Способ уменьшения девиации частоты волноводного уровнемера с лчм сигналом

Изобретение относится к технике промышленных уровнемеров, реализующих излучение в волновод ЛЧМ сигнала, модулированного по симметричному треугольному закону, получение сигнала разностной частоты путем преобразования в смесителе отраженного и излученного сигналов. Путем обработки сигнала разностной частоты во временной области рассчитывается искомая дальность. Вводится в рассмотрение виртуальный сигнал, отличающийся от реального тем, что скорость его распространения равна ν_гр. По рассчитанной дальности для реального сигнала рассчитывается сигнал разностной частоты для виртуального сигнала и на его основе рассчитывается дальность во временной области. Виртуальный сигнал, как и реальный, свободен от волноводной дисперсии. Техническим результатом при реализации заявленного решения является расчет дальности по виртуальному сигналу, что позволяет снизить девиацию частоты на сотни МГц, не увеличивая ошибку измерения. 5 ил.

 

Изобретение относится к области промышленных уровнемеров, использующих локационный принцип измерения расстояния до контролируемой среды на основе частотно-модулируемого по симметричному треугольному закону сигнала. По необходимости волноводный уровнемер работает только с жидкими средами.

Локационный принцип измерения расстояния основывается на однозначной связи между скоростью распространения сигнала и временем распространения до контролируемого объекта. При ЛЧМ сигнале эта связь преобразуется в разностную частоту между излученным и отраженным сигналами - сигнал разностной частоты (СРЧ). Если измерение происходит в свободном пространстве связь между измеряемым расстоянием R и разностной частотой линейна. В волноводном уровнемере из-за зависимости скорости распространения электромагнитной волны от частоты ƒ (волноводная дисперсия) эта зависимость нелинейна, что вызывает необходимость противодействовать дисперсии, чтобы уменьшить ошибку измерения [1]. С учетом поставленной задачи снижения девиации частоты излучаемого сигнала при сохранении точности измерения R, введем, наряду с физически реализуемым в волноводе сигналом, виртуальный сигнал, скорость распространения которого где с - скорость света в вакууме, ƒ_кр - критическая частота волновода. В реальности такой сигнал существует только как математический объект.

Расчет расстояния R до контролируемой среды для реального сигнала производится в соответствии с [2]:

где n - число нулей СРЧ на полупериоде модуляции, ƒ_n, ƒ₁ - частоты, соответствующие n-му и первому нулям СРЧ, ƒ₀ - начальная несущая частота.

Соотношение (1) свободно от дисперсии, а изобретение [2] является прототипом.

Рассмотрим выражение, аналогичное (1), для виртуального сигнала.

Частота разностного сигнала определяется по формуле:

где ΔF - девиация частоты, - период модуляции, а

- время задержки виртуального сигнала.

Величина τ_ЗВ определяется в (2) при известном значении R, которое может быть найдено только из реального (физически реализуемого) сигнала.

Фаза сигнала СРЧ

ϕ=ϕ_СРЧτ_ЗВt, 0≤t≤.

Обозначим через t_j моменты времени, в которых СРЧ обращается в ноль, т.е.

где k - максимальное число нулей СРЧ виртуального сигнала, α - случайная фаза.

Ввиду линейности модуляционной характеристики (восходящая ветвь)

где ƒ_j - текущая частота.

С учетом (2) и (4) из (3) получаем

Последовательно полагая в (5) j=k, j=1 и вычитая полученные результаты, находим

где ƒ_Вk, ƒ_В1 - частоты, соответствующие k-му и первому нулям СРЧ виртуального сигнала.

Расчеты измеряемого расстояния R в соответствии с (1) и (6) проводились по следующим моделям СРЧ:

- для реального сигнала

где U₀ - амплитуда, которая определяется приемным трактом измерителя, n(t) - аддитивный белый гауссовский шум;

- для виртуального сигнала

где U_0B - амплитуда, не имеющая шумовой составляющей, β - произвольная фаза.

