретению состоит в том, что он сбрасывает период каждого символа. В этом состоит основное отличие суперрезонансного фильтра согласно настоящему изобретению от других контуров (даже притом, что их назначение существенно отличается от назначения контура суперрезонансного фильтра). Типичное значение постоянной времени контура (такого как контур DSL для оценки телефонной линии чтобы адаптировать к ней передачу данных) имеет порядок многих периодов символа (сотен), и обычно эти контуры непрерывно адаптируются без "жесткого" сброса. Суперрезонансный фильтр согласно настоящему изобретению, описанный в настоящей заявке, сбрасывает период каждого символа (как описано ниже), что связано с его назначением восстановления данных, но не для адаптации к линии передачи данных.
[0033] Система действует на выборки входного сигнала по меньшей мере за один период T символа таким образом, что между последовательными периодами символов отсутствуют отчетливые соотношения. Каждый период Т символа начинается заново, хотя внутри периода Т символа могут присутствовать несколько частот, которые могут быть восстановлены другим передатчиком TXSRF.
[0034] Как показано на фиг. 2, на вход 51 поступают входные сигналы, которые являются символами, каждый из которых представлен одним циклом синусоидальной волны. Синусоидальные волны измеряются n раз для каждого символа, и сигналы на входе 51 имеют частоту гетеродина. Входные сигналы подаются в сумматор 53, который суммирует значения входных сигналов и значения сигналов обратной связи. В схеме 54 выполняется функция возведения в квадрат. Схема 54 умножает выход сумматора 53 сам на себя и таким образом квадратирует выход сумматора 53. Выход схемы 54 представляет собой напряжение с частотой, которая равна двойной входной частоте гетеродина. Гетеродин 55 генерирует колебания с частотой LO. Выход гетеродина 55 и выход квадратирующей схемы 54 умножаются посредством умножителя 56. Умножитель 56 обеспечивает выход, содержащий сигналы с частотами 1LO и 3LO.
[0035] Сигнал с выхода умножителя 56 подается в схему 60 извлечения квадратного корня, которая вычисляет квадратный корень из амплитуды выходного сигнала умножителя 56. Также выходной сигнал сумматора 53 подается в выделитель 61 знака. Выделитель 61 знака извлекает знак этого сигнала, который используется для умножения выходного сигнала схемы 60 извлечения квадратного корня в умножителе 62. Выход умножителя 62 соединен с устройством 63 задержки, которое задерживает выходные выборочные импульсы на период одной выборки (т.е. 1/n).
[0036] В схеме 54 в результате операции квадратирования, т.е. получения значения x2, формируются синусоидальные сигналы, фазовый угол которых является удвоенным, т.е. x=a•sin(a) превращается в: x2=a2•sin2(a), или а2•(sin2a-1). При умножении этого сигнала на сгенерированный гетеродином 55 синусоидальный сигнал sin(a) результатом является сигнал а2•sin(a). Этот сигнал точно совпадает по фазе с входным сигналом.
[0037] Следует отметить, что выборочный сигнал также является синфазным с сигналом LO гетеродина. Если выборка задержана на один период выборки (1/n), этот период добавляется к периоду недавно принятого выборочного сигнала. Однако перед этим добавлением квадратный корень из а2•(sin 2a-1) sin(а) приводит к результату sin(a). Поскольку процесс извлечения квадратного корня удаляет знак, необходимо, чтобы, на выходе процесса извлечения квадратного корня входной знак был восстановлен.
[0038] Если частота гетеродина не точно равна частоте и фазе входного сигнала, работа устройства отличается от описанной выше. Если фазовый угол локальной частоты составляет а+ц, фазовый угол выходного сигнала составляет 2a-а- ц, что равно а-ц, и если фазовый угол локальной частоты составляет а-ц, фазовый угол выходного сигнала составляет а+ц, так что независимо от того, выше частота входного сигнала требуемой локально выбранной частоты или ниже ее, задержанный сигнал обратной связи не совпадает по фазе с входным сигналом и не суммируется с ним.
[0039] Добавление количества выборок для интегрирования выбранной синусоидальной волны приводит к пиковому сигналу n/2р. Амплитуды выборочных сигналов являются увеличенными в интервале больше 30°. Таким образом, интеграция является наиболее интенсивной в области пиков входного сигнала.
[0040] Интегрирование последовательных выборочных импульсов требует, чтобы спектр каждого из них перекрывался со спектром другого на частоте информационного канала. Только этот спектр необходим для обработки и передачи информации по каналу. Таким образом, весь спектр выборочного импульса не является необходимым.
