Система синусоидальной передачи и метод фототерапии

Группа изобретений относится к медицинской технике. Светодиоды в светодиодной панели при фототерапии контролируются таким образом, что интенсивность света варьируется в соответствии с синусоидальной функцией, тем самым устраняя гармоники, которые генерируются, когда светодиоды пульсируют в цифровом режиме, в соответствии с функцией прямоугольной волны. Это достигается аналогичным образом при использовании синусоидального сигнала для управления затвором МОП-транзистора, последовательно соединенного со светодиодами, или с помощью цифроаналогового преобразователя для управления затвором МОП-транзистора ступенчатой функцией, представляющей значения синусоидальной функции на заданных интервалах. Кроме того, широтно-импульсная модуляция используется для управления затвором МОП-транзистора таким образом, что среднее значение тока, проходящего через светодиоды, имитирует синусоидальную функцию. В дополнение к использованию простой функции синусоидального сигнала, ток светодиодов можно контролировать в соответствии с аккордами, содержащими несколько синусоид разной частоты. 5 н. и 4 з.п. ф-лы, 49 ил., 5 табл.

 

Область применения изобретения

Данное изобретение относится к биотехнологии для использования в медицине, включая фотобиомодуляцию, фототерапию и биорезонанс.

Предпосылки появления изобретения

Введение

Биофотоника представляет собой область биомедицины, которая связана с электронным управлением потоком фотонов, т.е. светом, а также его взаимодействием с живыми клетками и тканями. Биофотоника включает в себя хирургию, визуализацию, биометрию, диагностику заболеваний и фототерапию. Фототерапия представляет собой контролируемое использование световых фотонов, обычно из инфракрасной, видимой и ультрафиолетовой части спектра, для терапевтических целей, включая травмы, заболевания и нарушения иммунной системы. В частности, при фототерапии клетки и ткани подвергаются лечебному воздействию светового потока фотонов определенных длин волн либо непрерывно, либо отдельными повторяющимися импульсами, с целью контроля процесса переноса энергии и ее поглощения живыми клетками и тканями.

История технологии импульсной фототерапии

На протяжении более чем ста лет врачи, ученые и экспериментаторы-любители пробовали изучать реакцию живых клеток и тканей на энергию неионизирующего излучения, в том числе на ультрафиолетовый и видимый свет, инфракрасное и тепловое излучение, излучение микроволнового и радио диапазона, переменный ток (в частности, микротоки), ультразвуковые и звуковые волны. Во многих случаях излучение источника энергии модулировалось колебаниями или импульсами, что приводило к эффектам ʺбиомодуляцииʺ, которые при постоянном излучении не наблюдались. Даже знаменитый ученый и создатель переменного тока Никола Тесла, как известно, в ходе публичных выступлений подвергал себя ударам электрического тока, модулированного высокой частотой, или ʺмолнийʺ, чтобы продемонстрировать предполагаемые преимущества использования технологии переменного тока и энергии колебаний. К сожалению, несмотря на всю заинтересованность и деятельность, вместо получения систематического всестороннего знания о взаимодействиях клеток с постоянным или изменяющимся потоком направленной энергии, эти ʺсенсационныеʺ, неаккуратно проведенные эксперименты привели к путаному, иногда даже внутренне противоречивому, сочетанию науки, лженауки, мистики и религии. Пропаганда этих противоречащих друг другу и порой экстраординарных заявлений, свежие публикации, литература и веб-сайты представляют собой пеструю картину, от серьезной науки и биотехнологических исследований до холистической медицины и спиритизма, и зачастую являются основанной лишь на чувствах (и лишенной каких-либо материальных доказательств) лженаукой, предназначенной исключительно для заманивания клиентов и продвижения продаж.

Если говорить кратко, на сегодняшний день основной интерес к терапии с использованием направленного потока энергии сфокусирован на использовании для лечения низкоуровневого пульсирующего света (т.е. фототерапии), тогда как в ранних исследованиях, посвященных влиянию энергии колебаний на процесс лечения тканей человека и животных, вместо света для стимуляции тканей использовались синусоидальные электрические микротоки. В достаточно плохо оформленной эмпирической работе, которую провел в середине 1950-х годов специалист по акупунктуре д-р Поль Ножье (Paul Nogier), констатировалось, что некоторые частоты стимулируют заживление тканей лучше других и по-разному действуют на разные ткани. Исследования проводились в диапазоне звуковых частот от нуля (постоянный ток) до 20 кГц.

Учитывая отсутствие четкой документации об условиях терапии и используемом устройстве, точное научное воспроизведение экспериментов Ножье и проверка его результатов, насколько нам известно, так и не были проведены, и сведения об этом в опубликованной научной литературе отсутствуют. Таким образом, не являясь конкретным методом лечения заболевания или подавления боли, опубликованные наблюдения Ножье выступили скорее в качестве дорожной карты, т.е. набора основных принципов для последующих исследований и разработок в этой области, и включали в себя следующие положения:

У человека скорость заживления поврежденной или пораженной ткани и восприятие испытываемой боли изменяются при изменении частоты колебаний электрической стимуляции (особенно при 292 Гц, или ʺреʺ по музыкальной шкале)

Оказалось, что определенные частоты в звуковом диапазоне от 20 кГц и ниже по-разному стимулируют различные ткани и органы, т.е. специфичность тканей зависит от частоты

При удвоении частоты специфичность тканей и по действию, и по эффективности оказывается аналогичной той, что наблюдалась при исходной частоте.

В отношении последнего пункта любопытно отметить, что аналогичное действие при четном кратном изменении частоты свидетельствует о гармоническом характере биологии клеток и физиологических процессов. Такое гармоническое поведение напоминает конструкцию пианино и его клавиатуры, где увеличение или уменьшение частоты звука в два раза музыкально эквивалентно той же ноте, но на одну октаву, т.е. на восемь полных тонов, соответственно выше или ниже первоначальной. Кроме того, описанное преимущество ʺчетныхʺ гармоник согласуется с математическим анализом физических систем, демонстрирующим, что четные гармоники передают энергию более эффективно и ведут себя более предсказуемо по сравнению со схемами или системами с нечетными гармониками.

Хотя наблюдения Ножье стали темой серьезного научного изучения в медицинском исследовательском сообществе (особенно в части их применимости к фототерапии), они в то же время породили фанатичные заявления, пропагандирующие крайне сомнительные метафизические и религиозные концепции о единственности частоты, свойственной жизни; о том, что все нарушающее эту частоту ведет к болезням или травмам, и что удаление этих плохих частот каким-то образом восстанавливает здоровье. Даже несмотря на то, что эти сомнительные заявления были развенчаны наукой, сторонники этой теории продолжают предлагать дорогие продукты или услуги для "активизации" здоровой частоты человека с помощью так называемого "биорезонанса" в целях улучшения здоровья и увеличения продолжительности жизни.

В контексте данной заявки, все ниже следующее обсуждение биорезонанса не имеет ничего общего с вышеуказанной метафизической интерпретацией этого слова, а подразумевает под собой вызванные фотобиомодуляцией четко определенные биохимические процессы в клетках и тканях. Научные измерения показывают, что в организме человека фактически присутствует не одна, а многие десятки различных частот. Все эти измеренные частоты - некоторые из них случайные, некоторые постоянные, некоторые меняющиеся во времени - в основном находятся в звуковом диапазоне, т.е. ниже 20 кГц. Эти естественные частоты включают в себя сигналы ЭКГ, контролирующие функцию сердца; сигналы ЭЭГ в головном мозге, контролирующие мыслительные процессы; визуальные сигналы, переносимые зрительным нервом; изменяющиеся во времени мышечные стимуляции в периферических мышцах; перистальтические сокращения мышц в кишечнике и матке; нервные импульсы от тактильных ощущений, переносимые центральной нервной системой и спинным мозгом, а также многие другие. У человека, других млекопитающих и птиц наблюдаются аналогичные сигналы. Таким образом, очевидно, что нет какой-то одной частоты, универсально свойственной здоровому состоянию организма.

С конца 1960-х годов медицинский интерес сместился от микротоков к фототерапии, начиная с работ россиян и чехов, а затем в 1980-х годах и в исследованиях в США, финансируемых НАСА. В ходе исследований фототерапии, известной также как низкоуровневая световая терапия (НУСТ), снова возник тот же вопрос частоты модуляции, при сравнении импульсного света и излучения постоянной интенсивности для фототерапевтического лечения. Усилия главным образом были направлены на изучение красного и инфракрасного излучения, пульсирующего на частотах звукового диапазона, т.е. ниже 20 кГц.

С тех пор были проведены многочисленные исследования и клинические испытания, посвященные методам инфракрасной импульсной лазерной терапии в сравнении с действием постоянного излучения при фототерапии. В статье ʺЭффект пульсации в низкоуровневой световой терапииʺ, опубликованной в Lasers Surg. Med. в августе 2010, том 42(6), стр. 450-466, авторы-доктора медицины во главе с Хашми (Hashmi) из Главного Массачусетского госпиталя, Гарвардской медицинской школы и других клиник провели критический обзор девяти прямых сравнительных клинических испытаний пульсирующего (PW) и непрерывного (CW) излучения. Шесть исследований из девяти показали, что пульсирующее излучение превосходит по своему эффекту непрерывное, и только в двух непрерывное излучение оказалось более эффективным, чем импульсное. Однако авторы этих работ не пришли к единому мнению относительно оптимальных, с точки зрения терапевтической эффективности, параметров импульсного излучения.

Одно из таких исследований, посвященное изучению восстановления нервов и показавшее, что импульсная фототерапия превосходит по своим результатам непрерывное излучение, было опубликовано 10 сентября 2011 года в журнале Laser Medical Science д-ром Ву (X.Wu) с соавторами под заголовком ʺСравнение эффекта пульсирующей и непрерывной световой волны на регенерацию аксонов на примере повреждения спинного мозга крысʺ (Comparison of the Effects of Pulsed and Continuous Wave Light on Axonal Regeneration in a Rat Model of Spinal Cord Injuryʺ). Выдержки содержат вступление, в котором говорится: ʺСветовая терапия (СТ) изучалась в качестве перспективного метода лечения травм и заболеваний центральной нервной системы как в исследованиях на животных, так и в ходе клинических испытаний. На основании физиологических исследований было обнаружено, что СТ оказывает положительное влияние при лечении повреждений спинного мозга (ПСМ), черепно-мозговых травм, инсультов и нейро-дегенеративных заболеванийʺ.

Далее исследование сосредоточилось на сравнении световой терапии непрерывным излучением и пульсирующим излучением при лечении ПСМ. Крысы подвергались облучению через кожу во время 15-минутной операции ПСМ и по 50 минут ежедневно в течение 14 дней подряд 808 нм (инфракрасным) диодным лазером. После продолжительного обсуждения авторы сообщили: ʺТаким образом, непрерывное излучение и импульсный лазерный свет способствуют регенерации аксонов и функциональному восстановлению после ПСМ. Импульсное лазерное излучение способствует отрастанию аксонов к сегментам спинного мозга, расположенным дальше от места повреждения. Таким образом, использование пульсирующего излучения представляет собой перспективный неинвазивный метод лечения ПСМʺ.

Хотя в большинстве исследований применялось пульсирующее лазерное излучение, впоследствии были разработаны аналогичные системы с использованием цифровых импульсных светоизлучающих диодов (СИД). Было показано (например, Laser Med. Sci., 2009), что при прочих равных условиях фототерапия с применением СИД ничем не уступает лазерной, а иногда и превосходит ее. Кроме того, решения для терапии с СИД дешевле в эксплуатации и более безопасны по сравнению с лазерными методами и устройствами. Исходя из этих соображений, данная заявка фокусируется на системах на основе СИД, но с оговоркой, что многие из описанных методов изобретения в равной степени применимы как для решений на основе СИД, так и для решений на основе полупроводниковых лазеров.

Системы фототерапии на основе импульсных светодиодов (СИД)

На Рис. 1 показаны элементы системы фототерапии, позволяющей проводить операции с использованием непрерывного или импульсного света, в том числе привод СИД 1 для контроля и управления СИД как источником фотонов 3, испускаемых пластиной СИД 2 на ткань органа или часть тела пациента 5. Хотя в качестве ткани 4 изображен головной мозг человека, фототерапию можно применять к любому органу, ткани или физиологической системе. До и после, а также во время терапии врач или врач-клиницист 7 может скорректировать лечение с помощью управления настройками привода СИД 1 в соответствии с характеристиками, выводимыми на монитор 6.

Несмотря на то, что существует множество потенциальных механизмов, как показано на Рис. 2, обычно, по общему мнению, считается, что доминирующий фотобиологический процесс 22, отвечающий за фотобиомодуляцию во время проведения фототерапии, происходит внутри митохондрии 21, органеллы, которая присутствует в каждой эукариотической клетке 20, в том числе у растений, животных, включая птиц, млекопитающих, лошадей и людей. На сегодняшний день известно, что фотобиологический процесс 22 включает фотон 23, падающий, среди прочего, на молекулу цитохром-с-оксидазы (ССО) 24, которая действует в качестве зарядного устройства, увеличивающего содержание клеточной энергии путем преобразования аденозинмонофосфата (AMФ) в молекулу с более высокой энергией, аденозиндифосфат (AДФ), и дальнейшего превращения AДФ в молекулу с еще более высокой энергией, аденозинтрифосфат (ATФ). В процессе повышения накопленной энергии от AMФ к AДФ и к ATФ, последовательность зарядки 25, цитохром-с-оксидаза 24 действует аналогично зарядному устройству, а ATФ 26 выступает в качестве клеточного аккумулятора для накопления энергии, образуя процесс, который можно было бы рассматривать как "фотосинтез" у животных. Цитохром-с-оксидаза 24 также способна преобразовывать энергию из глюкозы, образуемую в ходе переваривания пищи, в качестве источника энергии в последовательности зарядки ATФ 25 или с помощью комбинирования пищеварения и фотосинтеза. Для усиления клеточного метаболизма ATФ 26 способна высвобождать энергию 29 в процессе разрядки ATФ-в-AДФ-в-AMФ 28. Энергия 29 затем используется для синтеза белка, в том числе образования катализаторов, ферментов, ДНК-полимеразы и других биомолекул. Другой аспект фотобиологического процесса 22 заключается в том, что цитохром-с-оксидаза 24 представляет собой поглотитель оксида азота (NO) 27, важную сигнальную молекулу в нейронных связях и в процессе ангиогенеза - роста новых артерий и капилляров. Освещение цитохром-с-оксидазы 24 в клетках, обрабатываемых в ходе фототерапии, приводит к высвобождению NO 27 в непосредственной близости от поврежденной или инфицированной ткани, увеличивая кровоток и доставку кислорода к обрабатываемой ткани, ускоряя заживление, восстановление ткани и обеспечивая иммунный ответ.

Для проведения фототерапии и стимулирования цитохром-с-оксидазы 24 к поглощению энергии фотона 23 промежуточное вещество между источником света и тканями, поглощающими свет, не должно блокировать или поглощать свет. Спектр молекулярного поглощения электромагнитного излучения (ЭМИ) тканями человека представлен на графике 40 зависимости коэффициента поглощения от длины волны электромагнитного излучения λ (в нм), как показано на Рис. 3. На Рис. 3 показан относительный коэффициент поглощения для оксигемоглобина (кривая 44а), дезоксигемоглобина (кривая 44b), цитохрома С (кривые 41а, 41b), воды (кривая 42), а также жиров и липидов (кривая 43) в зависимости от длины волны света. Как видно, дезоксигемоглобин (кривая 44b), а также оксигемоглобин, т. е. кровь (кривая 44а) сильно поглощают свет в красной части видимого спектра, особенно для длин волн меньше 650 нм. На больших длинах волн в инфракрасной части спектра, т. е. более 950 нм, ЭМИ поглощается водой (H₂O) (кривая 42). В интервале длин волн от 650 нм до 950 нм ткани человека в существенной степени прозрачны, как показано прозрачным оптическим окном 45.

Помимо поглощения жирами и липидами (кривая 43), ЭМИ, содержащее фотоны 23 с длинами волн λ в рамках прозрачного оптического окна 45, поглощается непосредственно цитохром-с-оксидазой (кривые 41а, 41b). В частности, цитохром-с-оксидаза 24 поглощает в инфракрасной части спектра, что представлено кривой 41b без воды или крови. Вторичный хвост поглощения для цитохром-с-оксидазы (кривая 41а) при освещении светом в красной части видимого спектра частично блокируется поглощающими свойствами дезоксигемоглобина (кривая 44b), ограничивая любой фотобиологический ответ для глубоких тканей, но при этом по-прежнему наблюдается активация эпителиальной ткани и клеток. Таким образом, Рис. 3 показывает, что фототерапия для кожи и внутренних органов и тканей требует использования различных методов лечения и длин волн света - красного для кожи и инфракрасного для внутренних тканей и органов.

Существующие системы доставки фотонов

Для достижения максимальной передачи энергии во время фототерапии важно разработать устойчивую систему доставки фотонов для стабильного и равномерного освещения тканей. Первоначально применялись лампы со светофильтрами, однако лампы слишком горячи и неудобны для пациентов, могут привести к ожогам и пациентов, и врачей, и, кроме того,

с их помощью очень трудно поддерживать равномерное освещение при продолжительном лечении. Лампы также имеют короткий срок службы, и если они к тому же были изготовлены с использованием разреженных газов, их регулярная замена оказалась бы дорогой. Из-за использования фильтров лампы должны долгое время находиться в разогретом состоянии для получения необходимого потока фотонов и достижения терапевтического эффекта при длительных процедурах. Лампы без защитного светофильтра, например, гелиолампы, дают излучение слишком широкого спектра и ограничивают эффективность фотонов, одновременно стимулируя как желательные, так и нежелательные химические реакции; а некоторые лучи, особенно в ультрафиолетовой части электромагнитного спектра, и вовсе являются вредными.

В качестве альтернативы использовались лазеры, и они продолжают использоваться для проведения фототерапии. Как и для ламп, для лазеров тоже существует риск нанесения ожога пациенту, но не за счет тепла, а за счет воздействия на ткани интенсивной концентрированной световой мощности. Чтобы предотвратить эту проблему, следует обращать особое внимание на то, чтобы выходная мощность лазерного луча всегда была ограничена, и чтобы очень высокий ток, приводящий к опасным уровням излучения, не мог случайно возникнуть. Вторая, более практически значимая проблема, возникает из-за маленького "размера пятна" лазера на освещаемой области. Поскольку лазер освещает небольшую сфокусированную область, трудно лечить большие органы, мышцы или ткани, и при этом более высока вероятность возникновения чрезмерно высокого уровня мощности.

Еще одна проблема для лазерного света связана с его "когерентностью", свойством света, препятствующим его расхождению, что затрудняет покрытие больших площадей во время лечения. Исследования показывают, что использование когерентного света при проведении фототерапии не приносит дополнительной пользы. Во-первых, жизнь бактерий, растений и животных эволюционировала при естественном поглощении рассеянного, а не когерентного света, поскольку когерентный свет не испускается в естественных условиях ни из каких известных источников. Во-вторых, первые два слоя эпителиальной ткани устраняют любую оптическую когерентность, поэтому когерентность света теряется уже в момент падения, и далее поглощается уже некогерентное излучение.

Кроме того, оптический спектр лазера является слишком узким, чтобы охватить все полезные химические и молекулярные переходы, необходимые для достижения высокой эффективности фототерапии. Ограниченный спектр лазера, как правило, в диапазоне ± 3 нм от центральной длины волны, затрудняет надлежащее возбуждение всех полезных химических реакций, необходимое при проведении фототерапии. Трудно охватить широкий диапазон частот узкой полосой частот оптического источника. Например, из Рис. 3 очевидно, что химические реакции, наблюдаемые при получении спектров поглощения CCO (кривая 41b), отличаются от реакций, которые дали хвост поглощения (кривая 41a). Если предположить, что спектры поглощения обеих областей являются благоприятными, трудно охватить этот широкий диапазон с использованием оптического источника, имеющего спектр длин волн шириной всего 6 нм.