При расчете СРЧ в соответствии с (7), (8) принимались следующие дискретные значения параметров: Расчеты проводились методом статистических испытаний при следующих параметрах зондирующего сигнала: число отсчетов СРЧ на интервале анализа N=2000; 4000, =16 мс, несущая частота ƒ₀=7900 МГц, критическая частота ƒ_кр=7032 МГц, девиация частоты ΔF=300; 500; 800 МГц, случайные фазы варьировались в пределах [0÷π), усреднение в точках осуществлялось по 10⁶ значениям.

Результаты расчетов представлены на Фиг. 1-Фиг. 4. На этих зависимостях по оси ординат откладываются относительные ошибки измерения расстояния где - измеренное расстояние, рассчитываемое по реальному сигналу, распространяющемуся со скоростью ν_ф, и где - уточненная оценка измеряемого расстояния R, рассчитываемая на основепо виртуальному сигналу, распространяющемуся со скоростью ν_гр.

Результаты расчетов при отсутствии шума (Фиг. 1 и Фиг. 2) свидетельствуют о меньшей ошибке при виртуальном сигнале (ν_гр), чем при реальном (ν_ф) практически во всех точках расчета R для различных N.

При наличии шума (Фиг. 3 и Фиг. 4) наблюдается устойчивое преимущество виртуального сигнала (ν_гр) для рассмотренных отношений сигнал/шум в зависимости от ΔF для различных R.

Таким образом, предложенный способ может обеспечить уменьшение девиации частоты ΔF на величину (300÷500) МГц при сохранении требуемого уровня ошибки ER.

Предлагаемый способ уменьшения девиации частоты без изменения точности измерения расстояния до контролируемой среды не известен для способов и устройств, из чего следует соответствие его критерию «новизна».

Изобретательский уровень предлагаемого способа определяется преимуществами построения уровнемера по предлагаемой схеме - упрощается построение передающего и приемного трактов измерителя, а следовательно, их стоимость. Уменьшение девиации частоты также обеспечивает при сохранении требуемого уровня точности возможность более тщательно согласовать антенно-волноводный тракт, уменьшая мешающие отражения.

На основании сказанного можно утверждать, что заявляемый способ отвечает критерию «изобретательский уровень».

Возможная структурная схема реализации предполагаемого способа приведена на Фиг. 5. Обозначенные блоки выполняют следующие функции: 1 - волновод; 2 - циркулятор; 3 - приемо-передающий СВЧ модуль; 4 - цифровой синтезатор частот; 5 - задающий генератор; 6 - микропроцессор; 7 - блок аналоговой обработки СРЧ (усиление, фильтрация, ограничение); 8 - блок выходной.

Библиографические данные

1. Б.А. Атаянц, В.М. Давыдочкин, В.В. Езерский. Точность измерения уровня волноводным частотно-модулированным уровнемером. // Радиотехника. 2015. №5, С. 73-78.

2. Бакулин А.И., Смирнов А.А. Способ измерения расстояния до контролируемой среды с помощью волноводного ЛЧМ локатора. Заявка на ИЗ №2017123428. Получено решение о выдаче патента 27.03.2018 г.

Способ уменьшения девиации частоты волноводного уровнемера, включающий излучение в полый волновод ЛЧМ сигнала, модулированного по симметричному треугольному закону, реализуемому цифровым синтезатором частот, прием отраженного от среды сигнала, получение сигнала разностной частоты преобразованием в смесителе отраженного и излученного сигналов, измерение числа нулевых значений n сигнала разностной частоты на каждом полупериоде модуляции, расчет частот ƒ_l, ƒ_n, соответствующих первому и n-му нулям СРЧ, отличающийся тем, что на первом этапе измеряемое расстояние определяется по формуле

На втором этапе используется виртуальный сигнал, отличающийся от реального скоростью распространения, которая равна ν_гр, и по полученному из (1) значению R рассчитывается СРЧ для виртуального сигнала, по которому определяются k - число нулей СРЧ, ƒ_Bk, ƒ_В1 - частоты, соответствующие k-му и первому нулям СРЧ виртуального сигнала, по найденным параметрам определяется измеряемое расстояние по формуле

где в (1) и (2) ƒ_кр - критическая частота волновода; ƒ₀ - несущая частота; с - скорость света в вакууме.