[0041] Выход 64 является результатом суммирования амплитуд импульсов в выборочных интервалах, которые имеют временной размер T/n (n выборочных импульсов на период символа), и, кроме того, имеется положительный пик с фазой 90° и отрицательный пик с фазой 270°. Значение суммированных пиков составляет примерно n пиков входной синусоидальной волны. Ширина выходных пиков составляет приблизительно x(T/n), где x составляет примерно 3 или 4, и является очень узкой по отношению к периоду символа. Это обеспечивает возможность передачи последовательных символов близко друг к другу с разделением времени немного больше, чем x(T/n) без перекрестного влияния выходных пиков друг на друга. Вышеуказанное означает, что побитная пропускная способность составляет ntnf, где nt - количество временных выборок на символ, а nf - количество частотных каналов на ширину канала. Выход 64 имеет частоту, полученную из частоты и спектра поступающего сигнала 51. Поскольку на входе 51 присутствует только линейный спектр, выход также должен иметь линейный спектр независимо от временного и частотного разнесения импульсов на входе 51. Линейный частотный спектр означает, что помехи от канального шума значительно уменьшены, поскольку мощность увеличивается в прямой зависимости от ширины полосы, в то время как информационный сигнал занимает только ограниченную ширину полосы. Таким образом, если диапазон канала должен иметь ширину 1 МГц для пропускания импульса шириной 1 мкс, выигрыш в отношении сигнал-шум составляет 106 или 60 дБ. Это обеспечивает возможность передачи данных на большие расстояния или с увеличенной скоростью.
[0042] Фильтр наносекундных помех, показанный на фиг. 2, содержит два важных элемента. Во-первых, он содержит элемент прямой связи для входящего сигнала, квадратор 54, умножитель 56 с гетеродином, схему (60) для извлечения квадратного корня и схему (61) для извлечения знака. Во-вторых, он содержит цепь обратной связи, добавляющую выход к входу, в результате чего образуется небольшой сдвиг фазы относительно частоты прямого сигнала. Этот небольшой сдвиг фазы повторяется n раз, так что совокупный эффект становится достаточно значительным в течение периода Т символа для формирования узкополосного и в то же время быстродействующего фильтра с шириной полосы, которая значительно меньше, чем 1/T, но с постоянной T времени.
[0043] Также важно понять, что обратный контур, содержащий элементы 53-55 и 60-63, формирует два уровня положительной обратной связи, один из которых является менее положительным, чем другой. В частности, при поступлении полезного сигнала (частота которого совпадает с частотой гетеродина) результатом действия указанного контура является положительная обратная связь, которая вызывает увеличение характеристической амплитуды указанного сигнала. Аналогично, при поступлении сигнала с паразитной частотой (такого как помеха, частота которой отличается от частоты гетеродина в данном конкретном суперрезонансном фильтре, или широкополосный шум, который состоит из множества других частот) действие всех указанных элементов в контуре (включая сумматор 53) обеспечивает уменьшение степени положительной обратной связи (которое является эквивалентом отрицательной обратной связи относительно полезного сигнала), что приводит к уменьшенной степени увеличения характеристической амплитуды паразитного сигнала или сигналов. Результирующий эффект использования контура положительной обратной связи, осуществленного как в схеме передающего суперрезонансного фильтра, так и в схеме принимающего суперрезонансного фильтра, состоит в увеличении общего отношения "сигнал-шум" или отношения "сигнал-перекрестная помеха". В целом, системы или схемы с положительной обратной связью не используются в трактах передачи сигналов в коммуникационных системах, поскольку положительная обратная связь имеет тенденцию к неустойчивости и самовозбуждению. Использование в схеме Заявителя положительной обратной связи является крайне неординарным и является основным принципом настоящего изобретения. Схема Заявителя не проявляет тенденцию к самовозбуждению, передающий суперрезонансный фильтр и приемный суперрезонансный фильтр "сбрасываются" после завершения сигнальной обработки периода каждого символа. Линия положительной обратной связи (элемент 63), представленная на фиг. 2, разрывается на очень малый промежуток времени (очень малый относительно периода символа), и по линии положительной обратной связи передается нулевое значение. Это эффективно удаляет всю память о контуре положительной обратной связи, вынуждая указанный контур начать обработку заново в новый период символа данных.
[0044] Схема суперрезонансного фильтра (как на передающем конце, так и на приемном конце) должна сбрасываться в промежутке между периодами символов (или в конце периода Т символа, или в начале следующего периода Т символа, причем оба периода являются эквивалентными и разделены очень малым промежутком T/n времени). Каждый период "T" символа (например, длящийся 1 мкс для скорости передачи 106 символов в секунду) дополнительно разбит "n" раз на более короткие интервалы времени. Например, если n=1000, задержка 1/n (элемент 63, показанный на фиг. 2) составляет 1 мкс/1000=1 нс. Генерируется ИМПУЛЬС СБРОСА, синхронизированный с периодом Т символа, причем значение импульса равно "нулю" для интервала времени, равного точно 1 нс (или интервала времени T/n), и "единице" для всех других интервалов времени (элемент 52 на фиг. 2). Следует отметить, что ИМПУЛЬС СБРОСА имеет значение, равное "нулю", точно на последнем этапе длительностью 1 нс (T/n) текущего периода Т символа или на первом этапе длительностью 1 нс (T/n) следующего периода Т символа. ИМПУЛЬС СБРОСА умножается посредством цепи обратной связи суперрезонансного фильтра. Если значение ИМПУЛЬСА СБРОСА равно "единице", схема действует без учета элементов 50 и 52. Если значение ИМПУЛЬСА СБРОСА равно "нулю", схема действует в качестве разомкнутого контура без обратной связи.