Таким образом, так же, как солнечный свет имеет слишком широкий спектр, фотобиологически возбуждая многие конкурирующие химические реакции с разными длинами волн ЭМИ (некоторые из которых даже вредны), лазерный луч является слишком узким и не стимулирует достаточное количество химических реакций для достижения полной эффективности при фототерапевтическом лечении. Этот вопрос обсуждается более подробно в родственной заявке, озаглавленной "Система и процесс фототерапии, использующие динамический драйвер СИД с программируемой формой волныʺ, Williams и др. (Заявка на патент США № 14/073,371), на которую в настоящем документе приведена ссылка.

Для проведения фототерапии с возбуждением во всем диапазоне длин волн в прозрачном оптическом окне 45, т. е. по всей ширине приблизительно от 650 нм до 950 нм, даже если используются четыре различных по длинам волн источника света для покрытия диапазона, для каждого источника света требуется ширина полосы в почти 80 нм. Это более чем на порядок шире, чем ширина полосы лазерного источника света. Этот диапазон просто слишком широк для лазеров, чтобы они могли его покрыть. На сегодня СИД являются коммерчески доступными для облучения в широком диапазоне световых спектров, от глубокой инфракрасной области до ультрафиолетовой части электромагнитного спектра. С полосами от ± 30 нм до ± 40 нм намного проще покрыть нужный спектр частот с центром, расположенным в красной области, длинной красной области, короткой ближней инфракрасной области (БИК) и средней части БИК спектра, например, 670 нм, 750 нм, 825 нм и 900 нм.

Рис. 4 демонстрирует предпочтительное решение проблемы доставки света с использованием гибкой пластины СИД, принимающей форму соответствующего участка тела пациента, как показано на пиктограмме 59. Как показано, гибкая пластина СИД 50 изгибается для придания необходимой формы, в данном случае ноги 61, и притягивается с использованием фиксирующего ремня 57. Для предотвращения проскальзывания гибкая пластина СИД 50 имеет фиксирующие полоски-липучки 58, приклеенные к ее поверхности. При использовании фиксирующий ремень 57 оборачивают вокруг пластины с полосками 58, плотно удерживающими гибкую пластину СИД 50 в положении, соответствующем ноге, руке, шее, спине, плечу, колену или любой другой части тела пациента, содержащей ткань 61.

Существенным преимуществом, показанным на Рис. 4, является то, что получаемая глубина 63 проникновения света в подкожные ткани 62 из находящихся на гибкой пластине 50 светодиодов 52 оказывается совершенно одинаковой по всей боковой длине ткани. В отличие от устройств, где источником света являются жесткие палочки или негибкие панели СИД, удерживаемые над обрабатываемой тканью, в данном примере гибкие пластины СИД 50 вступают в контакт с кожей пациента, т. е. являются эпителиальными 61. Для предотвращения случайного распространения вирулентных агентов через контакт с пластиной СИД 50, между пластиной-источником света 50 и тканями 62 вставляют одноразовый асептический санитарный барьер 51, обычно прозрачный гипоаллергенный биосовместимый пластиковый слой. Тесный контакт между СИД 52 и тканью 62 важен для обеспечения стабильного освещения в течение от 20 минут до более 1 часа, т.е. в течение интервала, являющегося слишком длинным для удерживания панели вручную. Это одна из причин, почему ручные СИД и различные устройства, в том числе щетки, расчески, палочки и фонарики, как было показано, имеют мало преимуществ для медицины в отношении фототерапии, или вообще не имеют их.

Система фототерапии предыдущего поколения для получения контролируемого света, доступная на сегодняшний день и представленная на Рис. 5, состоит из электронного задающего устройства 70, соединенного с одним или более наборов гибких пластин СИД 71a-71e через кабели 72a и 72b, и один или более наборов гибких пластин СИД 71a-71e, соединенных друг с другом через короткие электрические соединители 73a-73d.

В частности, один электрический вывод электронного задающего устройства 70 соединен с центральной гибкой пластиной СИД 71a электрическим кабелем 72a, который в свою очередь соединен со съемными гибкими пластинами СИД 71b и 71c с помощью электрических соединителей 73a и 73b, соответственно. Второй набор пластин СИД, соединенный со вторым электрическим выходом электронного задающего устройства 70, соединен с центральной гибкой пластиной СИД 71c электрическим кабелем 72b, который в свою очередь соединен со съемными гибкими пластинами СИД 71d и 71e электрическими соединителями 73c и 73d, соответственно, расположенными на краю пластины СИД 71c перпендикулярно краю, к которому присоединен электрический кабель 72b. Использование гибких пластин СИД и способность электронного задающего устройства 70 независимо подавать на два набора пластин СИД ток до 900 мА (при этом каждый из наборов состоит из трех пластин) делает эту систему фототерапии лучшей на сегодня в своем классе.

Несмотря на свое техническое превосходство, данная система фототерапии предыдущего поколения имеет многочисленные ограничения и недостатки, в том числе слабую надежность пластин СИД, неспособность контролировать ток СИД (и, следовательно, однородность света) между пластинами, ограниченный контроль в управляющих схемах возбуждения СИД, ограниченные безопасность и характеристики диагностики, а также неспособность связываться или получать обновления через Интернет, беспроводное соединение или с помощью облачных технологий. Все эти недостатки рассматриваются целым рядом родственных патентов.

Улучшение надежности гибких пластин СИД подробно описывается в родственной заявке ʺУлучшение гибкости пластин СИД для фототерапии,ʺ R.K. Williams и др. (Заявка США № XX/XXX,XXX, поданная YYY YY, 2014), представленной здесь ссылкой. На Рис. 6A приведен вид улучшенного набора гибких пластин СИД, из которого удалили практически все дискретные провода и любые провода, присоединенные непосредственно к печатной плате в пластинах СИД (за исключением соединенных с центральным кабелем 82), при этом была достигнута значительно большая гибкость в расположении пластин СИД на теле пациента, проходящего фототерапию.

Как показано, наборы пластин СИД включают три гибкие пластины СИД, содержащие центральную гибкую пластину СИД 80a с присоединенным электрическим кабелем 82 и две боковые гибкие пластины СИД 80b и 80c. Все три пластины СИД 80a-80c имеют по два разъема 84 для присоединения двух кабелей от пластины к пластине 85a и 85b. Несмотря на то, что разъем 84 не виден в этой перспективе, его присутствие легко определяется по выпуклости 86 на полимерной гибкой пластине СИД 80b и аналогично на полимерных гибких пластинах СИД 80a и 80c. Кабели от пластины 85a и 85b используются для электрического соединения центральной пластины СИД 80a с пластинами СИД 80b и 80c, соответственно.

Стандартные промышленные USB разъемы поддерживают высокую производительность и стабильное качество при конкурентоспособной цене, производятся с использованием хорошо организованной цепи поставок большого объема с использованием гнезд 84, которые надежно смонтированы на печатной плате, а также USB-кабелей 85a и 85b, которые имеют электрическое экранирование, запрессованный штепсель и хорошую устойчивость к поломкам от многократных изгибов. Кроме того, соединительные кабели USB 85a и 85b хорошо проводят токи до 1А, не допуская чрезмерных падений напряжения или электромиграционных отказов при длительном использовании. Помимо кабелей USB, в число других возможных соединителей и кабелей входят min-USB, IEEE-1394 и другие. В примере, представленном на Рис. 6A, 8-контактный прямоугольный USB-разъем был выбран для обеспечения долговечности, прочности и доступности. В варианте исполнения, представленном на Рис. 6А, центральная прямоугольная пластина СИД 80a имеет прямоугольную форму и содержит разгрузочную муфту 81 для присоединения к кабелю 82 и двум разъемам USB 84, находящимся на одном краю центральной пластины СИД 80a, изображенном как край пластины, параллельный оси х. Аналогично каждая боковая пластина СИД 80b и 80c также является прямоугольной и имеет два разъема USB, которые также расположены на одном краю. Эта схема соединения существенно отличается от использованной в предыдущем устройстве, представленном на Рис. 5, где разъемы были собственного производства, и располагались на краях пластин СИД 71a-71c и 71c-71e, которые обращены друг к другу.

Такое изменение конструкции дает значительные преимущества в свободе выбора врача или клинициста при размещении пластин на теле пациента, получающего лечение. Поскольку разъемы не обращены друг к другу, что имело место в предыдущих конструкциях, соединительные кабели 85a и 85b не обязательно должны быть короткими для обеспечения близкого размещения пластин СИД. Фактически, в данном случае пластины СИД 80a, 80b и 80c могут, если это необходимо, фактически примыкать друг к другу без какой-либо нагрузки на кабели 85a и 85b, даже если используются длинные кабели. При прилегании пластин СИД универсальность описанного набора гибких пластин СИД дает врачу возможность использования наибольшего числа СИД на малых площадях проведения терапии.

В качестве альтернативы, гибкие пластины СИД могут находиться на большом расстоянии друг от друга, например, через плечо и под рукой или сгруппированы с двумя пластинами, расположенными близко, а третьей пластиной, расположенной далеко от них. При наличии электрического экранирования кабелей 85a и 85b пластины могут быть расположены далеко друг от друга без появления чувствительности к шуму, что имело место в приведенных выше предыдущих решениях. Конструкция, показанная на Рис. 6A, также облегчает для клинициста позиционирование гибких пластин СИД 80a-80c, их сгибание, например, вокруг живота и почек, закрепление пластин 80a-80c с помощью фиксирующего ремня 93 и присоединение их к полоскам-липучкам 92, прочно прикрепленным к пластинам СИД 80a-80c. Сгибание отдельных гибких пластин СИД 80a-80c и связывание их с помощью фиксирующего ремня 93 представлено на Рис. 6B, где ремень 93 и пластины 80a-80c сгибают так, чтобы они прилегали к искривленной поверхности с искривлением в направлении оси х. Для того, чтобы можно было провести сгибание в направлении оси x, внутри пластин СИД 80a-80c не должно быть жесткой печатной платы, ориентированной параллельно оси х.

В центральной пластине СИД 80a кабель 82 и соединитель RJ45 83 используются для электрического присоединения пластин СИД 80a-80c к контроллеру СИД для обеспечения обратной совместимости с существующими контроллерами СИД, используемыми в клиниках и госпиталях в настоящее время. При наличии адаптера, преобразующего разъем RJ45 в разъем USB, гибкую пластину СИД 80a можно модифицировать путем удаления кабеля 82, разгрузочной муфты 81и заменой центрального соединения третьим гнездом USB 84, а кабеля 82 - другим кабелем USB, являющимся совместимым с кабелем USB 85a, но обычно более длинным.

Методы контроля тока СИД для улучшения однородности света, обеспечивающие повышенную безопасность и функции самодиагностики с добавлением управления диаграммами возбуждения описаны в вышеупомянутой Заявке на патент США № 14/073,371.

Управление диаграммами возбуждения СИД

Точное управление диаграммами возбуждения световых импульсов требует более сложной системы фототерапии, имеющей улучшенный электронный контроль. В качестве такой схемы может быть адаптирован уже существующий электронный привод, например тот, который используется в системе подсветки ТВЧ СИД, приспособленный для фототерапии.

Как показано на Рис. 7, одна такая улучшенная система электронного привода, адаптированная из телевизионной схемы управления СИД, использует контроль тока отдельного канала, чтобы гарантировать, что ток каждого канала согласован независимо от напряжений прямой проводимости на СИД. Как показано, токовые стоки 96a, 96b, …, 96n питают N цепочек СИД 97a, 97b, …, 97N, соответственно, выступая в качестве источников постоянного тока с программируемой силой тока при проводимости, способных динамически включать и выключать любой отдельный канал или их комбинацию под управлением цифровых сигналов 98a, 98b, …, 98N соответственно. Число N может принимать любое практически целесообразное значение.

Как показано, контролируемый ток в стоке тока 96a устанавливается относительно опорного тока 99 величиной I_ref и поддерживается контролем цепи обратной связи и регулировкой смещающего напряжения соответственно для поддержания тока I_СИД в цепочке из m последовательно соединенных СИД 97a. Число m может быть любым числом СИД, которое является практически целесообразным. Обратная связь управления по току символически представлена петлей и соответствующей стрелкой, направленной назад в токовый сток 96a. Цифровые сигналы включения используются затем для ʺнарезкиʺ или пульсации тока СИД с контролируемым коэффициентом нагрузки и, как показано в вышеупомянутой Заявке на патент США №14/073,371, также и при различных частотах пульсации. Контроллер СИД 103 питается от линейного регулятора 102 с низким падением напряжения и управляется микроконтроллером 104 через цифровой SPI-интерфейс 105. Эти компоненты в совокупности образуют систему привода СИД 101. Импульсный источник питания 100 подает на СИД цепочки 97a-97n высокое напряжение +V_СИД, которое может динамически меняться или быть постоянным.

Несмотря на применение аналогового контроля тока, получающиеся формы импульсов и управление широтно-импульсной модуляцией (ШИМ) имеют фактически цифровой характер, т.е. являются цепочкой последовательных импульсов, как показано на Рис. 8А, управляющих средней яркостью СИД и задающих частоту возбуждения посредством регулировки частоты повторения и времени включения светодиодов. Как показано на упрощенной временной диаграмме на Рис. 8А, цепочка временных импульсов используется для формирования последовательных волн света СИД, которые могут состоять из СИД с длинами волн λ_a, λ_b и λ_c, каждый из которых будет включаться в разное время и с разной продолжительностью.

Как показано на схематичных формах сигнала 110 и 111 на Рис. 8A, генератор импульсов в контроллере 103 генерирует временные импульсы (тики) с интервалом T_θ и счетчик, находящийся внутри контроллера СИД 103, отвечающего за генерацию сигнала 111, отсчитывает 9 тиков и открывает токовый сток определенного канала, включая тем самым цепочку СИД с длиной волны λ_a на время, равное 4 тикам, после чего снова ее выключает. Как видно из формы сигнала 112, второй счетчик, также находящийся внутри контроллера 103, включает канал СИД цепочек с λ_b сразу же после первого тика на время, равное 8 тикам, после чего отключает его на 4 тика (хотя СИД цепочка с λ_a остается включенной) и далее снова включает на 3 тика. Как видно из формы сигнала 113, третий счетчик внутри контроллера 103 ждет 22 тика перед тем как включить цепочку СИД с λ_c на 4 тика и затем отключает ее.

В такой последовательности цепочка СИД с λ_b включена на время Δ_t1 (8 тиков), затем на время Δ_t2 (4 тика) включается цепочка СИД с λ_a, затем после ее выключения цепочка СИД с λ_b продолжает работать в течение времени Δ_t3 (3 тика), после чего в течение времени Δ_t4 все цепочки отключены и заканчивая цепочкой СИД с λ_c, которая включается на время Δ_t5 (4 тика). Временные диаграммы 110-113 наглядно иллюстрируют гибкость новой системы управления в изменении длины волны светодиодов и частоты возбуждения, что позволяет получить на выходе модулированный свет, изображенный в виде сигнала 114.

Улучшенная система СИД позволяет осуществлять точный контроль продолжительности каждого импульса света, испускаемого цепями СИД, λ_a, λ_b и λ_c. Однако на практике биологические системы, такие как живые клетки, не могут реагировать на отдельные импульсы света длительностью менее одной секунды, поэтому одну и ту же структуру, содержащую одну длину волны и одну частоту импульсов, повторяют в течение длительного времени перед переключением на другую длину волны СИД и частоту возбуждения. Более реалистичная диаграмма возбуждения приведена на Рис. 8В, где такой же тактовый сигнал (форма импульса 110) использован для синтеза, т.е. генерации, одночастотной диаграммы возбуждения 116 светового сигнала с длиной волны λ_a и синтезированной частотой возбуждения f_synth

f_synth=1/nT_θ,

где время T_θ - интервал между двумя последовательными тактовыми импульсами (тиками), а ʺnʺ - количество тиков, укладывающихся в период синтезированного сигнала. Как видно из формы импульса 116, до момента t₁ цепочка СИД включена в течение 50% времени, т.е. коэффициент заполнения равен 50%, и яркость светодиода составит половину от яркости постоянно включенного диода. После момента времени t₂ коэффициент заполнения возрастает до 75%, увеличивая яркость светодиода, тогда как частота f_synth осталась при этом неизменной.

На временной диаграмме 117 показана аналогичная синтезированная форма сигнала для света с длиной волны λ_a с постоянной яркостью при коэффициенте заполнения D=50% до момента времени t₁. Однако в момент времени t₂, вместо изменения яркости, происходит изменение синтезируемой частоты возбуждения от f_synth1=1/nT_θ к более высокой частоте f_synth2=1/mT_θ, где m меньше n. Таким образом, в момент времени t₂ синтезируемая частота увеличилась от f_synth1 до f_synth2, тогда как коэффициент заполнения (50%) и яркость светодиодов не изменились. Таким образом, улучшенная система привода СИД синтезирует контролируемые последовательности из произвольных цепочек импульсов СИД с разными длинами волн, причем эти импульсы имеют регулируемую яркость, продолжительность и частоту повторения, т.е. возбуждения, или частоту диаграммы.

Во избежание недоразумений стоит заметить, что частота диаграммы f_synth и частота света от светодиодов - это совершенно разные частоты. Частота света, т.е. цвет испускаемого излучения, равна скорости света, деленной на длину волны света λ, что математически выражается как

υ_ЭМИ=c/ λ ≈ (3•10⁸м/с)/(0.8•10^-6м)=3.8•10¹⁴ циклов/с=380 TГц

Заметим для ясности, что вышеуказанная частота света обозначается греческой буквой υ ʺнюʺ, а не буквой f или f_synth. Как видно, частота световых электромагнитных колебаний составляет сотни TГц (терагерц), тогда как частота синтезированных диаграмм цифровых импульсов f_synth обычно находится в аудио или ʺзвуковомʺ диапазоне (самое большее в ультразвуковом), т.е. ниже 100 кГц, как минимум на девять порядков меньше. В дальнейшем тексте настоящей заявки, если только нет специальной оговорки, ʺцветʺ светового излучения мы будем ставить в зависимость от длины волны, а не от частоты. И наоборот, скорость пульсаций или периодичность возбуждения диаграмм f_synth мы будем описывать только через частоту, а не через длину волны.

Краткое описание недостатков систем фототерапии предыдущих конструкций

Предыдущие конструкции аппаратов для фототерапии остаются ограниченными по ряду принципиальных моментов в их устройстве и применении, включая следующие

Использование лазерного излучения (вместо светодиодов),

по своей природе обладающего узким диапазоном частот излучаемого света и потому неспособного стимулировать требуемый спектр химических реакций, необходимых для максимальной фотобиостимуляции и оптимизации медицинской эффективности;

Соображения безопасности при использовании лазеров;

Установленные в жестком корпусе светодиоды не могут принять форму обрабатываемых участков тканей;

Плохая, ненадлежащая или неэффективная модуляция фототерапевтических диаграмм возбуждения

Последний пункт, неэффективная модуляция фототерапевтических диаграмм возбуждения, является серьезной проблемой и содержит в себе возможности для улучшения фотобиомодуляции и эффективности терапии, что и представляет собой раскрытие предмета данного изобретения.

Краткое описание изобретения

В соответствии с данным изобретением, интенсивность используемого в фототерапии света значительно варьируется в повторяемых с регулярной периодичностью формах вместо применения последовательностей импульсов прямоугольной формы в режиме либо ВКЛ, либо ВЫКЛ. Во многих вариантах конструкции свет генерируется цепочками светоизлучающих диодов (СИД), но в других вариантах могут быть использованы и другие типы источников света, такие как полупроводниковые лазеры. В более предпочтительном исполнении интенсивность света иногда варьируется в соответствии с либо одночастотной синусоидальной функцией, либо ʺсозвучиемʺ, ʺаккордомʺ, имеющим в своем составе две или более синусоидальных волны, но, как будет видно из дальнейшего, описанные в данной заявке техники позволяют генерировать бесконечное множество форм импульсов и функций.