[0045] Результатом действия ИМПУЛЬСА СБРОСА является "сброс" контура суперрезонансного фильтра в течение интервала, в который ИМПУЛЬС СБРОСА имеет значение, равное "нулю". Это подобно отсутствию обратной связи (разрывает обратную связь) в течение короткого периода времени длительностью T/n. В результате этого контур суперрезонансного фильтра "теряет" всю свою память о предыдущем периоде Т символа, так что каждый период Т символа обрабатывается независимо от предыдущих символов и последующих символов. Следовательно, схема суперрезонансного фильтра не вносит межсимвольные помехи.
[0046] Другое важное назначение ИМПУЛЬСА СБРОСА состоит в обеспечении условий, при которых линия положительной обратной связи, характерной для суперрезонансного фильтра, не переходит к неуправляемой генерации в течение множественных смежных периодов символов. Такая неуправляемая генерация может сделать бесполезной использование положительной обратной связи, которая является главным принципом работы схемы суперрезонансного фильтра.
[0047] Следует отметить, что ИМПУЛЬС СБРОСА с той же эффективностью может быть подан посредством умножителя (70) в другой части контура суперрезонансного фильтра, вместо указанной точки строго после задержки 1/n (элемент 63), как показано на фиг. 2. Также может быть использовано другое средство сброса контура суперрезонансного фильтра, выполняющее функцию принуждения контура "забывать" любое состояние (историю) предыдущей обработки сигналов в соответствующий интервал времени по отношению к периоду Т символа. Например, следует отметить, что если сигнал гетеродина (55) имеет значение, равное нулю, в течение по меньшей мере одного периода T/n (например, в точках перехода синусоиды через ноль при 0° и 180°), указанный конкретный гетеродин также эффективно выполняет присущую контуру функцию сброса в моменты времени, когда его сигнал имеет значение, равное нулю. Однако необходимо, чтобы сигнал гетеродина имел значение, равное нулю, в начале периода Т символа (что не соблюдается, если, например, используется гетеродин косинусного типа, значение сигнала которого в начале периода Т символа равно "1", а не "0").
[0048] Работа суперрезонансного фильтра на приемном конце состоит в одновременном обеспечении положительной обратной связи для полезного сигнала и менее положительной (отрицательной) обратной связи для паразитного сигнала или сигналов. Конечный результат работы приемного суперрезонансного фильтра фактически состоит в дифференциальном поведении по отношению к всем комбинированным входным сигналам, так что чистая разность в фазовой реакции контура, примененная множественно (в процессе обратной связи), и обусловливает в конечном счете требуемое поведение этой системы. Иными словами, имеет место не столько "положительная" или "отрицательная" обратная связь, а, скорее, разность между указанными двумя результатами обработки полезного и паразитного сигналов. В качестве входных сигналов для суперрезонансного фильтра в приемнике используются сигналы с комбинированными множественными модулированными частотами (виртуальные каналы). Гетеродин суперрезонансного фильтра настроен на частоту, необходимую для восстановления данных. Сигнал гетеродина и полезный сигнал с модулированной частотой являются синхронизированными по фазе и частоте. Однако остальные сигналы с модулированными частотами (виртуальные каналы) имеют смещенные фазы относительно гетеродина. Суперрезонансный фильтр обрабатывает каждый символ независимо и сбрасывается перед обработкой следующего символа. Положительная обратная связь используется в соединении с большим количеством выборок, (например, 1 миллионом) указанных сигналов. Амплитуда каждого выборочного сигнала кумулятивно добавляется к амплитуде предыдущего сигнала и совокупной амплитуде сигнала с модулированной частотой (виртуального канала), которая синхронизирована с частотой гетеродина, поэтому она увеличивается быстрее, чем амплитуды частот, фазы которых являются смещенными относительно фазы гетеродина. Фактически, совокупная энергия сигнала с требуемой частотой намного больше, чем совокупная энергия сигналов с другими частотами. Это увеличенное разделение обеспечивает возможность увеличения скорости передачи данных.
[0049] Действие контура суперрезонансного фильтра основано на непрерывном множестве фазовых сдвигов, которое процесс обратной связи "улучшает" путем множественных повторений ("n" повторений). Для сигнала с частотой, очень близкой к центральной частоте (но не центральной частотой), сдвиг фазы является очень малым, но он накапливается. Аналогично, для сигналов, частоты которых отстоят еще дальше от центральной частоты, сдвиг фазы является большим, но также совокупным. Термин "далекие" частоты является относительным термином, который использован с целью объяснения принципа подавления внутриполосных помех. В традиционных терминах сигнал с указанной "далекой" частотой рассматривается как внутриполосная помеха, подавление или хотя бы уменьшение которой является слишком сложным.
[0050] В приведенном выше описании используется термин "характеристическая амплитуда", в отличие от простой "амплитуды". Причина его использования состоит в том, что суперрезонансный фильтр не только усиливает полезный сигнал и ослабляет паразитные сигналы, но также изменяет форму сигналов. Указанное изменение формы является побочным продуктом работы суперрезонансного фильтра и само по себе не имеет больших последствий в приемнике. Критическим фактором является то, что результирующий новый сигнал (на выходе суперрезонансного фильтра) в основном находится под влиянием входных сигналов, частота которых совпадает с центральной частотой, а не входных сигналов, частота которых отличается от центральной частоты (т.е. перекрестных помех или внутриполосного шума). Тот факт, что выходной сигнал приемника выглядит как импульс, а не синусоида, не является важным, поскольку амплитуда указанного импульса прежде всего зависит от амплитуды входного сигнала, частота которого совпадает с центральной частотой.
[0051] Как показано на фиг. 1, выходной сигнал каждой схемы TXSRF сформирован в результате комбинированного действия схемы суперрезонансного фильтра с положительной обратной связью, комбинированной амплитуды входящих дискретных битов, а также сигналом гетеродина. Выходы всех каналов TXSRF суммируются в сумматоре 18 для формирования составного сигнала для передачи.
[0052] Линейный фильтр 19 (на фиг. 1) является фильтром нижних частот или полосовым фильтром. В случае типичной телефонной линии этот фильтр не обязательно должен быть физической цепью. Фильтр, показанный на фиг. 1, скорее является моделью низкочастотных характеристик телефонной линии. Нет необходимости в предварительной фильтрации сигнала в его источнике, поскольку фильтрование выполняется во время передачи от передатчика 30 к приемнику 40. В случае радиосигнала фильтр такого типа должен быть реализован в передатчике для устранения взаимных помех расположенными рядом беспроводными частотными каналами и гармониками передаваемого сигнала.
[0053] В большей части беспроводных систем выходной сигнал от сумматора 18 обычно преобразуют с повышением частоты в требуемый диапазон для беспроводной передачи, а затем преобразуют обратно с понижением частоты в диапазон выбранных групповых частот. Преимущество этого беспроводного частотного размещения состоит в том, что для сигнала основного диапазона частот весь беспроводной передающий тракт представлен в виде равномерной полосы пропускания внутри интересующего диапазона групповых частот, в отличие от его проводного телефонного прототипа, который для переданного сигнала представлен в виде передающего тракта, имеющего свойства фильтра нижних частот.
[0054] Выход низкочастотного фильтра LPF 19 подают в приемники RXSRF1-RXSRF4 (ссылочные номера 22-25 соответственно), которые имеют такую же конфигурацию, что и передатчик TXSRF, показанный на фиг. 2. Каждый приемник RXSRF используется для декодирования принятого сигнала, переданного передатчиком. Каждый приемник RXSRF работает на той же самой частоте (но с задержкой), что и соответствующий передатчик TXSRF, и синхронизирован с общей тактовой частотой. Тактовая частота может быть сообщена приемнику любым известным способом (не показано) без существенного увеличения ширины диапазона.
[0055] На фиг. 3 показано, что приемники RXSRF могут быть каскадированы последовательно для улучшения рабочих характеристик приемной системы. Это, в частности, подходит при сильно зашумленных каналах, используемых на передающей стороне, для увеличения общей пропускной способности канала с ограниченной полосой. На фиг. 4 показан график скорости передачи данных в зависимости от расстояния, когда данные передаются посредством типичного соединения ТВП. Как показано на графике, система ADSL рядом с передатчиком обеспечивает скорость передачи данных примерно 9 Мбит/с, которая падает до 1,5 Мбит/с на удалении 4000 футов (1220 м) от передатчика. В отличие от этого, система согласно настоящему изобретению, описанная в настоящей заявке, может обеспечить скорость передачи данных 25 Мбит/с на удалении 6000 футов (1830 м) и 3 Мбит/с на удалении 20000 футов (6100 м), что является существенным усовершенствованием по сравнению с системой ADSL.
[0056] Основная функция комбинации TXSRF/RXSRF состоит в уменьшении эффективной ширины полосы для шумов без эквивалентного уменьшения ширины полосы для сигналов, в результате чего обеспечивается возможность "быстрой" передачи и восстановления сигнала, где термин "быстро" использован в относительном смысле для сравнения эквивалентных ширин полос. Использование почти (но не точно) на 100% перекрывающихся сигналов для переноса дополнительной информации стало возможным благодаря этому эффекту уменьшения ширины полосы для шумов. Для любого конкретного частотного канала, в котором используется настоящее изобретение, другие перекрывающиеся каналы данных считаются "шумом". Это стало возможным благодаря комбинации передатчика TXRSF и приемника RXSRF согласно настоящему изобретению, а также согласованного фильтра (описанного ниже).