В одной группе вариантов конструкции интенсивность света, излучаемого цепочкой светодиодов, изменяется путем аналогового контроля напряжения затвора исток-сток МОП-транзистора, соединенного последовательно с СИД. Привод затвора сравнивает ток в цепи СИД с синусоидальным опорным напряжением, и напряжение на затворе исток-сток автоматически корректируется с помощью схемы в приводе МОП-транзистора до выравнивания тока СИД и опорного тока, и ток СИД достигает нужного значения. Таким образом, ток СИД имитирует синусоидальный опорный ток. Синусоидальный опорный ток может быть сгенерирован в различных формах; например, с помощью LC -или RC-генератора, генератора с мостом Вина или парного Т-генератора.

В альтернативной версии этих вариантов осуществления, напряжение затвора исток-сток МОП-транзистора изменяется с помощью цифроаналогового преобразователя (ЦАП). ЦАП содержит серию цифровых значений, которые представляют значения синусоидальной волны в заранее определенные моменты времени, например, 24 значения в полном цикле 360°. Цифровые значения могут представлять не только синусоидальную волну, и могут также быть взяты с CD или DVD.

Во второй группе вариантов осуществления ток СИД контролируется в цифровой форме, преимущественно с использованием широтно-импульсной модуляции (ШИМ). Так же как и в первом варианте осуществления, синусоидальная волна разбивается на ряд цифровых значений, которые представляют ее уровень в определенные промежутки времени. Эти интервалы обозначаются здесь как имеющие продолжительность T_sync. Импульс генерируется для каждого интервала T_sync, а его ширина представляет значение синусоидальной волны в этом интервале. Для этого каждый интервал T_sync далее разбивается на несколько более мелких интервалов (каждый из которых имеет продолжительность, обозначаемую здесь и далее как T_θ), а напряжение затвора исток-сток МОП-транзистора контролируется таким образом, что току СИД дают протекать в течение ряда из этих более мелких интервалов T_θ, которые представляют значение синусоидальной волны. Таким образом, исток-сток МОП-транзистора включен в течение части каждого интервала T_sync и выключен в течение остальной части этого интервала T_sync. В результате ток СИД усредняется (сглаживается) в форму синусоидальной волны.

Затвор исток-сток МОП-транзистора может контролироваться схемой смещения затвора и управления, принимающей опорный ток из источника опорного тока и разрешающий сигнал из цифрового синтезатора. Цифровой синтезатор содержит счетчик, в котором установлено число, равное числу малых интервалов T_θ, в течение которых затвор исток-сток МОП-транзистора должен быть открыт. Исток-сток МОП-транзистора замкнут, и счетчик проводит отсчет до нуля. Когда счетчик достигает нуля, затвор исток-сток МОП-транзистора закрывается. Затвор исток-сток МОП-транзистора остается закрытым в течение числа интервалов T_θ, равного общему числу интервалов T_θ в интервале T_sync, уменьшенному на число интервалов T_θ, в течение которых затвор исток-сток МОП-транзистора был открыт.

В начале следующего интервала T_sync, новое число, представляющее следующее значение синусоидальной функции, загружается в счетчик прецизионной схемы смещения затвора и управления, и процесс повторяется.

Управление СИД в соответствии с синусоидальной функцией устраняет гармоники, которые появляются, когда СИД работают в импульсном режиме на включение и выключение в соответствии с прямоугольной формой волны, многие из которых могут попасть в "акустический" спектр (обычно менее 20 кГц) и могут оказывать нежелательное воздействие на фототерапию. С помощью техник данного изобретения частоты меньших интервалов, используемых при получении синусоидальной функции (1/T_sync и 1/T_θ), становится возможным сдвигать выше 20 000 Гц, где они обычно оказывают незначительное влияние на фототерапию.

Аккорды, содержащие множество синусоидальных функций, могут быть получены путем сложения значений синусоидальных волн-компонентов. С помощью аналоговых устройств синусоидальные волны можно складывать вместе, используя аналоговый микшер, или можно получить аккорд, используя полифонический аналоговый источник звука вместо генератора. С помощью цифровых устройств численные значения, представляющие синусоидальные волны-компоненты, можно складывать с использованием арифметико-логического устройства (АЛУ). Другим способом создания аккорда является объединение аналогового синтезированного сигнала со второй цифровой частотой импульсов путем "стробирования" ВКЛ и ВЫКЛ аналогового сигнала при частоте стробирования. Частота стробирования может быть выше или ниже частоты аналогового сигнала. Стробирующий импульс может быть получен путем подачи аналоговой синусоидальной волны с делением счетчика на 2, 4 или 8 и получением второго сигнала на 1, 2 или 3 октавы выше аналоговой синусоидальной волны соответственно.

Преимуществом использования ЦАП для генерации аналогового напряжения или использования цифровых технологий является то, что терапевтические последовательности (например, для конкретных органов или тканей) для удобства извлечения и использования врачом или другим клиницистом могут храниться в цифровом виде в запоминающем устройстве (например, EPROM).

Краткое описание рисунков

Рис. 1 является упрощенным графическим представлением проведения фототерапии.

Рис. 2 является упрощенным графическим представлением фотобиомодуляции клеточных митохондрий.

Рис. 3 является графиком, показывающим спектры поглощения цитохром-С оксидазы (CCO), крови (Hb), воды и липидов.

Рис. 4 является фотографическим примером и схематическим представлением пластины СИД, используемой при проведении фототерапии.

Рис. 5 является видом системы фототерапии, включающей в себя контроллер и шесть гибких полимерных пластин СИД.

Рис. 6A является схематическим представлением набора из трех гибких полимерных пластин СИД (светоизлучающих диодов), соединенных друг с другом и прикрепленных к фиксирующему ремню.

Рис. 6B является схематическим представлением ряда гибких полимерных пластин СИД, показанных на Рис. 6A, немного согнутых для достижения соответствия телу пациента.

Рис. 7 является электрической принципиальной схемой контролируемой током системы импульсной фототерапии СИД.

Рис. 8A является примером временной диаграммы, показывающей последовательное импульсное возбуждение СИД с множественными длинами волн с изменяющейся продолжительностью.

Рис. 8B является примером временной диаграммы, показывающей последовательное импульсное возбуждение СИД с множественными длинами волн с различными комбинациями коэффициента заполнения и частоты.

Рис. 9A иллюстрирует представление временной области и частотной области Фурье для цифрового (прямоугольного) импульса.

Рис. 9B иллюстрирует дискретное преобразование Фурье с использованием различного числа суммируемых синусоидальных волн.

Рис. 9C иллюстрирует измеренное содержание гармоник тока цифрового импульсного источника питания.

Рис. 9D иллюстрирует измеренный амплитудный спектр Фурье различных гармоник.

Рис. 9E иллюстрирует преобразование Фурье для ограниченного во времени сигнала с измеренной амплитудой, демонстрирующее ʺответвленияʺ от основной частоты из-за короткой продолжительности сигнала.

Рис. 9F иллюстрирует магнитуды четных и нечетных гармоник, а также распределение энергии по спектру нарастающим итогом для непрерывного преобразования Фурье для цифрового (прямоугольного) импульса.

Рис. 10 иллюстрирует график частотной характеристики колебательной системы, имеющей две резонансных частоты.

Рис. 11 иллюстрирует суммирование двух синхронизированных цифровых импульсов различной частоты.

Рис. 12A иллюстрирует график содержания спектра цифрового импульса 292 Гц, загрязняющего спектр звуковых частот, в сопоставлении с идеализированными октавами Ре4 в том же диапазоне.

Рис. 12B иллюстрирует график, показывающий, что спектральное содержание цифрового импульса 4 671 Гц загрязняет главным образом ультразвуковой спектр.

Рис. 13 иллюстрирует различные физические механизмы фотобиомодуляции.

Рис. 14 иллюстрирует две эквивалентные схемы одноканального привода СИД с контролем тока.

Рис. 15 иллюстрирует различные примеры комбинаций опорного тока и разрешающих сигналов и получаемой формы волны тока СИД.

Рис. 16A схематически иллюстрирует проблему распределения тока между несколькими нагрузками от одного опорного тока.

Рис. 16B схематически иллюстрирует использование транскондуктивных усилителей для распределения опорного тока между несколькими нагрузками.

Рис. 16C схематически иллюстрирует один вариант осуществления контролируемого стока тока с использованием МОП-транзистора высокого напряжения и задающей схемы МОП-транзистора с подстройкой резистора.

Рис. 16D схематически иллюстрирует один вариант осуществления контролируемого стока тока с использованием МОП-транзистора высокого напряжения и задающей схемы МОП-транзистора с подстройкой МОП-транзистора.

Рис. 17A схематически иллюстрирует использование источника напряжения с фиксированным значением для генерирования колебательного опорного тока.

Рис. 17B схематически представляет использование регулируемого источника напряжения для генерирования колебательного опорного тока.

Рис. 17C схематически представляет источник регулируемой частоты и напряжения, содержащий мост Вина, используемый для генерации колебательного опорного тока.

Рис. 17D схематически представляет программируемую схему задания величины смещения с использованием цепочки резисторов.

Рис. 18A схематически представляет реализацию одноканального привода СИД с контролируемым током с использованием цифроаналогового преобразователя (ЦАП) для генерации опорного тока.

Рис. 18B схематически представляет реализацию ЦАП с использованием цепочки резисторов.

Рис. 19A иллюстрирует синусоидальную волну 292 Гц, синтезированную ЦАП.

Рис. 19B иллюстрирует гармонические спектры синусоидальной волны 292 Гц, синтезированной с применением опорного тока, генерируемого ЦАП.

Рис. 19C иллюстрирует укрупненный вид цифровых шагов в синусоидальной волне 292 Гц, синтезированной с использованием опорного тока, генерируемого ЦАП.

Рис. 19D иллюстрирует часть синусоидальной волны частотой 18,25 Гц, содержащую последовательность изменений напряжения, возникающих при тактовой частоте в ЦАП.

Рис. 19E иллюстрирует гармонические спектры синусоидальной волны частотой 18,25 Гц, синтезированной с использованием опорного тока, генерируемого ЦАП.

Рис. 20 иллюстрирует различные комбинации синусоидальных опорных токов и получаемой формы волны тока СИД.

Рис. 21 иллюстрирует сумму двух синусоидальных форм волны и результирующую форму волны.

Рис. 22A схематически иллюстрирует использование аналогового микшера для генерации полифонического колебательного опорного тока для привода СИД для фототерапии.

Рис. 22B схематически представляет использование аналогового источника звука для генерации полифонического опорного тока для привода СИД для фототерапии.

Рис. 22C схематично представляет использование цифрового источника звука для генерации полифонического опорного тока для привода СИД для фототерапии.

Рис. 23A иллюстрирует синтезированную полифоническую форму волны, генерируемую из синусоидального опорного тока и цифрового импульса более высокой частоты.

Рис. 23B иллюстрирует полифонические гармонические спектры, генерируемые из синусоидального опорного тока 292 Гц и цифрового импульса 4 672 Гц.

Рис. 23C иллюстрирует полифонические гармонические спектры, генерируемые из синусоидального опорного тока 292 Гц и цифрового импульса 9 344 Гц.

Рис. 23D иллюстрирует полифонические гармонические спектры, генерируемые из синусоидального опорного тока 292 Гц и ультразвукового цифрового импульса.

Рис. 23E иллюстрирует полифонические гармонические спектры, генерируемые из синусоидального опорного тока 292 Гц и цифрового импульса 18 688 Гц.

Рис. 24 иллюстрирует синтезированную полифоническую форму волны, генерируемую из синусоидального опорного тока и цифрового импульса более низкой частоты.

Рис. 25A иллюстрирует полифонические гармонические спектры, генерируемые из синусоидального опорного тока 9 344 Гц и цифрового импульса 4 672 Гц.

Рис. 25B иллюстрирует полифонические гармонические спектры, генерируемые из синусоидального опорного тока 584 Гц и цифрового импульса 292 Гц.

Рис. 26 схематически иллюстрирует реализацию привода полифонического тока СИД для фототерапии от одного генератора.

Рис. 27A схематически иллюстрирует несколько цифровых синтезаторов, управляющих несколькими соответствующими приводами СИД

Рис. 27B схематически иллюстрирует централизованный цифровой синтезатор, отдельно контролирующий несколько соответствующих приводов СИД.

Рис. 27C схематически иллюстрирует отдельный цифровой синтезатор, управляющий несколькими приводами СИД с общим сигналом.

Рис. 28A иллюстрирует принципиальную электрическую схему цифрового синтезатора.

Рис. 28B представляет собой временную диаграмму работы цифрового синтезатора.

Рис. 28C иллюстрирует синтезированные импульсы фиксированной частоты и с изменяющимся коэффициентом заполнения.

Рис. 29A иллюстрирует форму волны привода СИД, содержащую синтезированную широтно-импульсной модуляцией (ШИМ) синусоиду фиксированной частоты.

Рис. 29B иллюстрирует примеры цифровых синтезированных синусоид.

Рис. 29C иллюстрирует сравнение выходных волновых форм ЦАП в сравнении с ШИМ контролем за один временной интервал.

Рис. 29D графически иллюстрирует взаимосвязь между битовым разрешением ШИМ, числом временных интервалов, максимальной синтезируемой частотой и требуемой тактовой частотой счетчика.

Рис. 30 схематически иллюстрирует схему тактового генератора.

Рис. 31 графически иллюстрирует зависимость общего разрешения цифрового синтеза и битового разрешения ШИМ от максимальной синтезируемой частоты.

Рис. 32A иллюстрирует частотный спектр цифровой синтезированной синусоиды 4 672 Гц.

Рис. 32B иллюстрирует частотный спектр цифровой синтезированной синусоиды 292 Гц.

Рис. 32C графически иллюстрирует зависимость частоты синхронизации и частоты счетчика ШИМ от синтезируемой частоты.

Рис. 33 иллюстрирует блок-схему генерации синусоидальной волновой формы с использованием раскрываемых здесь цифровых способов синтеза.

Рис. 34A графически иллюстрирует цифровой синтез 292 Гц (Ре4) синусоидальной волны с использованием 15° интервалов.

Рис. 34B графически иллюстрирует цифровой синтез 292 Гц (Ре4) синусоидальной волны с использованием 20° интервалов.

Рис. 34C графически иллюстрирует интервалы ШИМ, используемые в цифровом синтезе 292 Гц (Ре4) синусоидальной волны с 20°-ми интервалами.

Рис. 34D графически иллюстрирует цифровой синтез 1 168 Гц (Ре6) синусоидальной волны с использованием 20° интервалов.

Рис. 34E графически иллюстрирует цифровой синтез 4 672 Гц (Ре6) синусоидальной волны с использованием 20° интервалов.

Рис. 35A графически иллюстрирует цифровой синтез 1 168 Гц (Ре6) синусоидальной волны с 50% амплитудой.

Рис. 35B графически иллюстрирует цифровой синтез 1 168 Гц (Ре6) синусоидальной волны с 50% амплитудой, смещенной на +25%.

Рис. 35C графически иллюстрирует цифровой синтез 1 168 Гц (Ре6) синусоидальной волны с 20% амплитудой, смещенной на +60%.

Рис. 35D иллюстрирует частотный спектр синтезированной в цифровом виде 1 168 Гц (Ре6) синусоиды с 20% амплитудой, смещенной на +60%.

Рис. 36 графически иллюстрирует цифровой синтез 4 циклов 4 472 Гц (Ре8) синусоидальной волны с использованием 20° интервалов.

Рис. 37A графически иллюстрирует цифровой синтез 1 168 Гц (Ре6) синусоидальной волны с использованием 4Х дискретизации.

Рис. 37B иллюстрирует файл шаблона цифрового синтеза 1 168 Гц (Ре6) синусоидальной волны с использованием 4Х дискретизации.

Рис. 38 графически иллюстрирует цифровой синтез аккорда 4 472 Гц (Ре8) и 1 672 Гц (Ре6) синусоид равной амплитуды.

Рис. 39 иллюстрирует частотный спектр синтезированного в цифровом виде аккорда 4 472 Гц (Ре8) и 1 672 Гц (Ре6) синусоид равной амплитуды.

Рис. 40 графически иллюстрирует цифровой синтез аккорда 4 472 Гц (Ре8) и 1 672 Гц (Ре6) синусоид различной амплитуды.

Рис. 41 иллюстрирует алгоритм генерации файла шаблона синтеза.

Рис. 42A иллюстрирует алгоритм генерации аккорда двух или более синусоид в реальном времени или заранее для хранения в библиотеке шаблонов.

Рис. 42B иллюстрирует альтернативный способ создания аккордов с использованием алгоритма, описанного на Рис. 41, для генерации отдельных синусоидальных схем с нормированными математическими функциями.

Рис. 43 иллюстрирует синусоиды с частотами, которые являются целыми кратными друг друга.

Рис. 44 иллюстрирует синусоиды с частотами, которые являются дробными кратными друг друга.

Рис. 45 иллюстрирует использование зеркальной фазовой симметрии для генерации аккордов, состоящих из синусоид, частоты которых имеют отношение 11,5.

Рис. 46 иллюстрирует использование интерполированного заполнения разрыва для генерации аккорда, состоящего из синусоид с частотами, которые находятся в нерегулярном отношении (1,873) друг к другу.

Рис. 47 иллюстрирует генерирование синусоиды с использованием ШИМ при изменении опорного тока αI_ref.

Рис. 48 иллюстрирует то, как схемы для синтеза цифровых импульсов, использовавшиеся для привода цепочек СИД в конструкциях предыдущего поколения, могут быть использованы для синтеза синусоидальных волновых форм.

Рис. 49 иллюстрирует различные физиологические структуры и условия, которые могут быть пригодными для лечения с помощью фототерапии, в зависимости от амплитуды, частоты и постоянной составляющей синусоидального тока, используемых для привода СИД.

Описание изобретения

Гармонические спектры синтезированных диаграмм

Как было описано ранее, использование повторяющихся с определенной частотой световых импульсов при проведении фототерапии предшествующими методиками основано на эмпирических данных и наблюдениях врачей о том, что импульсное лазерное излучение работает лучше непрерывного света при снятии болей и заживлении тканей. Как уже говорилось, хотя этот общий вывод и представляется заслуживающим доверия, не существует единого мнения о том, использование каких именно цифровых импульсов приводит к наилучшим результатам и наиболее высокой эффективности лечения. Проведенные до сегодняшнего дня исследования лазерной фототерапии не рассматривали другие возможные формы волны (например, синусоидальные волны, волны с нарастающей по линейному закону амплитудой, волны пилообразной формы и т. п.), а были ограничены прямым сравнением между режимом непрерывного излучения лазера и режимом его импульсного излучения, т. е. прямоугольных волн, по всей видимости в связи с тем, что большинство лазеров предназначены только для работы в режиме цифрового включения и выключения импульсов. Используемые для работы частоты пульсирования выбирались вблизи частот, соответствующих временным константам для конкретных, эмпирически наблюдаемых фотобиологических процессов, т. е. в звуковом диапазоне ниже 20 кГц.

Авторы этих исследований указывают цифровую частоту импульсов и ошибочно полагают, что эта частота прямоугольных импульсов, используемая для модуляции света, является единственной частотой, присутствующей в эксперименте. Однако из теории коммуникации, физики, электродинамики и математики Фурье хорошо известно, что цифровые импульсы имеют не только частоту цифрового пульса, а фактически содержат целый спектр частот. Таким образом, хотя и может показаться разумным предположить, что цифровые импульсы, работающие на фиксированной тактовой частоте, испускают и проводят только одну частоту - основную частоту переключения, эта самоочевидная истина на самом деле ошибочна.

Фактически содержание гармоник в переключаемых цифровых системах может быть значительным как по энергетическому, так и по спектральному составу, который гармоники загрязняют - некоторые гармоники возникают на частотах, которые на порядки выше основной частоты. В электромагнетизме эти гармоники часто ответственны за нежелательные шумы излучения и проводимости, которые потенциально негативно влияют на эксплуатационную надежность схемы. Известно, что при более высоких частотах эти гармоники генерируют электромагнитные помехи, или ЭМИ, излучаемые в окружающее пространство.

Математический анализ показывает, что скорость цифровых переходов вкл-выкл (вместе с любыми возможными затуханиями или выбросами) определяет спектры гармоник формы волны. В мощных электронных системах, таких как приводы СИД или лазеров, используемых в фототерапии, проблема усугубляется еще и высокими токами, высокими напряжениями и высокой мощностью, подаваемыми при таком использовании, поскольку происходит управление более высокой энергией. На самом деле, если точное время нарастания и время спада цепочки цифровых импульсов не было точно зарегистрировано, частотный спектр, получаемый от такой цепочки импульсов, неизвестен.

Происхождение и величину этих неожиданных частот лучше всего можно понять математически. Анализ любой физической системы или электрической схемы может быть проведен во "временной зависимости", где время является ключевой переменной, относительно которой все измеряется и оценивается, или, в качестве альтернативы, в "частотной зависимости", где каждая изменяющаяся во времени волна или функция рассматривается как сумма синусоидальных частот колебаний. Временная и частотная области используются в технике совместно, поскольку некоторые проблемы проще понять и решить по временной зависимости, а другие лучше анализировать с использованием частот.

Один из способов выполнения этого перехода от времени к частоте основан на вкладе французского математика и физика 18-го века Жана Фурье, который показал, что произвольные функции могут быть представлены суммами простых тригонометрических функций, в общем случае формами волн синуса и косинуса (косинус может рассматриваться как синусоидальная волна, сдвинутая на 90° по фазе). Методология является двунаправленной - анализ Фурье включает в себя как разложение или "преобразование" функции на ее более простые элементы, так и наоборот, синтез функции из этих более простых элементов. На профессиональном жаргоне в технике термин "анализ Фурье" используется для обозначения изучения и применения обеих этих операций.

Непрерывным преобразованием Фурье называется преобразование непрерывного вещественного аргумента в непрерывное распределение частот, или наоборот. Теоретически возможность проведения непрерывного преобразования Фурье в отношении преобразования формы волны, изменяющейся со временем, в ее точный эквивалент в частотной области требует суммирования бесконечного числа синусоидальных волн различной частоты и дискретизации формы волны, зависящей от времени, в течение бесконечного периода времени. Пример этого преобразования представлен на Рис. 9A, где график g(t) иллюстрирует повторяющуюся форму волны 118, зависящую от времени. Эквивалентный спектр частотной области представлен графиком G(f), иллюстрирующим, что простые прямоугольные волны приводят к непрерывному спектру 119 частот различной величины с центром вокруг основной частоты f=0.

Безусловно, выборка данных для бесконечного промежутка времени и суммирование бесконечного числа синусоидальных волн являются невыполнимой идеализацией. Однако в математике и теории управления термин "бесконечное число" можно без большого ущерба заменить термином "очень большое число", или, даже более практически, в технике, термином "большое число по сравнению с анализируемым". Такое приближение для ряда в виде суммы ограниченного числа "дискретных" синусоид называется дискретным преобразованием Фурье, или "рядом Фурье". На практике любую волну регулярно повторяющейся формы продолжительностью от 2 до 5 периодов можно очень точно смоделировать суммой менее чем 50 синусоид разной частоты. Более того, в тех случаях, когда исходная форма волны во времени является простой, регулярной и повторяющейся в течение большого промежутка времени, появляются разумные приближения, позволяющие ограничиться суммированием всего лишь нескольких синусоид.

Этот принцип проиллюстрирован на Рис. 9B на графике величины сигнала, в данном случае тока СИД, в зависимости от времени для четырех различных вариантов аппроксимации прямоугольной волны 117 с использованием метода дискретного преобразования Фурье. В четырех случаях показано число синусоидальных волн K, используемых при проведении преобразования, которые изменяются от K=1 до K=49. Очевидно, что в случае K=1 одна синусоидальная волна 120 лишь отдаленно напоминает прямоугольную волну 117. Когда число синусоидальных волн различной частоты, используемых при преобразовании, увеличивается до K=5, получаемая реконструированная форма волны 121 и ее соответствие прямоугольной волне 117 значительно улучшаются. При K=11 форма волны 121 очень близка к оригиналу 117, а при K=49 реконструированная и оригинальная форма волны являются практически не различимыми, за исключением маленьких выбросов 122 на краях перехода.

С помощью анализа Фурье физики могут наблюдать, какие частоты присутствуют в любой системе или схеме, параметры которой меняются во времени, рассматривая составляющие компоненты и количество энергии, присутствующие в каждой из них. Этот принцип иллюстрируется на графике на Рис. 9C, демонстрирующем измеренные спектральные составляющие тока в силовой цепи, содержащей прямоугольную волну частотой 150 Гц. Преобразование Фурье проводили с помощью измерительного устройства, использующего алгоритм анализа в реальном масштабе времени, называемый быстрым преобразованием Фурье (БПФ), для немедленной оценки измеренных спектров с минимальной выборкой данных. Как показано пиком 125, основная частота импульсов наблюдается при 150 Гц и имеет амплитуду 1,2A. Основная частота сопровождается серией гармоник при 450 Гц, 750 Гц, 1050 Гц и 1350 Гц, соответствующих 3-й, 5-й, 7-й и 9-й гармоникам основной частоты. 9-я гармоника 127 имеет частоту выше 1 кГц, несмотря на низкую основную частоту. Кроме того, следует отметить, что 3-я гармоника 126 отвечает за ток 0,3A - значительную часть тока, протекающего в системе. Как показано, схема также содержала 2,5A компонент постоянного тока 128, т. е. с нулевой частотой. Постоянный компонент не вносит вклада в спектральное распределение, и при проведении анализа Фурье его можно игнорировать.

Рис. 9D иллюстрирует другой пример БПФ, на этот раз с амплитудой сигнала, измеряемой в децибелах (дБ). Как показано, основные 1 кГц 130 сопровождаются значительной 3-й гармоникой 131 на 3 кГц и включают спектральные вклады 132 выше -30дБ за пределами 20 кГц. В противоположность этому, Рис. 9E иллюстрирует менее идеалистический результат БПФ для прямоугольной волны 135 с основной частотой 250 Гц, 3-я гармоника 136-750 Гц и 15-я гармоника 137 - 3750 Гц. Лепестки 138 вокруг каждой значимой частоты и неточность частоты могут быть вызваны двумя причинами: слишком маленьким числом измерений при формировании образца сигнала, сопровождаемым, возможно, неустойчивостью самого сигнала, или наличием высокочастотных быстрых переходных процессов, которые не проявляются в нормальных волновых формах осциллографа, но искажают форму волны. В этом случае, как и во всех предыдущих примерах, БПФ прямоугольной волны, т. е. повторяющегося цифрового импульса, содержит исключительно нечетные гармоники основной частоты.

Поведение прямоугольной волны или цепи цифровых импульсов резюмируется в расчете дискретного преобразования Фурье прямоугольной волны, показанной на Рис. 9F, где основная частота 140 сопровождается только нечетными гармониками 141, 142, 143…144, соответствующими 3-й, 5-й, 7-й, …, 19-й гармоникам. Все четные гармоники 145 основной частоты f₁ не несут энергии, что означает, что их коэффициент Фурье равен нулю, т. е. они не существуют. Если ось у также представляет совокупный ток или энергию основной и каждой гармонической составляющей, то предполагая, что полный ток присутствует в первых 20 гармониках, а все остальные гармоники отфильтровываются, видно, что основная частота дает лишь 47% от общего тока, как показывает кривая 146. Это означает, что менее половины общего тока колеблется на нужной частоте. При включении 3-й гармоники 141 общий ток составляет 63%, в то время как при добавлении 5-й и 7-й возрастает до 72% и 79% соответственно.

В то время как четные гармоники, например, 2-я, 4-я, 6-я, …,(2n)-я, имеют тенденцию к усилению своей основной частоты, хорошо известно, что нечетные гармоники имеют тенденцию к интерференции, т. е. борьбе, друг с другом. Например, ламповые усилители дают в звуковом спектре искажение четных гармоник, и такой звук приятно звучит для уха человека. Биполярные транзисторы, напротив, производят нечетные гармоники, которые интерферируют друг с другом, приводя в звуковом спектре к скрипучему неприятному звуку, тратя энергию впустую. Возбуждают ли эти частоты звуковые мембраны, например, преобразователь динамика, преобразователь микрофона или барабанную перепонку уха человека или молекулу или группу молекул, результат остается тем же - упорядоченные колебания четных гармоник проявляют конструктивную интерференцию, усиливающую колебания, в то время как конкурирующие случайные колебания нечетных гармоник приводят к случайно и неравномерно изменяющимся со временем формам волны, демонстрируя деструктивную интерференцию волн, что приводит к неустойчивой, неэффективной передаче энергии в системе, и даже иногда создает в ней нестабильные условия.

Это наблюдается в любой физической системе, которая может принимать и временно хранить энергию, а затем высвобождать ее кинетически. Чтобы понять взаимодействие в такой физической системе, возбуждаемой спектром частот, следует рассмотреть концепцию колебательного поведения и резонанса. После этого можно будет вернуться к более подробному рассмотрению поведения химических и биологических систем, которые подчиняются тем же законам физики.

Основы резонанса и колебаний

В любой физической системе, способной иметь как кинетическую энергию, т. е. энергию движения, так и потенциальную энергию, т. е. накопленную энергию, существует возможность колебательного поведения и "резонанса". Колебания происходят, когда энергия многократно переходит из одной формы в другую. В механических примерах дверь с пружиной на ней представляет собой колебательную систему, где напряжение пружины представляет собой потенциальную энергию, а качающаяся дверь, открывающаяся в обе стороны, представляет собой кинетическую энергию движения, связанное с этим трение приводит к потере энергии. Аналогичным примером являются маятник или ребенок, качающийся на качелях, каждый раз останавливающийся в верхней части дуги (где кинетическая энергия равна нулю, а потенциальная энергия максимальна), а затем падающий к земле, когда качели достигают нижней части дуги (где потенциальная энергия минимальна, а скорость и кинетическая энергия качелей максимальны). В таком примере потенциальная энергия накапливается благодаря действию гравитации. Сопоставимые явления наблюдаются в зданиях и мостах, являющихся чувствительными к ветровым и сейсмическим колебаниям. При каждом колебании объекта трение удаляет часть энергии, и система теряет полную энергию. Если эта энергия не пополняется, система в конечном счете потеряет всю свою энергию и прекратит колебательное движение.

Механизм колебательного поведения проявляется и в электрических цепях с индуктивными и емкостными элементами, где энергия может накапливаться в магнитном поле, электрическом поле или в их комбинации. Ток и напряжение в индуктивных и емкостных элементах по своей природе не совпадают по фазе, и при включении начинаются самопроизвольные колебания, при этом накопленная энергия перераспределяется от индуктивности к конденсатору и наоборот. Во время колебаний, когда ток перетекает между элементами, содержащими энергию, часть энергии системы теряется в виде тепла под действием электрического сопротивления.

Однако при достаточно высоких частотах колебаний электрическое и магнитное поля больше не могут удерживаться внутри элементов схемы. В результате электромагнитное поле распространяется в пространстве в виде электромагнитной "бегущей" волны, также известной как электромагнитное излучение (ЭМИ). В зависимости от частоты колебаний ЭМИ может включать в себя радиоволны, микроволны, инфракрасное излучение, свет, ультрафиолетовый свет, рентгеновские лучи или гамма-лучи. В космическом вакууме ЭМИ может распространяться бесконечно. В противоположность этому, при прохождении через вещество волна любого ЭМИ постепенно ослабляется, и энергия теряется подобно потере энергии под действием трения в механических системах или под действием сопротивления в электрических цепях.

В любой системе, способной демонстрировать колебательное поведение, момент ввода энергии в систему определяет ее отклик. В примере качелей, если взрослый подтолкнет качели прежде, чем они полностью вернутся к верхней точке, толкающая сила будет действовать против движения качелей и снизит энергию с понижением максимальной высоты, которой качели достигнут в следующем цикле. Слишком раннее толкание тормозит или интерферирует с движением качелей, это можно назвать деструктивной интерференцией. И наоборот, если взрослый дожидается, пока качели достигают верхней точки, в которой они меняют направление движения, толкание их именно в это время придаст качелям энергии и усилит колебание, в результате чего качели достигнут большей высоты в следующем колебательном цикле. Таким образом, толкание в нужный момент усиливает движение качелей, это можно назвать конструктивной интерференцией. Если подталкивание производится циклически в нужный момент времени, качели будут подниматься все выше с каждым новым циклом. Подталкивание в нужный момент времени будет максимизировать передачу энергии в колебания качелей. Качели, как говорят, будут колебаться вблизи их ʺрезонанснойʺ частоты.

То же самое справедливо и в электрической системе. В колебательной схеме RLC или ʺрезонансном контуреʺ RLC энергия ʺпереходитʺ туда и обратно между индуктивностью L и конденсатором C (отсюда метафора воды, втекающей и вытекающей из ʺрезервуараʺ). Если источник энергии, такой как источник напряжения переменного тока, управляющий сетью, колеблется с частотой, приближающейся к значению 1/ √(LC), колебания достигнут своей максимальной амплитуды, и передача энергии от источника переменного напряжения в резонансный контур будет наиболее высокой. Присутствие сопротивления R вызывает потерю энергии в резонансном контуре. Любая частота возбуждения ниже или выше резонансной частоты будет передавать энергию в схему менее эффективно, чем резонансная частота.

Чтобы лучше представить это поведение, будем увеличивать частоту источника переменного напряжения, возбуждающего колебательный резонансный контур, начиная с низкой частоты, ниже резонансного значения, и повышать до более высоких значений. При очень низких частотах (почти постоянный ток) резонансный контур не реагирует вообще. По мере изменения частоты энергия передается в систему, и ток начинает перетекать между индуктивностью и конденсатором. По мере того как задающая частота продолжает увеличиваться, реакция контура на возбуждение и соответствующая амплитуда колебаний будут расти, сначала умеренно, а затем быстро, по мере приближения к резонансной частоте. Когда задающий источник напряжения достигнет резонансной частоты контура, колебания достигнут максимального значения, и передача энергии будет наиболее эффективной. Продолжение увеличения частоты выше резонансного значения вновь снизит амплитуду колебаний.

Хотя в приведенном примере описана система с одной резонансной частотой, часто система содержит более двух элементов накопления энергии, механизмов или состояний, и, следовательно, может демонстрировать две или более собственных резонансных частот. Пример системы с двумя резонансными частотами представлен на графике на Рис. 10 как зависимость величины колебаний G(f) на оси у и частоты f на оси х. Как показано, кривая отклика 151 включает резонансный пик с более низкой частотой 152 на частоте f1 и второй резонансный пик с более высокой частотой 153 на частоте f2. Как видно, резонансный пик 152 выше и шире по частоте, чем резонансный пик 153, который ниже и более чувствителен к частоте. Величина отклика системы между двумя резонансными пиками никогда не достигает нуля, что означает, что все элементы системы, накапливающие энергию, продолжают взаимодействовать на этих частотах возбуждения.

Таким образом, использование указанного аналитического метода и одного источника напряжения переменного тока при повышении частоты от низкой до высокой даст кривую 151, начиная с увеличения G (f) до достижения резонансного пика 152 на частоте f1 с последующим снижением и уплощением на более низкой величине, пока отклик снова не начнет расти, по мере того как задающая частота будет приближаться к f2 и резонансному пику 153, за которым происходит снижение отклика. Во многих случаях физические системы имеют резонансные пики, которые никогда не наблюдаются, поскольку они никогда не возбуждаются в нормальных условиях. Классическим примером такого поведения является здание, которое качается на фиксированной частоте на ветру и при этом ему не причиняется вреда, но в результате землетрясения сильно резонирует на более низкой частоте, что ведет к его обрушению. Таким образом, в любой колебательной системе, если ее резонансные частоты неизвестны, трудно анализировать отклик системы на возбуждение, особенно непреднамеренное.

Что еще хуже, если источник энергии, вызывающий возбуждение, имеет широкий и неизвестный спектр частот, трудно предсказать, понять или даже интерпретировать отклик системы. Эта проблема наблюдается при возбуждении цифровыми импульсами колебательной системы с несколькими резонансными частотами. Поскольку каждый цифровой импульс генерирует основную частоту и спектр гармоник, различные частоты могут стимулировать неизвестные, нежелательные или даже потенциально вредные гармоники.

В других случаях может быть желательно провести намеренное стимулирование только нескольких конкретных резонансных частот, но не других. В таких случаях цифровые импульсы также являются нежелательными, поскольку гармоники охватывают диапазон частот и могут стимулировать нежелательные резонансы. В идеальном варианте, в таких условиях предпочтительно генерировать колебания на двух целевых частотах, например, на f1 и f2. К сожалению, даже если не обращать внимания на проблему гармоник, еще одним ограничением управления цифровыми импульсами для генерации импульсов на требуемой частоте или вблизи нее является то, что основная частота возбуждения является по своей природе монофонической, т. е. содержит только одну частоту, тон или ноту.

Например, как показано на Рис. 11, если система непрерывно генерирует цифровые импульсы 155 на частоте 60 Гц, а затем к этому добавляется вторая серия цифровых импульсов 156 на частоте 120 Гц, синхронизированных с исходными импульсами 155 на 60 Гц, получающаяся форма волны 193 является идентичной наблюдаемой для цифровых импульсов 157 при 120 Гц, а компонент 60 Гц отсутствует. Это означает, что для четных кратных синхронизированных цифровых импульсов проявляется только самая высокая частота. По существу, при использовании цифровых импульсов, модулированных на желаемой частоте или вблизи нее, возбудить схему или устройство для преобразования энергии (такое, как СИД или лазер) можно только с использованием одной основной частоты. Таким образом, нельзя получить аккорды или множественные частоты одновременно с использованием цифровых технологий и методов, используемых в современных устройствах для проведения фототерапии.

Ограничения импульсной фототерапии

Наконец, анализ Фурье показывает, что использование цифровых импульсов для контроля яркости и частотных диаграмм электрической нагрузки, например светодиодов или лазера, используемых в системе фототерапии, приводит к намного более широкому спектру частот, чем у основной частоты, используемой для передачи импульсов устройству преобразования энергии. Результирующий спектр, состоящий из нечетных обертонов, потребляет энергию и может негативно влиять на способность устройства для фототерапии к тонкому контролю и передаче конкретной желаемой рабочей частоты в электронную сеть или устройство преобразования энергии (лазер, светодиоды).

При применении принципов осцилляции и резонанса к фототерапии результатом цифровой модуляции светодиодного или лазерного света является широкий спектр частот, потенциально неконтролируемо провоцирующих различные химические и фотобиологические процессы. Так как частоты, необходимые для активации конкретных химических реакций при лечении, точно не известны, стимуляция ткани неконтролируемым набором гармоник делает невозможными определение и выделение основных полезных частот и систематическое повышение эффективности лечения.

Наряду с неоднозначностью, связанной с недостатком информации об условиях испытаний, загрязнение гармонических спектров, вызванное пульсацией прямоугольных волн источника света во время экспериментальных сеансов фототерапии, представляет собой неконтролируемый показатель, влияющий, по крайней мере отчасти, на противоречивые результаты и непоследовательные данные по эффективности, опубликованные в материалах исследований, проводимых с целью оптимизации импульсно-волновой фототерапии. Если предположить, что большинство фотобиологических процессов протекает в аудиоспектре, т. е. при частотах до 20 кГц, то анализ показывает, что влияние спектрального загрязнения должно быть сильнее при пульсации на более низких частотах цифровых импульсов, т. к. генерируемый нежелательный спектр обертонов более значимо перекрывает частоты, чувствительные к фотобиологической стимуляции, и влияет на них.