[0057] Как показано на фиг. 1, выход каждой схемы RXSRF соединен с согласованным фильтром 26. Согласованный фильтр представляет собой сверточный фильтр с функцией свертывания по времени, который выполняет свертку входящего сигнала с предварительно сохраненными волновыми формами, полученными во время процесса обучения, описанного ниже. И хотя каждая предварительно сохраненная волновая форма соответствует комбинированному эффекту всех входящих битов, цель состоит в том, чтобы декодировать 2 или 3 бита, которые переданы на конкретной частоте с конкретным периодом символа. Другие биты состоят из битов из прошлых периодов символа или из текущего периода символа, но переданных на различных частотах. Для каждого символа длительностью 1 мкс, и для каждой частоты согласованный фильтр выполняет сворачивание, и наилучшее соответствие используется для декодирования обнаруженных 2 или 3 бита для данного частотного канала.
[0058] На фиг. 5 показана типичная схема согласованного фильтра. Как показано на чертеже, выходной сигнал каждого из приемников RXSRF1-RXSR4 подается в соответствующий вычислительный блок 70-73 для вычисления разностной энергии. Предварительные формы сигнала (как описано ниже) сохранены в запоминающих устройствах 74-77 для волновых форм и подаются в вычислительные блоки, которые генерируют оценку, зависящую от разности между входящей волновой формой и предварительно сохраненной волновой формой. Затем выходы блоков 78-81 с наиболее подходящим выбором используются для принятия решения о наиболее подходящей волновой форме из предварительно сохраненной последовательности "идеальных" (не содержащих шума) волновых форм. Эти идеальные предварительно сохраненные формы сигнала предварительно вычисляются и сохраняются в блоках запоминающего устройства во время фазы "обучения" соединения, например, при добавлении нулевого шума для получения "идеальных" волновых форм для последующего сравнения с фактическими принятыми волновыми формами, которые содержат шум.
[0059] На фиг. 6 показана схема, подобная показанной на фиг. 5, за исключением того, что решение о наиболее подходящей волновой форме принимается на многоканальной основе в блоке 82 наиболее подходящего выбора. Кроме того, каждый тракт RXSRF вычисляет список оценок для входящей волновой формы на основании сравнения со всеми возможными идеальными волновыми формами. Затем этот список оценок комбинируют с подобным списком от всех других каналов, и в масштабе всей системы принимается решение относительно выходных битов. Такой подход в целом может улучшить общую шумовую характеристику по сравнению со способом одноканальной обработки.
[0060] Назначение процесса обучения состоит в сохранении в запоминающем устройстве соответствующей сигнальной волновой формы. Обычно обучение выполняют путем подачи на вход согласованного фильтра подлежащего обнаружению сигнала в форме, в которой этот сигнал является "идеальным", т.е. является не искаженным и не содержит шум. Этот способ не всегда является практичным, поскольку обычно невозможно исключить шум в реальном канале передачи. Другие способы включают предварительное вычисление содержания согласованного фильтра в лабораторной среде, а не во время фактического использования. Согласно другому способу выполняют категоризацию передающей среды (например, с использованием спектрального анализа), на основании которой косвенным образом вычисляют идеальную волновую форму с последующим сохранением в согласованном фильтре.
[0061] По завершении обучения согласованный фильтр готов к работе. Выход согласованного фильтра не является аналоговым сигналом. Скорее, его выход представляет собой "оценку", как описано выше, которая указывает на вероятность присутствия полезного сигнала на входе согласованного фильтра. Обычно на выходе согласованного фильтра используется пороговое сравнение для того, чтобы с достаточной вероятностью успеха решить, присутствовал ли на входе полезный сигнал.
[0062] Работа согласованного фильтра основана на корреляции временной области, которая является известным способом в коммуникационных системах и системах обнаружения. Один общепринятый способ состоит в вычислении суммы квадратов разностей во времени (разностей между входными волновыми формами и идеальными волновыми формами).
[0063] Предполагается, что идеальная синусоида наложена поверх такой же синусоиды, которая имеет небольшое искажение. В областях, в которых эти две волновые формы имеют равную амплитуду, разность равна нулю. В областях, в которых их амплитуды не равны, разность имеет значение, отличное от нуля. При выполнении этого сравнения между двумя волновыми формами в множественных временных точках (выборках) этих волновых форм генерируется последовательность значений, каждое из которых представляет собой степень соответствия входной волновой формы с идеальной волновой формой в каждой конкретной временной точке. Квадраты каждого из указанных значений (так что все они являются положительными) суммируются для получения конечной оценки согласования. Следует отметить, что если указанные две волновые формы являются идентичными, каждое разностное значение равно нулю, и сумма указанных значений также равна нулю. Следовательно, нулевая оценка означает, что достигнуто идеальное согласование. Аналогично, высокая оценка означает, что корреляция между входящими и идеальными волновыми формами является уменьшенной.