Например, спектр обертонов импульса прямоугольной волны частотой 292 Гц создает помехи в большей части аудиоспектра, тогда как значимые обертоны, генерируемые импульсом прямоугольной волны частотой 5 кГц, находятся в ультразвуковой области, т. е. выше 20 кГц, а клетка неспособна реагировать на такие высокие частоты.

Для детализации этого тезиса Рис. 12А графически сравнивает состав обертонов цифрового импульса 292 Гц, с одной стороны, и чистого тона 292 Гц, т. е. ре IV октавы (или D4), и даже частот, кратных этой, как рекомендует Ножье (Nogier). При использовании чистых тонов основная частота 292 Гц 161 демонстрирует усиливающую интерференцию и улучшенную передачу энергии при смешении с другими многократными импульсами обертонов Ре в аудиоспектре 163, например Ре5, Ре6, Ре7 и Ре8 при частотах 584 Гц, 1168 Гц, 2336 Гц и 4672 Гц соответственно. Напротив, повторение цифрового импульса 162 на 292 Гц ведет к генерации нечетных обертонов 164, включающих 3-й, 5-й, 7-й, 9-й, 11-й, 13-й, 15-й,... обертона при частотах 876 Гц, 1460 Гц, 2044 Гц, 2628 Гц, 3212 Гц, 3796 Гц, 4380 Гц и т. д., ни один из которых даже отдаленно не соответствует четным обертонам, частоты которых рекомендованы физиологическими исследованиями. Вместо этого нечетные обертоны результирующего спектра 164, генерируемые цифровым импульсом частоты 292 Гц 162, создают помехи в большей части аудиоспектра, где может происходить нежелательное или вредоносное взаимодействие со многими биохимическими процессами, и препятствуют желаемой фотобиомодуляции.

Хотя цифровые импульсы генерируют нежелательные обертоны, не все частоты импульсов должны равнозначно влиять на биологические процессы и фотобиомодуляцию. На Рис. 12B сравниваются цифровой импульс 172 частотой 4672 Гц и генерируемые им нечетные обертоны 174, с одной стороны, и чистый тон ре 8-й октавы 171 (Ре8) с той же частотой 4672 Гц и его четные обертоны 173, с другой стороны. В частности, как видно из табл. 176, чистый тон D 8-й октавы 171 содержит четные кратные этой частоты, D9 и D10 с частотой 9344 Гц и 18688 Гц соответственно, в аудиоспектре, где преимущественно происходит фотобиомодуляция. Нота D11 с частотой 37376 Гц, напротив, находится в ультразвуковой области, диапазон нот выше этой частоты показан с помощью линии 175, т. е. слишком высок для слухового восприятия и химической реакции с большинством клеток или тканей. Ключевое значение этой иллюстрации состоит в том, что цифровой импульс 172 с частотой 4672 Гц приводит к генерации целого спектра нечетных обертонов 174, но только один 3-й обертон 177 с частотой 14016 Гц попадает в звуковой спектр ниже частоты, обозначенной линией 175. Частота остальных обертонов слишком высока для значимой реакции или ответа большинства тканей.

Итак, спектральное загрязнение от цифровых импульсов сильнее сказывается при низких частотах, поскольку при частотах импульсов выше 5 кГц большинство нежелательных нечетных гармоник оказываются в ультразвуковом диапазоне, на слишком высоких частотах, чтобы оказать негативное влияние на благотворный эффект фотобиомодуляции.

Кроме того, помимо появления нежелательных гармоник, при управлении лазером или рядом светодиодов цифровыми диаграммами возбуждения импульсов невозможно создавать аккорды или множественные частоты одновременно, что ограничивает потенциал устройства по контролю или оптимизации передачи энергии в клетки, ткани и органы.

Необходимо средство, контролирующее работу диаграммы возбуждения лазера или ряда светодиодов для синтеза специфической желаемой частоты или группы частот (аккордов) без загрязнения спектров нежелательными, неконтролируемыми обертонами, особенно создающими помехи в аудио спектре, т. е. при частоте ниже 20 кГц.

Улучшение фотобиомодуляции путем управления гармониками

Для обеспечения полного контроля фотобиомодуляции во время сеансов фототерапии (низкоуровневая световая терапия, НУСТ) описываемая в данной заявке установка может системно управлять рядом светодиодов или лазеров, излучающих на различных длинах волн, с задаваемой пользователем произвольной формой (последовательностью форм) волны, включая постоянные и изменяющиеся во времени диаграммы модуляции, частоты и коэффициенты заполнения, свободные от нежелательных гармоник или спектрального загрязнения. Изменяющиеся во времени формы волн включают цифровые импульсы, синусоиды, пульсирующие синусоиды, непрерывное действие и другие задаваемые пользователем формы волн, а также математические функции.

Цель этого усиленного контроля - повышение эффективности лечения путем настройки режимов работы устройства для синхронизации с естественными частотами определенных биологических процессов, специфичными для клеток, тканей, органов и физиологических систем. Специфичность может быть повышена путем регулирования момента доставки энергии и контроля ее частот и гармоник. Для определения этих рабочих параметров сначала необходимо рассмотреть биохимическую и цитологическую природу частотной зависимости фотобиомодуляции, начиная с современного знания и доступной технической литературы.

Природа частотной зависимости фотобиомодуляции

Частотная зависимость фотобиомодуляции и ее влияние на эффективность фототерапии связаны с физическими механизмами внутри живых клеток, тканей, органов и физиологических систем.

Согласно ранее процитированной публикации ʺЭффект пульсации в низкоуровневой световой терапииʺ, опубликованной в Lasers Surg. Med. в августе 2010, том 42(6), стр. 450-466, ʺесли и существует биологическое объяснение повышенной эффективности пульсирующего света, оно связано либо с некой основной частотой, существующей в биологических системах в диапазоне от десятков до тысяч герц, либо с неким биологическим процессом, который имеет характерный временной параметр в несколько миллисекундʺ.

В работе приводятся различные естественные частоты, существующие в живых организмах, в частности, 4 различных класса волн головного мозга, выявленных по результатам электроэнцефалографии, а именно: альфа-волны (8-13 Гц), бета-волны (14-40 Гц), дельта-волны (1-3 Гц) и тета-волны (4-7 Гц). Эти различные типы волн возникают в различных состояниях - во время сна, отдыха, медитации, зрительной или когнитивной умственной активности. На них влияют болезни, сотрясение или травматическое повреждение головного мозга, возраст. Авторы высказывают предположение: "Возможный резонанс, возникающий между частотой легких импульсов и частотой мозговых волн, может служить объяснением некоторых результатов трансчерепной НУСТ с использованием импульсного света".

Об аналогичных наблюдениях в отношении ЭКГ-сигналов и регуляции сердечной функции сообщают другие авторы. Частота сердечных сокращений в покое обычно составляет 60-100 ударов в минуту, или прибл. 1-2 Гц, в зависимости от возраста и состояния здоровья человека. Перистальтические сокращения кишечника могут находиться в диапазоне до 1 Гц. Эти системы и их оптимальные условия ответа не отражают скорость простых химических или электрических реакций, т. к. они функционируют как часовой механизм с собственной регуляцией времени, обычно электрохимической по природе. Например, натрий через электрохимические реакции участвует в процессах, регулирующих естественную частоту сердечных сокращений у человека.

Совершенно другой класс механизмов, присутствующий внутри клеток и, возможно, ответственный за частотную зависимость фотобиомодуляции, связан со скоростями химических или ионных реакций и ионным переносом. Хашми и др. (Hashmi et al.) продолжают: "Масштаб времени открытия и закрытия ионных каналов составляет порядка нескольких миллисекунд", - приводя временные константы для ионных каналов в диапазоне от 0,1 до 100 мс, т. е. для частот от 10 Гц до 10000 Гц, в т. ч. для натриевых и кальциевых каналов митохондрий. В других работах предполагается, что сарколемма, липидная двухслойная клеточная оболочка мышечных клеток, также может отвечать за зависимость частоты фотобиомодуляции, т. к. такие оболочки часто служат ионными помпами.

Другой механизм, отвечающий за частотную зависимость фотобиомодуляции на клеточном уровне, - фотодиссоциация оксида азота (NO) из участка, связывающего его с белком (гем или медь), в цитохром-С-оксидазе (ССО). CCO действует как акцептор NO, обеспечивая отрицательную обратную связь и регуляцию NO. Как указывалось ранее в комментарии к Рис. 2, при фотобиомодуляции NO выделяется только под воздействием фототерапии, предположительно только в больной или травмированной ткани. При этом принимается за постулат предположение, что наблюдаемая польза импульсной фототерапии обусловлена тем, что импульсный свет является триггером множественных явлений фотодиссоциации, тогда как в непрерывно-волновом режиме выделение NO стабилизируется при более низкой постоянной скорости, уравновешивая выделение NO обратной реакцией его повторного присоединения.

Рис. 13 схематически обобщает физические механизмы фотобиомодуляции. Видно, что фотон 190 поглощается молекулой 191 и взаимодействует с ней для создания или разрушения новых связей. Энергия падающего света зависит от длины волны, согласно уравнению Эйнштейна E=hc/λ, или, для удобства, E=1,24eV-μm/λ, где λ измеряется в мкм. Для красного света с длиной волны 650 нм E=1,91 эВ на фотон, а для БИК-света с длиной волны 950 нм E=1,31 эВ. Поскольку большинство химических связей (водородные, ионные, большинство ковалентных) находятся в диапазоне энергий от 0,2 эВ до 10 эВ, то создание или разрушение химической связи энергией фотона осложнено тем, что молекулы и особенно кристаллы включают в себя группы атомов со множеством связей, действующих совместно, а следовательно, разрушения одной связи может оказаться недостаточно для трансформации связей. Более того, в зависимости от реакции, различные источники энергии и ферменты могут способствовать химической трансформации, вызванной фотоном. Например, одна молекула АТФ может выделять до 0,6 эВ энергии, тем самым способствуя единичным или множественным фотохимическим реакциям.

Результат фотобиомодуляции молекулы 191 может проявляться в одном из нескольких механизмов (электропроводность 192, химические превращения 193, ионная проводимость 194, тепловые колебания 195). Появление свободных электронов 192 при ионизации описывает исключительно электрическую составляющую фотобиомодуляции. Перенос электронов с временной константой τ_e происходит достаточно быстро и способен откликаться на стимулирование импульсами частотой от 1 кГц до десятков кГц. Фотобиомодуляцию, вызывающую электропроводность посредством эмиссии и переноса электронов, можно назвать биофотоэлектрической проводимостью.

Химические превращения 193 наряду с ионной электропроводностью 194 с временными константами τ_c и τ_Q соответственно происходят медленнее, откликаясь на фотобиомодуляцию в диапазоне от 10 Гц от 1 кГц. Химические процессы сложны и могут приводить к структурной трансформации вовлеченной молекулы 198 с соответствующим изменением ее химической реактивности и накопленной потенциальной энергии. Ионные процессы 194 существенно медленнее обычной электронной проводимости 192, т. к. проводящие ионы 197 зачастую представляют собой крупные молекулы, проводящие либо через механизм диффузии (движимые градиентом концентрации dN_q/dx), либо через электропроводность, движимые внутри- и межклеточным электрическим полем, создающим силу qE (это электрическое поле возникает в результате неоднородного распределения ионов). Фотобиомодуляцию, вызывающую электропроводность посредством ионного переноса, можно назвать биофотоионной проводимостью. Аналогично фотобиомодуляцию, вызывающую структурные перестройки молекул, можно считать биофотохимической трансформацией.

Другой механизм, тепловые колебания 195, представляет собой распространение тепла посредством либо классической кинетической энергии, либо проводимости квантованными фононами, вызывающее колебания молекул 196 на более высоких уровнях по сравнению с соседними в результате того, что энергия покидает молекулы, возбужденные квантами света, и термически передается соседним молекулам. Переходные термические эффекты, распространение колебаний по тканям может происходить на частотах от 1 Гц до 10 Гц, тогда как установившийся режим проводимости может потребовать для стабилизации минуты, что соответствует частотам ниже 1 Гц. Тепловые колебания - другой важный механизм в фотобиомодуляции, поскольку тепловое возбуждение увеличивает скорость реакций вследствие более частых и более энергичных столкновений ионов и молекул друг с другом, это своеобразная молекулярная версия перемешивания реактивов в растворе. Фотобиомодуляцию, вызывающую диффузию тепла между молекулами, можно считать биофототепловой проводимостью, или тепловыми колебаниями.

Частотная зависимость фотобиомодуляции является результатом взаимодействия этих физических процессов с модулирующей или импульсной частотой поступления фотонов. Избыточная стимуляция имеет место, когда цифровая скорость повторения импульсов или частота модуляции света настолько высоки, что превышают возможности физического процесса отреагировать на них. В таких случаях отклик снижается, поскольку клетки или молекулы просто не успевают отзываться на раздражитель. Эта ситуация аналогична той, когда слишком часто переключающийся светофор, регулирующий выезд со второстепенной дороги на оживленное шоссе, только увеличивает пробку на шоссе, и в конце концов все движение прекращается. Недостаточная стимуляция имеет место, когда скорость повторения импульсов или частота модуляции света намного медленнее, чем способность клетки поглотить их, что приводит к слабой фотобиомодуляции или ее полному отсутствию. Эта ситуация аналогична той, когда светофор на выезде на шоссе переключается настолько редко, что практически никто не может на это шоссе попасть. Оптимальный результат и эффективная передача энергии достигаются только тогда, когда частота фотобиомодуляции соответствует частоте естественного ответа системы. В нашем примере правильно настроенный светофор позволит оптимальному числу машин двигаться по шоссе, не создавая пробок ни на самом шоссе, ни на выезде на него.

Как описано выше, и недостаточная стимуляция на слишком низких частотах, и избыточная стимуляция на слишком высоких частотах приводят к снижению фотобиомодуляционного ответа, и только где-то между ними, на оптимальной частоте импульсов или частоте возбуждения, может быть достигнут максимальный фотобиомодуляционный ответ и наибольшая фототерапевтическая эффективность. Такое состояние пикового ответа, возникающее при определенной частоте, очень похоже на резонансную кривую на Рис. 10, особенно если учесть, что, как показывает приведенный выше анализ, многочисленные временные константы существуют во всех клетках, тканях и органах, и каждая из них оптимизирована на активацию определенных электрических, ионных, химических и тепловых механизмов.

Таким образом, различные условия пикового ответа можно назвать биорезонансом, несмотря на то, что механизм может и не предполагать сохранения энергии и своевременного ее выхода, как в истинных резонансных системах, описанных выше. Способность стимулировать эти избранные резонансные частоты контролируемым образом и без загрязнения спектра критически важна, особенно во избежание самопроизвольной генерации частот, вызывающих деструктивную интерференцию и потерю эффективности. Более того, имеющиеся на сегодняшний день системы фототерапии, работающие на цифровых импульсах, неспособны вызвать одновременно несколько биорезонансных механизмов. Описанная ниже новая система электронного привода включает в себя как оригинальный аппарат, так и впервые представленные методы реализации синусоидального привода и синтеза произвольных форм сигнала для светодиодов или лазерного света для фототерапии, которые ранее не были доступны и даже не предлагались в системах предыдущих конструкций.

Система синтеза волновых форм для фототерапии

Ключевым элементом управления светодиодами и лазерными диодами с помощью контролируемых частот и обертонов является электрическая схема с алгоритмами, используемыми при генерации волновых форм, диаграмм и условий привода. Хотя нижеследующее описание представляет собой средство управления массивом из цепочек последовательно соединенных СИД, эта же схема может быть использована также для управления одним или несколькими полупроводниковыми лазерами.

Поскольку световой выход СИД зависит от силы тока в нем и слабо зависит от приложенного к нему во время работы прямого напряжения, более предпочтительно использовать управляемые источники постоянного тока (и источники втекающего тока), нежели использовать управление напряжением. Например, если цепочку из последовательно соединенных СИД подключить к источнику постоянного напряжения последовательно через резистор, то сила тока I_СИД неизбежно изменится вместе с общим падением V_f прямого напряжения на каждом СИД. Если напряжение электропитания СИД +V_СИД выше падения входящего напряжения цепи СИД V_f, т. е. +V_СИД > V_f, то сила тока I_СИД определяется формулой I_СИД=(+V_СИД - V_f)/R, что иллюстрирует тот факт, что любые изменения напряжения СИД приводят к изменению силы тока в них, а значит, их яркости. Так как невозможно точно контролировать или подбирать напряжение СИД, если цепь не включает специально отобранные светодиоды с подобранными значениями напряжения, любая данная цепь светодиодов непременно будет более яркой или тусклой, чем любая другая.

На Рис. 14 изображены два эквивалентных случая 200a и 200b источников втекающего тока, контролирующих силу тока через цепь последовательно соединенных СИД 205а. На схеме 200а источник втекающего тока 201а представляет собой идеальный контролируемый по току прибор с индикацией и обратной связью, предназначенный для поддержания определенной силы тока I_СИДa в цепи светодиодов 205а. Как видно, цепь 205а состоит из m последовательно соединенных СИД (анод к катоду). Схематический элемент 199а представляет обратную связь от индикации I_СИД для поддержания постоянного тока даже при изменении напряжения на источнике втекающего тока 201а.

При включении значение силы тока I_СИДa в СИД пропорционально аналоговой входной силе тока αI_ref, установленной низковольтным источником тока 202a. Когда источник втекающего тока 201a не работает, т.е. когда источник тока 202a не включен, напряжение на СИД минимально и напряжение на источнике втекающего тока 201a достигает значения +V_СИД, довольно высокого напряжения около 40 В, в сравнении с низким напряжением +V_логич, обычно от 3 В до 5 В. Источник втекающего тока 201a может быть цифровым образом включен или выключен, т.е. находиться в проводящем или непроводящем состоянии, с помощью цифровой кнопки ʺПускʺ, соединенной с цифровым синтезатором 203a. Подстрочная буква ʺaʺ обозначает один из многих каналов, управляющих отдельными цепочками последовательно соединенных СИД на пластине. Пластины СИД могут содержать много независимо управляемых цепочек СИД, а именно выходные каналы СИД a, b, c, …., n, где ʺnʺ - математическая переменная, обозначающая число каналов.

На схеме 200b цепочка из ʺmʺ последовательных СИД обозначена одним СИД с номером ʺmʺ внутри и напряжением +V_fa на СИД. Источник втекающего тока 201a показан более подробно с аналоговой цепью обратной связи, которая состоит из привода 215а МОП-транзистора, управляющего затвором высоковольного МОП-транзистора 216а. При работе привод МОП-транзистора 215a подает напряжение на затвор источника втекающего тока 216a МОП-транзистора, пропуская ток I_СИДa через схему индикации внутри привода 215а МОП-транзистора и далее на землю. Этот ток затем сравнивается с кратным аналогового входного тока αI_ref, установленного низковольтным источником тока 202a, и схема внутри привода 215а МОП-транзистора автоматически регулирует напряжение на затворе МОП-транзистора 216а до тех пор, пока токи αI_ref и I_СИДa не сравняются и I_СИДa не достигнет желаемого значения. Поскольку эта аналоговая схема имеет замкнутую петлю, обратная связь от привода 215а МОП-транзистора действует практически мгновенно, динамически отзываясь на флуктуации напряжения и программируемые изменения эталонного входного тока от источника тока 202а.

Эталонная сила тока αI_ref от источника постоянного тока 202а может быть получена с помощью постоянного, изменяющегося во времени или регулируемого эталонного напряжения и последовательного прецизионного резистора, преобразующих точное напряжение в точную эталонную силу тока. Источник точного напряжения может включать в себя стабилитрон фиксированной амплитуды или с допустимой нестабильностью, генератор, управляемый напряжением (ГУН) или цифроаналоговый преобразователь (ЦАП), облегчающий цифровое управление аналоговым выходом источника тока 202a. Цифровой импульсный выход с цифрового синтезатора 203а может быть реализован с помощью счетчиков и тактовых схем, с помощью программируемых логических матриц или с помощью микропроцессора, управляемого вручную или с помощью программного обеспечения.

Некоторые варианты описанной схемы реализованы в упомянутой выше заявке США № 14/073,371. Другие примеры и новаторские аналоговые, цифровые и смешанные схемы будут описаны ниже в данной заявке.

На Рис. 15 показан широкий спектр форм сигналов, которые могут быть синтезированы с помощью описанной схемы управления. Как показано, график 240а иллюстрирует входные формы волны втекающего тока 201а, с цифровым разрешающим выходным сигналом из цифрового синтезатора 203а и эталонным выходным током αI_ref источника тока 202а. График 240b иллюстрирует результирующую форму волны тока проводимости СИД с одинаковым эталонным временем t1, t2 и т. д., включенным для сравнения в диаграмму 240а. Сгенерированные сигналы являются лишь примерами, не предназначены для конкретных условий работы с целью избежать нежелательных обертонов в системах светолечения и являются лишь иллюстрацией того, что сочетание цифровых импульсов и управления аналоговым током предлагают практически неограниченный контроль возбуждения СИД.

Как показано на графике 240a, цифровой сигнал включения содержит линейные сегменты 241-245, а эталонная сила тока αI_ref содержит кривые 251- 258. В соответствующем выходном токе СИД на графике 240b мгновенная сила тока светодиода показана кривыми 260-269, а средняя сила тока светодиода, где это применимо, - пунктирными линиями, показанными отрезками 271-275.

Для того чтобы понять взаимодействие между аналоговым и цифровым управлением возбуждения светодиодов, сравним два графика в каждом соответствующем временном интервале. В частности, до момента времени t₁ разрешающий сигнал 241 находится на логическом нуле и эталонная сила тока 251 смещена на номинальное значение αI_ref, например, при входном токе, соответствующем выходному току I_СИДa 20 мА. Поскольку цифровой сигнал включения 241 находится на логическом нуле, ток СИД 260 тоже равен нулю, и нить светодиодов остается выключенной, несмотря на ненулевое значение эталонного тока αI_ref.

Между временем t₁ и t₂ цифровой сигнал включения 242 переходит из состояния логического нуля в состояние логической единицы, а эталонное значение силы тока 251 остается смещенным на значение αI_ref, например, от 20 мА до 30 мА. В результате ток светодиода 261 переходит к эталонному значению силы тока 251. Переключение проводимости светодиодов в момент времени t₁ иллюстрирует эффект цифрового "переключения" аналогового источника втекающего тока.

В то время как цифровой сигнал пуска 242 остается включенным, в момент времени t₂ аналоговая магнитуда αI_ref эталонной силы тока 252 повышается, а затем снижается определенным, но устанавливаемым пользователем образом, пока окончательно не стабилизируется на значении 253, которое является таким же, как и первоначальное значение 251. Ток СИД 262 повторяет движение эталонного тока, увеличиваясь от 20мA до более высокого значения, например, 27мА, прежде чем вернуться назад к 20мA в момент t₃, как показывает ток СИД 263. Форма волны выходных токов СИД 262 и 263 показывает, что эталонная сила тока может быть использована для облегчения чисто аналогового контроля тока СИД и их яркости без каких бы то ни было цифровых импульсов.

В момент времени t₄, как показано кривой 254, эталонная сила тока начинает контролируемые слабые синусоидальные колебания, накладываемые на ненулевое среднее значение постоянного тока. Возмущение эталонной силы тока можно считать малым сигналом, т. к. амплитуда колебания мала по сравнению со средним значением тока αI_ref. При симметричных колебаниях средняя величина тока остается неизменной от эталонного значения тока (как показано на кривой 253) до начала колебаний. Теоретически возможна любая частота колебаний, но практические соображения и значение колеблющейся формы волны в фототерапии позволяют предположить, что рабочая частота должна быть 20 кГц или ниже. Соответствующая сила тока СИД, изображенная в виде кривой 264 на графике 240b, начинающейся в момент времени t₄, повторяет движение эталонного тока, показанное кривой 254, имеет среднее значение тока (пунктирная линия 271) 20 мА и симметрично варьируемые значения тока с постоянным отклонением от средней величины, например, ± 1 мА. Это означает, что ток светодиода изменяется по синусоиде, со значениями от пика до пика в диапазоне от 19 мА до 21 мА.

В момент времени t₅, как показывает кривая 255, малые колебания сигнала эталонной силы тока в течение предыдущего интервала t₄ - t₅ перерастают в большие колебания сигнала (кривая 255) и имеют ту же частоту колебаний, что и в предшествующий интервал. В примере минимальное эталонное значение тока αI_ref достигает или почти достигает нуля, тогда как пик эталонной силы тока в два раза превышает среднее значение, т. е. удвоенное значение эталонной силы тока, представленной кривой 253. Как и до этого, поскольку значение цифрового разрешающего сигнала (отрезок 242) остается в состоянии логической единицы, индикатор тока (кривая 265) отражает значение, кратное эталонной силе тока (кривая 255) как по частоте, так и форме волны, со средней силой тока светодиода (пунктирная линия 271) от 20 мА от пика до пика колебаний со средним значением почти ± 20 мА, то есть сила тока светодиодов синусоидально изменяется от 0 мА до 40 мА со средним значением 20 мА.

Начиная с момента времени t₆ сохраняются те же колебательные рабочие условия, что и в интервале t₅-t₆, за исключением того, что частота колебаний эталонной силы тока, представленной кривой 255, и частота силы тока светодиода, представленная кривой 265, намеренно уменьшены, что показано кривой 256 для эталонной силы тока и кривой 266 для соответствующей силы тока светодиода, с выходом, сохраняющим при этом в среднем силу тока светодиода 271 20 мА, с тем же средним значением, что и у осциллирующих токов светодиодов, показанных кривыми 264 и 265.

В момент времени t₇ цифровой разрешающий сигнал и эталонный ток αI_ref меняются ролями, в результате чего эталонный ток становится постоянным при некотором номинальном значении (показанном отрезком 257), а включение цифрового сигнала начинается в импульсном режиме. Конкретно в момент времени t₇ цифровой разрешающий сигнал (показан кривой 243) начинает работать в импульсном режиме с 50%-ным коэффициентом заполнения, пульсируя на цифровой тактовой частоте 1/T₁, где T₁ - период каждого повторного цикла. В момент времени t₈, как показано кривой 244, продолжительность времени включения цифрового сигнала разрешения увеличивается, в то время как период Т₁ и соответствующая частота пульса остаются такими же, как и раньше. В результате импульсы тока светодиода 20 мА с коэффициентом заполнения 50% (кривая 267) становятся током с коэффициентом заполнения 75% (кривая 268). Этот режим работы включает в себя ШИМ с фиксированной частотой или режим широтно-импульсной модуляции, где средний ток светодиода в момент времени t₈ меняется от 50% 20 мА, то есть в среднем 10 мА (пунктирная линия 272) до 75% 20мА, или 15мА (пунктирная линия 273).

В момент времени t₉, хотя значение эталонного тока остается неизменным (кривая 257), период импульсов цифрового пускового сигнала увеличивается до значения T₂, что соответствующим образом отражает форма сигнала тока светодиода (кривая 269). Как видно, коэффициент заполнения, т.е. время, пока представленный кривой 245 цифровой разрешающий сигнал включен, деленное на полное время периода T₂, также увеличивается, что приводит к более высокому среднему значению тока светодиодов (показано пунктирной линией 274) и соответствующему увеличению коэффициента заполнения до 90%. Уменьшение рабочей частоты от 1/T₁ до 1/T₂ в интервале между t₇ и t₉ является примером работы ШИМ с переменной частотой и проясняет тот факт, что коэффициент заполнения ШИМ может меняться независимо от частоты цифровой пульсации.

В последней волновой форме, показанной на Рис. 15, в момент времени t₁₀ значение эталонного тока увеличивается до более высокого (переход от кривой 257 к кривой 258), тогда как форма волны цифрового разрешающего сигнала остается такой же, как и в предыдущем интервале t₉-t₁₀. В результате мгновенное значение выходного тока светодиода увеличивается (переход от кривой 269 к кривой 270) и средний светодиодный ток также возрастает (переход от штриховой линии 274 к пунктирной линии 275). Несмотря на увеличение средней и мгновенной яркости светодиодов, коэффициент заполнения и частота импульсов светодиодного тока остаются неизменными в интервале времени t₉-t₁₀.

В заключение отметим, что мгновенное и среднее значение силы тока светодиода может контролироваться разнообразными и гибкими способами с использованием аналогового управления эталонным током и цифрового управления импульсами разрешающего сигнала включения источника втекающего тока, как показано на Рис. 14. Источник втекающего тока 201а, источник эталонного тока 202а и цифровой синтезатор 203 могут быть представлены в различных вариантах. Фактическая реализация этих схем должна соответствовать требованиям точности, воспроизводимости и масштабируемости в многоканальные системы. Такие схемы делятся на две широкие категории - аналоговое управление светодиодами и цифровой синтез.

Аналоговое управление светодиодным током

Возвращаясь назад к Рис. 14, мы видим, что управление током I_СИДa светодиодов требует аналогового управления для реализации схем обратной связи и привода 215a внутри МОП-транзистора, а также для получения прецизионного эталонного тока 202a.

Источник втекающего тока 201а содержит высоковольтный МОП-транзистор 216а со смещением для контроля тока светодиодов I_СИДа и привод МОП-транзистора 215a, который измеряет ток светодиодов I_СИДа, сравнивает его с эталонной силой тока αIref и динамически регулирует напряжение затвора на высоковольтном МОП-транзисторе 216а так, чтобы ток светодиода I_LEDа соответствовал предопределенным скалярным кратным эталонного тока 202а. Измерение и обратная связь должны работать в режиме замкнутой петли для сглаживания индивидуальных особенностей того или иного МОП-транзистора, появляющихся в процессе производства и влияющих на его проходную проводимость и соответствие канал-канал, таких как пороговое напряжение и толщина оксидного слоя затвора.

Хотя эталонная сила тока αI_ref схематически изображается как контролируемый ток, распределение точных токов через множество каналов, показанное на Рис. 16A, является непростой задачей, поскольку общий ток nαIref от источника тока 206 вовсе не обязательно будет равномерно распределяться между всеми вводами привода МОП-транзистора от 215а до 215n, т.е. I_a ≠ I_b ≠ I_n. Решением такой проблемы, показанным концептуально на Рис. 16B, является использование источника эталонного напряжения 207 для распределения напряжения V_ref, а не тока, в каждый канал и преобразование этого значения напряжения в одинаковые токи с использованием транскондуктивного усилителя 208а, 208b... 208n для каждого канала. Например, транскондуктивный усилитель 208a преобразует V_ref в ток I_a, питающий привод 215а МОП-транзистора, транскондуктивный усилитель 208b преобразует V_ref в ток I_b, питающий привод 215b и т.д.

Однако на практике нет необходимости использовать n каналов транскондуктивного усилителя, поскольку функция преобразования напряжения может быть выполнена внутри схемы привода МОП-транзистора. Например, как показано на Рис. 16С, ток I_a, исходящий из источника эталонного напряжения 207 и подаваемый на привод МОП-транзистора 215a, используется для смещения токового зеркала МОП-транзистора 210 через резистор смещения 212 и параллельную сеть резисторов 213а-213x. Поскольку затвор МОП-транзистора соединен с его стоком, т.е. МОП-транзистор 210 ʺсоединен пороговоʺ, напряжение затвора смещается к напряжению V_G2, достаточному для появления проводимости и эталонной силы тока I_a, установленной последовательным резистором 212 и регулировочной сетью 220 из параллельных резисторов 213а - 213х. МОП-транзистор 210 вместе с параллельной комбинацией резистора 212 и регулировочной сети 220 образуют делитель напряжения, где напряжение на зеркале МОП-транзистора 210 равно V_pilot=V_ref - I_a•R_equiv, где 1/R_equiv=1/R_max+1/R_t1+1/R_t2+…+1/R_tx. Изменяя сопротивление регулировочной сети 220, V_pilot подстраивается под напряжение затвора V_G2 на МОП-транзисторе 210, согласованное с его стоковым током, потому что затвор и сток соединены, т.е. V_GS=V_pilot. Напряжение затвора V_G2 МОП-транзистора 210 будет несколько выше порогового, поскольку конструкция ʺсоединена пороговоʺ.

Это же напряжение затвора V_G2 смещает намного больший МОП-транзистор 211 к тому же состоянию управления затвором таким образом, что отношение номинальных рабочих токов через токовое зеркало МОП-транзисторов 210 и 211 равно соотношению ширины затвора токовых зеркал МОП-транзисторов 210 и 211. Например, если эталонный ток I_a номинально установлен на 2мкА и I_LEDа, должен быть 20мА, то отношение размеров МОП-транзисторов 210 и 211 должно составлять 20мА/2мкА=10000, а это означает, что ширина затвора токового зеркала МОП-транзистора 211 должна быть в 10000 раз больше, чем ширина затвора полевого МОП-транзистора 210. Из-за их общего смещения затвора и отношения фиксированного размера, напряжение исток-сток V_sense будет равно V_pilot только тогда, когда токовое зеркало МОП-транзистора 211 проводит 20 мА. При включении цепочки СИД 205a дифференциальный усилитель 214, который смещен в замкнутую петлю со стабильным коэффициентом усиления Av по напряжению, приводит в движение затвор высоковольтного МОП-транзистора 216а с напряжением V_G1 на затворе до тех пор, пока ток I_СИДa, текущий через МОП-транзисторы 216а и 211, не сведет разницу между V_sense и V_pilot к нулю, т.е. V_sense-V_pilot=0. Таким образом, эталонный ток I_a ʺотражаетсяʺ в МОП-транзисторе 211, и контролируемый постоянный ток поступает в цепочку светодиодов 205a даже при изменении напряжения питания +V_LED.

Во время производства сеть резисторов 220, соединенная параллельно с постоянным резистором 212, функционально настраивается для получения точного выходного тока, таким образом устраняя влияние изменчивости, связанной с транскондуктивностью МОП-транзистора 210 или значением резистора R_max 212. В примере регулировка производится путем измерения тока I_СИДa, а затем перегорания предохранителей, пока измеренное значение I_СИДa не достигнет целевого значения. Поскольку усилитель 214 управляет напряжением на затворе МОП-транзистора 216а (а значит, и током I_СИДa), если размеры МОП-транзисторов 210 и 211 равны, то ошибка напряжения, т.е. разница между V_sense и V_pilot, будет стремиться к нулю тогда, когда токи I_a и I_СИДa равны. В случае, если ширина затвора МОП-транзистора 211 больше, чем у МОП-транзистора 210, то при нулевой ошибке напряжения отношение тока светодиода I_СИДa к эталонному току I_a будет равно отношению ширины затворов МОП-транзисторов 210 и 211.

Например, первоначально после изготовления и непосредственно перед настройкой, когда все резисторы в сети 220 по-прежнему соединены параллельно с резистором 212, полное сопротивление сети резисторов 220 минимально, I_a выше целевого значения и, следовательно, значение I_LEDa также будет слишком высоким, например, 22мА (на 10% выше целевого значения 20 мА). На собранной схеме (или на печатной плате) датчики электрически соединены с общей контактной площадкой 221 и со всеми контактными площадками отдельных резисторов 222. Чтобы не загромождать рисунок, изображена только одна площадка 222b, соединенная последовательно с резистором 213b. Затем между общей контактной площадкой 221 и контактной площадкой отдельного канала, в данном случае 222b, пропускается большой ток, вызывающий расплавление плавкой вставки 223b, соединенной последовательно с резистором 213b, в результате чего цепь размыкается, и резистор 213b выпадает из сети резисторов 220. При уменьшении числа параллельно соединенных резисторов общее сопротивление сети увеличивается, величина эталонного тока уменьшается и светодиодный ток в цепочке 205а тоже уменьшается на некоторую величину.

Такие измерения и размыкания повторяются до тех пор, пока не будет расплавлено необходимое количество вставок и достигнуто требуемое значение I_СИДa. Если расплавлены все вставки, то сопротивление, соединенное последовательно с МОП-транзистором 210, достигает максимального значения R_max, т.е. сопротивления резистора 212, а эталонный ток I_a становится минимальным. Если это значение тока по-прежнему выше требуемого, то данная сборка должна быть забракована. Поэтому номиналы используемых в сети 120 сопротивлений R_t1, R_t2, …R_tx должны быть тщательно подобраны, чтобы можно было нивелировать возникающие при производстве разбросы в характеристиках сборок. Следует отметить, что схематичное представление предохранителя 223b иллюстрируется линией, которая тоньше, чем остальная часть проводников, показанных на Рис. 16С.

Кроме того, однополюсный перекидной переключатель 217 показан для иллюстрации цифрового включения функции внутри привода МОП-транзистора 215а. Когда МОП-транзистор 216a проводит ток и цепь светодиодов 205а светится, то цифровой вход для цифрового затвора буфера (показан в виде инвертора) 218 является "высоким", т.е. равен логической единице. Если разрешающий сигнал переключается в состояние логического нуля, коммутатор соединяет затвор высокого напряжения МОП-транзистора 216а на землю, в результате чего V_G1= 0 и МОП-транзистор 216а выключается, перекрывая ток в светодиодной цепи 205а. Хотя эта функция показана как механический переключатель, в действительности она выполнена в виде сети транзисторов, настроенных как аналоговый коммутатор или усилитель, и хорошо известна специалистам в данной области. Когда какой-либо канал не задействован, существует также возможность приостановить работу дифференциального усилителя 214 или ограничить его напряжение, с тем чтобы он не поднимал выходное напряжение и не делал ненужных попыток увеличить измерительный ток в МОП-транзисторе 211.

Хотя настройка системы по резисторам общеизвестна, уменьшение размера, т.е. ширины затвора, для сети транзисторов может выполнено более легко, точно и воспроизводимо, чем для резисторов. Такая схема показана на Рис. 16D, где резистор 212 не имеет параллельной сети настроечных резисторов, а вместо них токовое зеркало МОП-транзистор 210 содержит сеть 230 из параллельных регулировочных МОП-транзисторов 225a, 225b…225x. Другим преимуществом использования МОП-транзистора вместо резистора при настройке является то, что сеть 230, как правило, меньше, чем сеть 220, показанная на Рис. 16С. Как и при регулировке резисторами, как показано, плавкие вставки (предохранитель 233х) расплавляют для отсоединения, т.е. выключения одного или более из МОП-транзисторов 225а…225х, соединенных параллельно с МОП-транзистором токового зеркала 210. Например, после выпуска и непосредственно перед настройкой, когда все МОП-транзисторы 225a…225x и 210 еще соединены параллельно, отношение ширины затворов МОП-транзистора 211 и параллельной комбинации МОП-транзистора токового зеркала 210 и регулировочной сети 230 будет минимальным и ток I_LED окажется ниже номинального значения, например, 18мА, на 10% ниже желаемых 20мА. Пропуская большой ток между общей контактной площадкой 231 и контактной площадкой, например, канала 232х, мы расплавляем вставку 233х, и теперь затвор регулировочного МОП-транзистора 225х больше не соединен с затвором МОП-транзистора 210. При отсоединении затвора резистор 226x отключает МОП-транзистор 225x. При уменьшении общей ширины затвора регулировочной сети 230 отношение ширины затвора токового зеркала к ширине затвора сети 230 возрастает, и при данном значении эталонного тока I_a светодиодный ток I_СИД соразмерно возрастает.

Следует отметить, что на Рис. 16D затворы МОП-транзисторов 210 и 211, а также затворы МОП-транзисторов сети 230 смещаются источником напряжения 224, а не путем подключения затвора МОП-транзистора токового зеркала 210 к его стоку. Преимущество этого метода в том, что в этом случае МОП-транзистор токового зеркала 211 может работать при более низком напряжении стока V_sense. Хотя при использовании данного метода исходная точность несколько теряется, функциональная регулировка способна скорректировать этот недостаток. Кроме того, меньшее падение напряжения на МОП-транзисторе 211 уменьшает потери мощности и улучшает общую эффективность системы привода светодиодов 215a.