[0064] Чем больше временных точек используется для сравнивания сигналов, тем точнее и резольвентнее данный фильтр сравнивает различные, но близкие к идентичному сигналы (т.е., с увеличенным количеством битов на символ).
[0065] Обучение согласованного фильтра выполняется для каждого соединения, и также может периодически выполняться повторное обучение. В целом, обучение согласованного фильтра выполняют после его изготовления, поскольку сигнал, который должен быть согласован, как ожидается, не будет изменяться передающей средой, а скорее будет поврежден шумом. Таким образом, обучение типичного согласованного фильтра не вызывает затруднений, поскольку известно, как должен выглядеть восстановленный сигнал. Однако согласно настоящему изобретению характеристики конкретного коммуникационного широкополосного тракта воздействуют на сигнал, подлежащий согласованию, а характеристики линии не являются заранее известными, чтобы выполнить предварительное программирование согласованного фильтра.
[0066] Таким образом, для предварительного программирования согласованного фильтра согласно настоящему изобретению определяют спектральную характеристику конкретной линии или конкретного соединения. Способы такого определения спектральных характеристик являются известными в области телекоммуникаций и потому не будут подробно описаны в настоящей заявке. На основе результатов определения спектральной характеристики с использованием заданного алгоритма может быть вычислено влияние уникальных характеристик линии на полезный сигнал. После применения заданного алгоритма результирующий сигнал может быть сохранен в качестве обучающего сигнала в согласованном фильтре.
[0067] Для этой цели могут быть использованы различные алгоритмы, один из которых, предпочтительный для использования с настоящим изобретением, содержит следующие этапы, на которых:
(a) для определения фильтрующих характеристик линии посредством передатчика передают последовательность чистых частот в заданной последовательности. Например, диапазон указанных частот составляет от 100 кГц до 1,5 МГц с шагом 1 кГц через каждую 1 мкс. Приемник принимает эти частоты и создает спектральное преобразование полосы пропускания линии для осуществления спектрального анализа линии;
(b) используют в приемнике полосовые характеристики, полученные в результате спектрального анализа, для построения собственной внутренней модели передатчика, линии и приемника для вычисления волновых форм, которые с выхода приемника RXSRF будут поданы в согласованный фильтр;
(c) повторяют этап (b) для каждой последовательности комбинаций битов;
(d) сохраняют результаты этапов (b) и (c) в согласованном фильтре.
[0068] Способ создания спектрального преобразования для спектрального анализа, который осуществляют на основе полосы пропускания линии, является известным. После осуществления спектрального анализа необходимо выполнить вычисление волновых форм, требующихся для согласованного фильтра, которое также может быть достигнуто с использованием известных способов.
[0069] Как показано на фиг. 5, сигналы rxbits(1,0)-rxbit(7,6) генерируются блоками 78-81 наиболее подходящего выбора. Сигналы rxbits(1,0)-rxbits(7,6) равны сигналам txbits(1,0)-txbits(7,6), которые были поданы в передатчик 30, и таким образом обеспечивается возможность точного восстановления в приемнике переданного сигнала.
[0070] Способ согласно настоящему изобретению с использованием фильтра для неэкранированной телефонной витой пары в соответствии со стандартом IEEE, 802.9 для локальной сети интегрального обслуживания (ISLAN) (Полосовой фильтр 1 МГц) в качестве канала показал максимальную скорость передачи данных 25 Мбит/с с использованием 9 информационных частот, каждая из которых несла 3 бита данных, и двух концевых частот, каждая из которых несла 2 бита данных, что является максимумом, допустимым без нарушения Шенноновского порога, определенного пропускной способностью. Таким образом, способ согласно настоящему изобретению позволяет передавать со скоростью 25 Мбит/с при ширине полосы 1 МГц. Согласно настоящему изобретению могут быть использованы перекрывающиеся модулированные частоты на передающей стороне, и подавляются межчастотные взаимные помехи на приемной стороне. Разумеется, также подавляются любые другие взаимные помехи. При минимальном разносе между каналами скорость передачи данных, которая может быть обеспечена по мегагерцовому B-каналу (информационному каналу), составляет 25 Мбит/с (информационная). Типичный широкополосный канал шириной 6 МГц с использованием способа согласно настоящему изобретению может обеспечить скорость 150 Мбит/с, а канал шириной 30 МГц может обеспечить скорость 750 Мбит/с. Подобные скорости передачи данных также могут быть достижимы и в беспроводных каналах.
Кроме того, было выполнено сравнение рабочих характеристик системы согласно настоящему изобретению с рабочими характеристиками традиционной квадратурной амплитудной модуляции (QAM) для случая, в котором канал содержал как межсимвольные помехи (ISI), так и аддитивный белый Гауссовский шум (AWGN). При более высоких скоростях передачи данных, когда обе системы сравнивались при условии равенства энергии на бит, способ согласно настоящему изобретению показал преимущество над системой QAM с одиночной несущей. Например, когда размер алфавита составлял шесть битов на символ, система согласно настоящему изобретению показала преимущество над системой QAM примерно на 5-6 дБ по отношению энергии на бит к спектральной плотности мощности шума. Для этого сравнения волновая форма состояла из шести близко расположенных тонов, для каждого использовалась двоичная фазовая модуляция (BPSK), в то время как в традиционной системе с одиночной несущей использовалась 64-уровневая модуляция QAM. Указанные выше превосходящие результаты сравнения с известными системами были получены благодаря комбинации основной волновой формы на входе суперрезонансного фильтра передатчика, типа обработки сигналов, выполненной суперрезонансным фильтром передатчика, и соответствующей формой фильтрования в приемнике, осуществленного суперрезонансным фильтром приемника.
Описание некоторых вариантов реализации настоящего изобретения носит исключительно иллюстративный характер и не является ограничением. Таким образом, несмотря на то, что настоящее изобретение описано выше на примере конкретных вариантов его реализации, для специалистов могут быть очевидны другие модификации и другие способы использования. Таким образом, подразумевается, что настоящее изобретение ограничивается не конкретным описанием, приведенным в настоящей заявке, но только самым широким объемом защиты, определенным в пунктах приложенной формулы.
Возможные и известные изменения схем, описанных в настоящей заявке, могут быть осуществлены различными способами при условии, что работа системы и способ согласно настоящему изобретению остаются в пределах объема защиты, определенных пунктами приложенной формулы.
1. Устройство для увеличения канальной пропускной способности коммуникационного тракта с ограниченной шириной полосы, содержащее:
генераторы для генерирования различных несущих сигналов, каждый из которых имеет различную частоту и каждый из которых модулирован многобитовым информационным сигналом, имеющим заданный период Т символа, при этом ширина полосы указанного коммуникационного тракта меньше суммы ширин полос несущих сигналов, а устройство дополнительно содержит:
отдельные передающие контуры обратной связи, на которые подан каждый модулированный несущий сигнал и которые образуют первый уровень положительной обратной связи для каждого модулированного несущего сигнала и второй уровень положительной обратной связи для сигналов, создающих помехи для указанных модулированных несущих сигналов, при этом указанный второй уровень положительной обратной связи меньше, чем указанный первый уровень положительной обратной связи, а устройство дополнительно содержит
генератор импульсов сброса для размыкания каждого отдельного контура обратной связи по меньшей мере один раз в каждый период Т символа для предотвращения нежелательного самовозбуждения в указанном контуре обратной связи.
2. Устройство по п. 1, в котором генератор импульсов сброса генерирует импульс сброса, имеющий заданную длительность, в результате чего каждый из указанных контуров обратной связи оказывается разомкнутым на период длительности указанного импульса сброса, и положительная обратная связь отсутствует.
3. Устройство по п. 1, в котором сумматор суммирует каждый модулированный несущий сигнал и направляет суммированные модулированные несущие сигналы в указанный коммуникационный тракт.
4. Устройство по п. 3, которое дополнительно содержит принимающие контуры обратной связи, в которые поданы указанные суммированные модулированные несущие сигналы.
5. Устройство по п. 4, дополнительно содержащее согласованный фильтр, который работает в соединении с указанными принимающими контурами обратной связи для восстановления указанных многобитовых информационных сигналов из указанных суммированных модулированных несущих сигналов.
6. Способ увеличения канальной пропускной способности коммуникационного тракта с ограниченной шириной полосы, содержащий этапы, на которых:
генерируют несущие сигналы, каждый из которых имеет различную заданную частоту, при этом ширина полосы указанного коммуникационного тракта меньше суммы ширин полос несущих сигналов,
модулируют каждый несущий сигнал с использованием многобитовых информационных сигналов, при этом каждый информационный сигнал имеет заданный период Т символа, и
подают каждый модулированный несущий сигнал на отдельный контур обратной связи, который образует первый уровень положительной обратной связи для каждого модулированного несущего сигнала и второй уровень положительной обратной связи для сигналов, которые создают помеху указанным модулированным несущим сигналам, при этом указанный второй уровень положительной обратной связи меньше, чем указанный первый уровень положительной обратной связи,
в результате чего указанный модулированный несущий сигнал усиливается, а указанный сигнал, создающий помеху несущему сигналу, ослабляется относительно указанного модулированного несущего сигнала.
7. Способ по п. 6, согласно которому импульс сброса, имеющий заданную длительность, подают на каждый из указанных отдельных контуров обратной связи по меньшей мере один раз в течение каждого заданного периода Т символа.