Применение эталонного напряжения вместо эталонного тока также требует аналоговых схем. Методы производства источников эталонного напряжения хорошо известны, включая способы минимизации изменений напряжения при изменении температуры. Такие методы включают в себя источники опорного напряжения, определяемого шириной запрещенной зоны (см. en.wikipedia.org/wiki/bandgap_voltage_reference) и источники напряжения на основе диодов Зенера (см. en.wikipedia.org/wiki/Zener_diode). Поскольку данные технологии хорошо известны специалистам, они не рассматриваются в данной заявке.

Аналоговый синусоидальный синтез

Хотя синусоидальные волновые формы, как будет описано ниже, могут быть сгенерированы в цифровом виде, в данной заявке излагается обладающий признаками изобретения способ синтеза синусоидальных волновых форм для управления светодиодами в системе фототерапии с применением аналогового синтеза. В то время как цифровой синтез, как было описано, для создания синусоиды (или аккордов синусоидальных волн кратных частот) использует пульсирующий светодиодный ток постоянно меняющейся длительности, т.е. широтно-импульсную модуляцию, аналоговый синтез применяет синусоидальные изменения эталонного тока или тока смещения к цепям управления светодиодным током, т. е. управление светодиодной цепи токовым зеркалом, и в сущности, переносит эталонный ток непосредственно в генератор. Возвращаясь к примерам волновых форм, показанных на Рис. 15, синтез аналоговых волновых форм проиллюстрирован синусоидами 254, 255 и 256, возникающими в моменты времени t₄, t₅ и t₆, а также произвольной формой волны 252, появляющейся в момент времени t₂, и демонстрирующей возможность создания практически любой функции управления.

Как показано на Рис. 17А, для выполнения аналогового синусоидального синтеза эталонное напряжение, смещающее привод МОП-транзистора 215a и МОП-транзистор 216a, заменяется синусоидальной волной фиксированной частоты или источником эталонного синусоидального переменного напряжения 235, известного также как линейный или "гармонический" осциллятор. Гармонические осцилляторы в аудиодиапазоне могут быть выполнены с использованием индуктивно-емкостных, т.е. LC, или резистивно- емкостных, т.е. RC, элементов цепи, включая генераторы сдвига фазы, генераторы с мостом Вина или RC-генераторы (see wikieducator.org/sinusoidal_oscillator). В процессе изготовления выходное напряжение источника эталонного переменного напряжения 235 должно быть отрегулировано с помощью резисторных или транзисторных массивов аналогично описанной ранее настройке привода МОП-транзистора 215a. В противоположность этому, другие известные RC-схемы, часто используемые для тактовой генерации, включая релаксационные генераторы, не являются гармоническими осцилляторами и не должны применяться, поскольку дают пилообразные или треугольные формы волн с нежелательным содержанием спектра в широком диапазоне.

На Рис. 17B источник эталонного переменного напряжения 235 заменен управляемым источником эталонного переменного напряжения 236 с регулируемой частотой и регулируемым напряжением. Все остальные элементы схемы, например, МОП-транзистор 216a, остаются такими же, как на Рис. 17А. Один из примеров такого источника, содержащий генератор Вина 280 с повторителем напряжения 281 и уменьшаемым выходным буфером переменного напряжения 282, показан на Рис. 17С. Генератор Вина 280 состоит из двух сопряженных конденсаторов переменной емкости 284a и 284b и двух программируемых резисторов 283a и 283b. Эти две RC-схемы создают делитель напряжения и цепь обратной связи, возвращающую сигналы с выхода дифференциального усилителя с высоким коэффициентом усиления 285 обратно к его положительному входу. Демпфирующая цепь из резисторов 286a и 286b устанавливает коэффициент усиления и стабилизирует колебания.

Частота колебаний регулируется путем изменения сопротивления R_osc программируемых резисторов 283a и 283b или путем изменения емкости C_osc переменных конденсаторов 284а и 284b. Переменное сопротивление может быть реализовано путем изменения напряжения на затворе и сопротивления МОП-транзисторов, смещенных в линейную область работы или с помощью цифрового потенциометра с дискретными резисторами и параллельными МОП-транзисторами, способными зашунтировать различные резисторы. Переменная емкость может быть реализована с помощью варакторов, содержащих соединенные навстречу друг другу полупроводниковые диоды, один из которых имеет обратное смещение на фиксированное напряжение для создания емкости перехода. Изменение сопротивления или емкости регулирует частоту колебаний генератора Вина 280.

Чтобы избежать влияния загрузки балансируемого выходного буфера переменного напряжения 282 на частоту колебаний генератора Вина 280, буферизация обеспечивается повторителем напряжения 281, содержащим дифференциальный усилитель 287 с отрицательной обратной связью, через резистор 288. Напряжение V_buf повторителя напряжения 281 регулируется затем с помощью резистивного делителя, содержащего постоянный резистор 292 и переменный резистор 291 с сопротивлениями R1 и R2 соответственно. Переменный резистор 291 может включать в себя регулировочную сеть, а также цифровой потенциометр, как было описано выше. Напряжение в отводящей точке, расположенной между резисторами 291 и 292 и соединенной с положительным входом дифференциального усилителя 289, равно выходному напряжению V_refout повторителя напряжения 281 и задается формулой: V_refout=(V_buf•R₂)/(R₁+R₂). При соединении его выхода с его отрицательным входом проводом 290 дифференциальный усилитель 289 ведет себя как повторитель напряжения, точно воспроизводя форму кривой напряжения ввода, обеспечивая при этом требуемый ток в электрической нагрузке, подключенной к выходу V_refout.

Как показано с помощью формы выходного сигнала 295, выходное напряжение V_refout имеет компонент переменного тока V_AC(t), проходящий от нуля до пикового значения +V_AC(t) со средним значением V_AC(t)/2, и не содержит дополнительного смещения постоянного тока (в сторону от внутреннего среднего значения синусоиды постоянного тока). Так как единственный компонент напряжения переменного тока, а именно синусоида, генерируется из гармонического осциллятора 280, +V_AC(t), синусоида, можно сказать, представляет поведение сильного сигнала переменного тока. Если желательно также включать постоянное смещение, выход источника эталонного напряжения 236 может быть далее настроен с помощью схемы, показанной на Рис. 17D. В этой схеме выход V_refout из схемы, показанной на Рис. 17C, подается в повторитель напряжения 300, содержащий дифференциальный усилитель 302 (или другой тип повторителя напряжения цепи), через разделительный конденсатор 303. Дифференциальный усилитель переменного тока 302 работает как повторитель напряжения из-за отрицательной обратной связи на проводе 301, соединяющем выход с отрицательным входом. Назначение разделительного конденсатора 303 - блокировать любые смещения постоянного тока, присутствующие на выходе эталонного источника переменного напряжения 236. Если смещение отсутствует, конденсатор 303 может быть устранен.

Хотя операционный усилитель 302 запитан от логического провода +V_logic, его отрицательная шина питания соединена не с землей, а с генерируемым напряжением +V_neg, которое создается схемой смещения 309. Это напряжение имеет потенциал по отношению к земле и выступает в качестве отрицательной шины питания для дифференциального усилителя 302. Из-за такого двойного задания опорного напряжения на отрицательной шине выходное напряжение V_refout₂ дифференциального усилителя 302 сдвинуто относительно земли в сторону более высокого напряжения. В результате форма сигнала выходного напряжения V_refout₂ оказывается такой же, как форма волны на выходе V_refout, но со сдвигом на величину напряжения постоянного тока, равным генерируемому напряжению +Vneg, или математически:

V_refout₂=V_DC+V_AC(t)=+V_neg+V_refout₂ < +V_logic

Данная схема будет точно воспроизводить входной сигнал до тех пор, пока сумма смещения постоянного тока (+ V_neg) и синусоиды входного сигнала переменного тока AC(t) не превышает напряжение питания+V_logic, в противном случае вершина синусоиды будет "обрезана", т. е. достигнет постоянного максимального выходного напряжения при+V_logic на любом интервале, где +V_neg+V_refout₂ ≥ +V_logic. Такая обрезка приводит к искажению выходной волновой формы, появлению нежелательных гармоник и спектральному загрязнению аналогично тому (или даже хуже), которое возникает при использовании цифровых импульсов. Также отметим, что если разность напряжений (+V_logic - +V_neg) слишком мала, что означает слишком высокий уровень смещения, то дифференциальный усилитель 302, по всей видимости, не в состоянии функционировать должным образом.

Генерация напряжения постоянного тока+V_neg может осуществляться любым из многочисленных способов, включая регулировку нестабильности выходного напряжения стабилизатора с последующим усилением сигнала усилителем с переменным коэффициентом усиления; усилителем, контролируемым напряжением; с помощью переменных резисторов или с помощью переключаемого конденсатора делителя напряжения. Один из таких методов, делитель напряжения, показан на Рис. 17D в виде схемы генерации напряжения с использованием технологии резисторного деления напряжения. Как показано, питающее логическое напряжение +V_logic подключено к последовательной цепочке резисторов 304a-304x (здесь х - математическая переменная). Резисторы 304b-304x соединены параллельно с МОП-транзисторами 305b-305x соответственно. Количество резисторов, обычно 9, 13 или 17, позволяет создавать различные 8-, 12- и 16-битные комбинации напряжения для реализации в зависимости от требуемой точности, где количество резисторов должно быть равно один плюс число бит требуемой точности. Например, 8 бит точности требует 9 резисторов, обеспечивающих 256 уровней выходного напряжения.

Выходное напряжение+V_neg, снимаемое из точки отвода напряжения между резисторами 304а и 304b, изменяется путем шунтирования различных резисторов и включением-выключением МОП-транзисторов 305b-305x в различных комбинациях. Например, если все МОП-транзисторы 305b-305x включены и их сопротивление невелико по сравнению с сопротивлением R1 резистора 304а, то выходное напряжение+V_neg мало; если ни один из транзисторов 305b-305x не включен, выходное напряжение+V_neg становится равным+V_logic, а любое промежуточное напряжение может быть подобрано другими комбинациями. Резисторы 304a-304x могут быть дополнительно модифицированы, чтобы можно было получать напряжение только из части диапазона напряжения питания. Например, более низкое напряжение, чем +V_logic, может быть использовано для питания цепочки резисторов. Последовательная лесенка из резисторов 304а-304x формирует тип цифроаналогового преобразователя, потому что включение/выключение МОП-транзисторов по сути является цифровой функцией, а результатом является аналоговое, хотя и квантованное, напряжение. Для большего разрешения число резисторов может быть увеличено или диапазон напряжения может быть уменьшен, с тем, чтобы наименьший значащий бит соответствовал самому маленькому разряду по напряжению.

Помимо функции генератора напряжения, регулировочная сеть 310 из параллельных резисторов 311а-311x подключается параллельно резистору 304а для настройки точности напряжения при производстве путем плавки предохранителей под действием большого тока на ИС. Например, при пропускании большого тока между общей контактной площадкой 312 и контактной площадкой 314 тонкая металлическая проволока 313 выступит в качестве предохранителя и расплавится, разорвав цепь и исключив резистор 311b из регулировочной сети резисторов 310.

В заключение отметим, что схема постоянной составляющей на Рис. 17D в сочетании с колебательным контуром эталонного напряжения на Рис. 17С позволяют генерировать синусоиды переменного тока AC(t) различной частоты и величины смещения напряжением постоянного тока. До тех пор, пока мгновенное значение напряжения не превышает напряжение питания +V_logic, выходное напряжение такого инновационного эталонного напряжения равно V_refout₂=V_DC ±V_AC(t)/2=+V_neg ± V_refout₂ с максимальным выходным напряжением V_DC+V_AC(t)/2, минимальным выходным напряжением V_DC - V_AC(t)/2 и средним выходным напряжением V_DC. Если разделительный конденсатор 303 убран, среднее значение выходного напряжения увеличивается на среднюю величину синусоиды V_AC(t)/2, сокращая используемый рабочий диапазон напряжения дифференциального усилителя 302.

Как видно из формы волны V_refout₂ 308, при использовании схемы из Рис. 17D или аналогичной, переменная составляющая сигнала меньше постоянной, т.е. V_AC(t) < V_DC. Так как основной компонент напряжения здесь постоянный ток, а не синусоида, то синусоида, можно сказать, представляет собой слабый сигнал переменного тока. В фототерапии величина напряжения V_refout фактически задает эталонный ток, который определяет яркость светодиодов, когда цепь светодиодов включена и проводит сигнал. Низкий сигнал контроля, согласно схеме изобретения, представляет собой совершенно новый режим работы для фототерапии, в котором светодиодная цепь постоянно светится при постоянном токе, а затем модулируется синусоидально при условии смещения с небольшим увеличением и уменьшением тока и соответствующим изменением яркости.

Как показано на Рис. 18А, еще один способ изменения опорного тока - подача опорного напряжения, используемого для генерации тока αI_ref для привода 215а, управлящего МОП-транзистором 216а, из ЦАП 315. Хотя для контроля точности может быть использовано любое число битов, обычные доступные преобразователи, например, те, которые используются в телевизорах высокой четкости, имеют 8 битов с 256 уровнями, 12 бит с 4096 уровнями или 16 бит с 65536 уровнями. Скорость конвертера невысока, т. к. самая высокая частота, требуемая для фототерапии – 20 кГц, а в большинстве случаев только 5 кГц. В процессе работы данные записываются в память реле или в статическую память, в частности, в регистратор тока светодиодов 316, и загружаются в ЦАП каждый раз, когда преобразователь получает цифровой тактовый импульс на загрузку входного сигнала, т. е. в диапазоне 5-20 кГц.

Хотя существуют многие методы, включая переключаемый конденсатор, ступенчатый резистор и другие типы цифроаналоговых преобразователей (ЦАП), для фототерапии необходимы только звуковые частоты и только они могут быть использованы для решения низкой стоимости. Одна такая схема представляет собой 8-разрядный ступенчатый резистор-преобразователь 315, показанный на Рис. 18b. Он включает в себя источник точного опорного напряжения 320 и ступенчатый резистор ЦАП, состоящий из резисторов 321а-321x, наряду с переключателями ЦАП, содержащими МОП 322b-322x, управляемые декодером 323. МОП-транзисторы 322b-322x соединены параллельно с резисторами 321b-321x соответственно. При работе декодер 323 загружает 8-битное слово от входной линии 8b при приеме тактового импульса на цифровой вход нагрузки, представленный цифровым инвертором 344, и преобразует 8-битное слово в инструкции по включению МОП-транзисторов 322b-322x в различных комбинациях, чтобы получить линейное выходное напряжение в точке снятия напряжения ЦАП между резисторами 321a и 321b. Ступенчатое напряжение ЦАП, в диапазоне от нуля до V_ref, подается на положительный вход дифференциального усилителя 335, сконфигурированного в качестве повторителя напряжения. Сеть настроечных резисторов 325, состоящая из резисторов 324a - 324x, контактных площадок (например, 326 и 328) и плавких предохранителей 327, подключается параллельно резистору 321a с целью настроить выходное напряжение. Другой альтернативой для обеспечения требуемой точности является настройка внутреннего эталонного напряжения V_ref от источника 320.

В качестве элемента изобретения, для фильтрации мелких изменений выходного напряжения V_refout в схему может быть добавлен отключаемый фильтрующий конденсатор 342, который, при необходимости задействовать быстрые переходные процессы, может быть отключен, в зависимости от состояния цифрового управляющего сигнала на входе цифрового инвертора 343. В процессе работы, когда МОП-транзистор 340 включен и МОП-транзистор 341 выключен, конденсатор 342 соединен параллельно с выходом буфера усилителя 335, и выходной эталонный сигнал 315 фильтруется от высокочастотного шума. Когда же МОП-транзистор 340 выключен, а МОП-транзистор 341 включен, конденсатор 342 будет отключен от выхода буфера усилителя 335, и выходной эталонный сигнал 315 не фильтруется. При включении МОП-транзистора 341 конденсатор 342 разряжается во избежание накопления заряда от повторных операций. При желании можно вместо резисторного ступенчатого преобразователя использовать другие виды ЦАП.

Пример эталонного переменного напряжения частотой 292 Гц (ре4) без примеси постоянного тока, полученного вышеуказанным способом, приведен на Рис. 19А, изображающем синусоиду 371 с амплитудой 1,2 В, периодом 3,42 мс и средним выходным напряжением 0,6 В. Такое пиковое напряжение удобно тем, что оно по величине близко к нестабильности выходного напряжения при малом или практически нулевом температурном коэффициенте. Однако другие напряжения также могут быть использованы для получения входного тока в привод светодиодов 215а.

Следует подчеркнуть, что описанная здесь синусоида 350 синтезирована, программируема и характеризуется низким напряжением, но не является атрибутом вращающегося электромагнитного генератора или генератора переменного тока, используемого в производстве электроэнергии переменного тока на электростанциях. Таким образом, хотя светодиоды, используемые при освещении жилых и коммерческих помещений, могут, по крайней мере теоретически, управляться непосредственно от сетевого напряжения переменного тока 60 Гц, синусоидальная характеристика напряжения линий переменного тока и их применение для общего освещения полностью отличаются от предложенной синтезированной синусоидальной волны возбуждения светодиодов, применяемых для фототерапии.

Во-первых, напряжение линии переменного тока высокое, как правило, 110 В или 220 В переменного тока и неприемлемо опасно для медицинского применения, когда устройство, в данном случае матрица светодиодов и пластина, касается кожи. В приводе для фототерапии общее количество последовательно соединенных светодиодов ограничивает работу максимальным напряжением ниже 40 В. Underwriter Laboratories (UL) считают это напряжение безопасным для потребителей и медицинского применения.

Во-вторых, частота сети переменного тока изменяется в зависимости от коммунальной нагрузки, а сама сеть загрязнена многочисленными нежелательными гармониками, влияющими на чистоту синусоиды, что делает ее непригодной для применения в фототерапии.

В-третьих, частота сети переменного тока, а именно 60 Гц и ее обертон 120 Гц, не представляет собой частоту, достоверно полезную в фототерапии, например, кратную 292 Гц. На самом деле 60 Гц не представляют собой кратное никакого чистого или хроматического тона, желательного или показанного для фотобиомодуляции.

В-четвертых, помимо неконтролируемого изменения нагрузкой, частота сети переменного тока фиксирована, она не программируется и не регулируется. Она не может изменяться динамически и соответствовать временным константам естественных биологических процессов и связанным с ними временным константам. Она также не может быть использована для генерирования аккордов из нескольких синусоид разных частот или для контроля плотности энергии и спектрального состава, то есть смеси нескольких синусоид различных частот.

В-пятых, снижение напряжения линий переменного тока от 110 В или 220 В до безопасного уровня, т. е. ниже 40 В, требует большого и тяжелого ферромагнитного трансформатора, предназначенного для работы с частотой 60 Гц.

В-шестых, светодиоды, используемые в фототерапии, обязательно содержат относительно узкие спектральные длины волн в красной, ближней инфракрасной или синей части спектра. Светодиодный свет, как правило, ± 35 нм спектральной ширины, излучаемый через квантово-механический процесс туннельной эмиссии, определяется структурой запрещенной зоны искусственного кристалла, используемого при производстве светодиодов. CИДы, применяемые при освещении, предназначены для излучения света широкого спектра, т. е. белого света, включающего в себя все цвета радуги. В отличие от СИД, используемых в фототерапии, СИДы белого цвета имеют синие или ультрафиолетовые СИДы со специальными насадками, содержащими фосфор, для поглощения синих или ультрафиолетовых лучей. При работе свет, излучаемый из светоизлучающего полупроводникового материала, поглощается атомами фосфора и преобразуется в "белый" свет широкого спектра, похожий на солнечный свет, но более белый и менее желтый.