8. Способ по п. 7, согласно которому каждый отдельный контур обратной связи размыкается в ответ на указанный импульс сброса, в результате чего положительная обратная связь не формируется каждым указанным отдельным контуром обратной связи в течение заданной длительности импульса сброса.
9. Способ по п. 8, согласно которому каждый из указанных модулированных несущих сигналов суммируют при подаче в указанные отдельные контуры обратной связи, а сумму указанных модулированных несущих сигналов направляют в указанный коммуникационный тракт.
10. Способ по п. 9, согласно которому каждый из указанных контуров обратной связи формирует непрерывное множество накапливающихся фазовых сдвигов для указанных модулированных несущих сигналов и для указанных создающих помеху сигналов, причем накопленный фазовый сдвиг для мешающих сигналов больше, чем накопленный фазовый сдвиг для модулированных несущих сигналов, в результате чего внутридиапазонные взаимные помехи между несущими сигналами уменьшаются.
11. Способ увеличения канальной пропускной способности коммуникационного тракта с ограниченной шириной полосы, несущего первый сигнал, содержащий связанную с ним информацию, и второй сигнал, который создает помеху для первого сигнала и способствует его ухудшению, содержащий этапы, на которых:
подают первый и второй сигналы на контур обратной связи и
параллельно генерируют в указанном контуре обратной связи первый уровень положительной обратной связи для увеличения амплитуды первого сигнала, и второй уровень положительной обратной связи для уменьшения амплитуды второго сигнала,
причем второй уровень положительной обратной связи меньше, чем первый уровень положительной обратной связи.
12. Способ по п. 11, согласно которому указанный коммуникационный тракт содержит передатчик и приемник, причем способ дополнительно содержит этапы, на которых подают первый и второй сигналы на первый контур обратной связи, расположенный в передатчике, и второй контур обратной связи, расположенный в приемнике.
13. Способ по п. 11, согласно которому этап параллельного генерирования дополнительно содержит этап, на котором генерируют непрерывное множество фазовых сдвигов в зависимости от частоты в прямом сигнальном тракте контура обратной связи, причем указанные фазовые сдвиги повторяются и улучшаются при n повторениях.
14. Способ по п. 13, согласно которому фазовые сдвиги для первой частоты, которая является близкой к заданной центральной частоте, накапливаются с первой скоростью, в то время как фазовые сдвиги для второй частоты, которая является менее близкой к заданной центральной частоте, накапливаются со
второй скоростью, причем вторая скорость существенно больше, чем первая скорость.
15. Способ по п. 14, согласно которому указанная первая частота является близкой к предпочтительной частоте для указанного первого сигнала, в результате чего амплитуда указанного первого сигнала увеличивается по отношению к амплитуде указанного второго сигнала.
16. Способ по п. 12, согласно которому дополнительно используют согласованный фильтр, связанный с указанным приемником, причем способ дополнительно содержит этапы, на которых сохраняют в указанном согласованном фильтре идеальный сигнал и сравнивают указанный идеальный сигнал с указанным первым сигналом для дополнительного различения указанного первого сигнала и указанного второго сигнала.
17. Устройство для увеличения канальной пропускной способности коммуникационного тракта с ограниченной шириной полосы, содержащее:
передающий контур обратной связи для увеличения амплитуды несущего информацию сигнала путем приложения первого уровня положительной обратной связи к несущему информацию сигналу, и второго уровня положительной обратной связи к создающим помеху сигналам
, причем второй уровень положительной обратной связи меньше, чем первый уровень положительной обратной связи, а устройство дополнительно содержит
приемный контур обратной связи, с которым связан согласованный фильтр для различения указанных несущих информацию сигналов и указанных создающих помеху сигналов.
18. Устройство по п. 17, в котором указанный передающий контур обратной связи и указанный приемный контур обратной связи содержат цепь обратной связи, которая создает небольшой фазовый сдвиг в зависимости от частоты сигнала, присутствующего в прямом сигнальном тракте указанных передающего и приемного контуров обратной связи.
19. Устройство по п. 18, в котором указанный коммуникационный тракт с ограниченной шириной полосы соединяет указанные передающие контуры обратной связи и указанные приемные контуры обратной связи, причем указанные несущие информацию сигналы содержат заданные информационные биты, модулированные гетеродинами, и подаются на соответствующие входы указанных передающих контуров обратной связи, а соответствующие выходы указанных передающих контуров обратной связи суммируются и подаются в указанный коммуникационный тракт.
20. Устройство по п. 19, в котором указанные несущие информацию сигналы и указанные создающие взаимные помехи сигналы передаются по указанному коммуникационному тракту и подаются на входы указанных приемных контуров обратной связи, причем указанные приемные контуры обратной связи дополнительно увеличивают амплитуду указанных несущих информацию сигналов и в то же время уменьшают амплитуду указанных создающих помеху сигналов, в результате чего указанный согласованный фильтр, связанный с каждым из указанных приемных контуров обратной связи, устанавливает различие между несущими информацию сигналами и создающими помеху сигналами.