Наконец, прямой привод светодиодов с использованием синусоиды переменного тока для общего освещения фактически не применяется в коммерческой практике из-за множества неразрешимых технических проблем, в том числе низкой энергетической эффективности, низкого коэффициента мощности, риска поражения электрическим током и мерцания. Современные светодиодные лампы для коррекции коэффициента мощности и регулирования напряжения используют многоступенчатые блоки питания ШИМ. Поэтому яркость светодиодов регулируется не синусоидой, а цифровыми импульсами.

Таким образом, светодиоды, управляемые осветительной сетью переменного тока, не могут применяться в фототерапии.

При работе ЦАП 315 цифровой вход декодера 323 повторно, через фиксированные промежутки времени, загружается при каждом нажатии штифта загрузки, т.е. на входе в инвертор 344, чтобы генерировать синусоидальный сигнал произвольной и регулируемой частоты. В следующей таблице представлены примеры различных временных точек, используемых в синтезе сигнала.

Время (мс)	Двоичный код	Шестнадца-теричный	Уровень ЦАП	Дуга, град	Выход, В
0	0000 0000	00	0	0°	0.600000000
0.014	0000 0001	01	1	1.5°	0.615706169
0.029	0000 0010	02	2	3.0°	0.631401574
0.043	0000 0011	03	3	3.5°	0.647075457
0.143	0000 1010	0A	10	15°	0.755291427
0.285	0001 0100	14	20	30°	0.900000000
0.428	0001 1110	1E	30	45°	1.024264069
0.571	0010 1000	28	40	60°	1.119615242
0.714	0011 0010	32	50	75°	1.179555496
0.856	0011 1100	3C	60	90°	1.200000000
1.284	0101 1010	5A	90	135°	1.024264069
1.427	0110 0100	64	100	150°	0.900000000
1.698	0111 0111	77	119	178.5°	0.615706169
1.712	0111 1000	78	120	180°	0.600000000
1.727	0111 1001	79	121	181.5°	0.584293831
1.998	1000 1100	8C	140	210°	0.300000000
2.569	1011 0100	B4	180	270°	0.000000000
3.139	1101 1100	DC	220	330°	0.300000000
3.396	1110 1110	EE	238	357°	0.568598426
3.410	1110 1111	EF	239	358.5°	0.584293831
3.425	1111 0000	F0	240	360° (0°)	0.600000000
пропущено	1111 0001	F1	241	не использовано	отсутствует
пропущено	1111 1111	FF	255	не использовано	отсутствует

8-битный ЦАП имеет 256 выходных состояний, или 256 шагов от своего нулевого состояния, т. е. от 0000-0000 в двоичной системе, или от 00 до FF в шестнадцатеричной системе. Для того чтобы удобно отобразить эти состояния на угловой дуге 360 градусов, были использованы всего 240 шагов (то есть 241 состояние) ЦАП. Таким образом, 240 шагов соответствуют 360°, или 1,5° на каждый шаг ЦАП. Остальные шаги ЦАП от 241 до 255, в шестнадцатеричном коде соответствующие входным кодам ЦАП от F0 до FF, намеренно пропущены и не используются при получении синусоиды. Как описано выше, значение ЦАП представлено тремя равнозначными способами:

шестнадцатеричным цифровым кодом, входом в декодер 323 на Рис. 18В, как показано в третьей колонке приведенной выше таблицы;

двоичным цифровым кодом, указанным во втором столбце приведенной выше таблицы, представляющим различные комбинации включения и выключения МОП-транзисторов 322b-322x на Рис. 18В для динамического изменения коэффициента деления сети резисторов;

аналоговым выходным напряжением ЦАП 315 буфера 335, показанным в крайней правой колонке таблицы, или силой тока в случае, когда напряжение подается на резистор для задания контролируемого ЦАП тока.

В процессе работы последовательность увеличивающихся цифровых кодов подается в ЦАП через регулярные промежутки времени для получения растущего выходного напряжения. И, наоборот, последовательность уменьшающихся цифровых кодов может быть использована для снижения выходного напряжения ЦАП. Если это увеличение и уменьшение кода выполняется многократно и последовательно, любую периодическую функцию можно синтезировать как выходной сигнал ЦАП 315. Если коды поступают на вход ЦАП через равные промежутки времени в соответствии со значениями синусоидальной функции через фиксированный шаг угла, например 15°, то последовательность будет приводить к синусоидальному выходу ЦАП 315.

Для синтеза синусоиды 292 Гц с периодом приблизительно Т=3,42 мс каждый из 240 шагов составляет 0,0142694 мс. Таким образом, минимальный соответствующий сигнал, используемый для загрузки декодера ЦАП 323, должен иметь частоту 292 Гц • 240 состояний/Гц, или 70080 Гц. Полученные с помощью ЦАП спектры колеблющегося с частотой 350 f_synth=f_ref=292 Гц (Ре 4) эталонного напряжения 351 показаны на Рис. 19B. При значениях выше 70 кГц тактовая частота 354 находится далеко в ультразвуковом диапазоне и, следовательно, не является источником спектрального загрязнения. По сравнению со спектром генерируемой в предшествующих системах прямоугольной волны 292 Гц, т.е. импульсной ре4, показанном на Рис. 12, гармонические спектры 353 всех нечетных обертонов с 3-го по 13-й имеют нулевую энергию, т. е. помехи в аудиодиапазоне были полностью устранены (см. табл. 355).

Помимо нахождения за пределами аудиодиапазона, величина шума, генерируемого тактовой частотой 354, мала. Вид крупным планом 352 синусоиды 350 на Рис. 19С показывает природу происхождения этого шума - пошаговое увеличение напряжения 359 в полученной волновой форме 358, происходящее каждый раз, когда выход ЦАП изменяет напряжение. Как показано, эти переходы происходят при частоте тактового сигнала, используемого для загрузки декодера ЦАП. Эта частота возникает при частоте f_clock=f_ref • (# шагов ЦАП), где "# шагов ЦАП" соответствует разрешению ЦАП в битах (округляется до любого удобного числа шагов), хотя также можно использовать тактовые частоты выше этой тактовой частоты.

Если более высокие тактовые частоты не используются преднамеренно, частота тактового сигнала и, следовательно, частота создаваемого ею шума будут масштабироваться с частотой синусоидальной волны. Таким образом, если синусоидальная волна генерируется на более низкой частоте, тактовый шумовой спектр будет соответственно наблюдаться на более низких частотах, возможно, попадая в аудио диапазон. Например, график 360a, показанный на Рис. 19D, отражает часть синусоиды частотой 18,25 Гц 361, содержащей последовательность небольшого изменения напряжения 362 на тактовой частоте ЦАП, в частности на 4380 Гц.

На этой же временной шкале график 360B на Рис. 19D показывает в гистограмме 363 изменение напряжения ΔV_ref на каждом из этих этапов в процентах от величины колебаний от пика до пика 1,2 В. До 13,7 мс, когда выходное напряжение ΔV_ref по-прежнему увеличивается, величина ΔV_ref положительна. Перед 13,7 мс изменение уменьшается почти до нуля, а затем в точке 365 изменение становится отрицательным. При приблизительно 27,4 мс, когда синусоидальная волна проходит через ее среднее напряжение 0,6 В, то есть в точке 364, величина ΔV_ref достигает своего наибольшего отрицательного значения, а затем начинает уменьшаться по абсолютной величине. Эта пиковая величина составляет менее 1,3% от амплитуды самой синусоидальной волны.

Полученные спектры, приведенные в таблице 369 на Рис. 19E, свидетельствуют о том, что величина переходов напряжения, возникающих при тактовой частоте 4380 Гц, представленная колонкой 367, мала по сравнению с величиной колебательного эталонного напряжения 18,25 Гц (пунктирная линия 180), представленной колонкой 366. Соответственно, обертоны этих цифровых переходов также пренебрежимо малы по относительной величине. Например, величина 3-го обертона тактовой частоты представлена колонкой 368. Несмотря на то, что тактовый, 3-й и 5-й обертоны находятся в звуковом спектре, то есть ниже по частоте, чем 22000 Гц, что показано линией 175, их малая величина делает спектральное загрязнение синтезированного осциллирующего эталона незначительным, даже при низких частотах. Более того, все оставшиеся возмущения, как бы малы они ни были, при необходимости можно отфильтровать с помощью функции ʺВключить фильтрʺ, подключив смещением конденсатор 342 к выходному напряжению V_ref путем включения МОП-транзистора 340.

С использованием описанного выше аналогового синтеза можно сгенерировать большое разнообразие синусоидных диаграмм возбуждения для управления массивами СИД в фототерапии, которые не будут спектрально загрязнены. С помощью описываемых способов и устройств аналогового синусоидального синтеза может быть реализован динамический контроль форм волны по частоте и по амплитуде, в том числе независимый контроль с максимальным и средним уровнем контроля тока.

Как показано на Рис. 20, эти различные комбинации иллюстрируются графиком 370А, который показывает сигнал включения (пуска) 371, формы волны эталонного тока 375-379, и график 370b, на котором даны результирующие формы волны светодиодного тока 385-389. Эти волны синусоидальной формы, суммированные в следующей таблице, не подразумевают какую-то специфическую терапию или протокол, а приведены просто для иллюстрации различных комбинаций форм волны, возможных при использовании аналогового синтеза.

Время, описание формы волны	Пуск	Макс αIref	Мин αIref	Средн αIref	Частота	IСИД
< t1 Высокочастотная синусоида с сильным сигналом 375, 385 без смещения по постоянному току	вкл.	Ir1	0	Ir1/2	fref0	ΔIL1 ± ΔIL1
t2 - t1 Низкочастотная синусоида с сильным сигналом 376, 386 без смещения по постоянному току	вкл.	Ir1	0	Ir1/2	fref1	ΔIL1 ± ΔIL1
t3 - t2 Низкочастотная синусоида со сниженным сигналом 377, 387 без смещения по постоянному току	вкл.	Ir2	0	Ir2/2	fref2	ΔIL2 ± ΔIL2
t4 - t3 Высокочастотная синусоида со слабым сигналом 378, 388 со смещением по постоянному току	вкл.	Ir2	Ir4	(Ir2+Ir4) /2	fref3	ILDC+ΔIL3 ± ΔIL3
> t4 Низкочастотная синусоида со слабым сигналом 379, 389 со смещением по постоянному току	вкл.	Ir2	Ir4	(Ir2+Ir4)/2	fref4	ILDC+ΔIL3 ± ΔIL3

Графики 370a и 370b разбиты на 5 интервалов времени, со своими примерами формы волны в каждом интервале. Интервалы до момента времени t₃ представляют поведение сильного сигнала, когда ток СИД осциллирует от пика до пика, изменяясь на значительную часть амплитуды, а интервалы после t₃ - поведение сниженного или слабого сигнала, где размах колебаний мал относительно амплитуды и среднего постоянного тока I_LDC+ΔI_L3. Кроме того, частоты f_ref0 и f_ref3 в интервалах до t₁, а также между t₃ и t₄ показаны как высокие по сравнению с частотами сигналов в других интервалах.

В частности, в интервалах времени от 0 до t₁ и от t₁ до t₂ величина эталонного тока волновых форм 375 и 376 колеблется от нуля до пика I_r1 со средним значением тока I_r5=I_r1/2, что показано пунктирной линией 380 и соответствующими частотами f_ref0 > f_ref1. Это эталонное значение приводит к силе светодиодного тока ΔI_L1 ± ΔI_L1 со средним значением ΔI_L1, показанным пунктирной линией 390, пиковым значением тока 2ΔI_L1 и минимальным током, равным нулю. В последующем интервале от t₂ до t₃ форма волны сильного эталонного сигнала 377 уменьшает пиковую величину по сравнению с предыдущим интервалом, но по-прежнему остается сильной, с эталонным током в диапазоне от нуля до I_r2 со средним значением I_r6=I_r2/2, показанным пунктирной линией 381. Как следствие, светодиодный ток 387 осциллирует синусоидально от нуля до максимального тока 2ΔI_L2 при приблизительной средней магнитуде тока ΔI_L2, представленной пунктирной линией 391. Хотя для волновых форм 377 и 387может быть выбрано любое значение частоты f_ref2, показано, что она остается такой же, как на предшествующем интервале от t₁ до t₂, а именно f_ref2=f_ref1.

В момент времени t₃ и далее амплитуда эталонной силы тока волновых форм 378 и 379 резко уменьшается, варьируясь между токами I_r2 и I_r4 симметрично вокруг средней величины тока I_r3, представленной пунктирной линией 382 и колеблющейся на частотах f_ref3 > f_ref4 в сочетании со смещением постоянного тока I_r4. Полученные светодиодные токи 388 и 389 осциллируют синусоидально на частотах f_ref3 и f_ref4 соответственно, оба имеют диапазон 2ΔI_L3 и среднее значение, представленное пунктирной линией 392, которое равно смещению по постоянному току I_LDC плюс половина диапазона 2ΔI_L3 волновых форм 388 и 389, т. е. I_LDC+ΔI_L3. Таким образом, в результате волновая форма слабого сигнала представляет собой синусоидальное колебание тока между максимальным и минимальным значениями I_LDC+ΔI_L3 ± ΔI_L3, а это означает, что светодиоды постоянно светятся, но с синусоидально изменяющейся яркостью I_LDC+ΔI_L3 ± ΔI_L3.

В заключение отметим, что при создании изменяющихся во времени токов регулярной периодичности для использования в фототерапии более предпочтительно варьировать токи светодиодов с использованием управляемого источника тока или контролируемого источника втекающего тока вместо привода цепи светодиодов регулируемым источником напряжения, так как яркость светодиодов последовательно изменяется пропорционально току. Напряжение же на светодиодах, напротив, может варьироваться независимо от яркости, в первую очередь из-за особенностей отдельных светодиодов, возникающих при их производстве. Поэтому поддержание стабильной и однородной яркости светодиодов при управлении напряжением представляет собой проблему, требуя точной настройки каждого отдельного канала светодиодов.

Как было показано ранее, для создания контролируемого втекающего тока программируемое напряжение подается в сеть резисторов и транзисторов с целью установить эталонную силу тока для дальнейшего отражения этого тока по одному или нескольким каналам, управляющим отдельными светодиодными цепочками. Величина эталонного тока может быть активно настроена в процессе производства, чтобы установить точное значение тока для данного входного напряжения регулировкой сети резисторов, как показано ранее на Рис. 16C, или сети транзисторов, как показано на Рис. 16D. Транзисторы могут быть биполярными или типа МОП.

Изменяя напряжение, используемое для привода токового зеркала или транскондуктивного усилителя, в регулярных периодических формах, мы можем получить изменяющуюся во времени или осциллирующую силу тока светодиодов. Напряжение может быть изменено по синусоиде или любой другой регулярной периодической функции путем использования эталонного напряжения в колебательном контуре. Также напряжение может постоянно изменяться с помощью цифрового управления выходным напряжением ЦАП с целью "синтезировать" желаемые формы волны.

Альтернативным способом, с помощью которого можно производить контролируемое напряжение, является подача изменяющегося во времени программируемого напряжения в транскондуктивный усилитель, усилитель, который естественным образом преобразует напряжение в соответствующий ток, но транскондуктивные усилители крупнее и дороже в применении, чем токовые зеркала.

Еще одной альтернативой, по крайней мере, теоретической, могло бы быть смещение стока МОП-транзистора в режим постоянного тока путем точного управления им с помощью соответствующего напряжения затвора для каждого значения стокового тока. Для достижения этой цели схема управления затвором требует калибровки во время изготовления. После проведения калибровки управление затвором МОП-транзистора меняющейся во времени последовательностью напряжений будет приводить к желаемой периодической волновой форме тока. Однако поскольку пороговое напряжение зависит не только от особенностей производства, но и от температуры, получение контролируемых токов для управления группой цепочек светодиодов методом калибровки остается проблематичным. Таким образом, токовое зеркало по-прежнему является значимо предпочтительным вариантом, потому что два или более зеркал транзисторов меняются в зависимости от производства и температуры аналогичным образом, так что текущее соотношение тока транзисторов и результирующего тока светодиодов остается постоянным.

Наконец, программируемый в токовом режиме ЦАП может быть использован для синтеза периодически изменяющегося во времени тока, но для привода нескольких светодиодных цепочек все-таки полезно использовать выходной ток ЦАП для питания транзисторных токовых зеркал - не только с целью буферизации тока до более высокого значения, но и для удобного создания многоканального хорошо согласованного светодиодного привода.

Аналоговый синусоидальный синтез аккордов

Обратимся опять к резонансному графику на Рис. 10: хорошо известно, что многие, если не большинство физических систем имеют более чем одну резонансную частоту. Учитывая множество временных констант, присутствующих в анатомии и в цитологических процессах живых организмов, очевидно, что в природе также существует большое количество биорезонансных частот. Хотя положительное влияние одновременного возбуждения нескольких биорезонансных частот и не является доказанным, в системах предыдущих конструкций использовалось цифровое импульсное возбуждение светодиодов. Как показано на Рис. 11 и Рис. 12, такие исключительно цифровые методы привода светодиодов прямоугольными импульсами не могут одновременно воспроизводить несколько частот, за исключением нежелательных гармоник.

Между тем хорошо известно, что синусоидальные волны, в противоположность цифровым, могут без каких-либо ограничений алгебраически складываться, что подтверждается существованием состоящих из нескольких нот «полифонических аккордов» в акустическом пианино. Математически сумма синусоидальных волн может быть выражена общей суммой нескольких синусоид различной амплитуды A_x, частоты ω_x и продолжительности (или скорости затухания), а именно:

G(t)=A₁(t)•sin(ω₁)+A₂(t)•sin(ω₂) +…+A_x(t)•sin(ω_x)

как представлено графически на Рис. 21, где соединенные синусоида 401 частотой 192 Гц и синусоида 402 частотой 120 Гц образуют аккорд из двух нот, представленный волновой формой 403. Светодиоды, управляемые полифоническим возбуждением, будут одновременно и согласованно проявлять кратные частоты, вместе со способностью передавать энергию на сравнимых биорезонансных частотах.

Одно из средств синтеза полифонических аккордов, включающее схему аналогового микшера 405, суммирующего переменные эталонные напряжения V_refa и V_refb колебательных контуров 236a и 236b соответственно для получения переменного напряжения, а затем и переменного эталонного тока αI_ref в качестве входного сигнала привода 215а, управляющего МОП-транзистором 216а, изображено на Рис. 22А. Существует большое количество схем аналогового микширования, включая многовходные усилители с регулируемыми резисторными делителями для изменения коэффициента усиления отдельных каналов. Осцилляторы 236a и 236b, имеющие различные частоты колебаний, могут быть синхронизированы для предотвращения нежелательного смещения и наложения частот.

Другие аналоговые источники могут использоваться для создания полифонического опорного тока, включающего в себя один или несколько аккордов или даже музыку. Например, на Рис. 22В аналоговый выход любого полифонического источника звука 408, включая музыкальный синтезатор, радио декодер или проигрыватель, может быть использован для генерирования опорного тока αI_ref при условии, что аналоговое выходное напряжение источника звука 408 и последовательное сопротивление цепи будут ограничивать пиковое значение αI_ref во входном диапазоне драйвера 215а, управляющего МОП-транзистором 216а, для предотвращения искажения сигнала. Теоретически аналоговое выходное напряжение источника звука 408 может быть изменено с помощью делителя напряжения, включающего резисторы 407a и 407b, сопровождаемые аудиопредусилителем 406, для получения переменного тока αI_ref. Одним из способов реализации такой схемы является использование фиксированного опорного тока I_ref и изменение этого тока в сторону увеличения или уменьшения усилителем с коэффициентом усиления α, где α изменяется в ответ на аналоговый выход аналогового источника звука 408. В качестве аналогового источника звука 408 может выступать магнитофон, цифровой аудиоплеер, CD-плеер или даже цифровая музыка.

Другой метод получения аналогового источника звука (Рис. 22С) - это непосредственное преобразование цифрового источника 413, например, цифрового звука, цифровых данных или CD и перевод формата кодирования конкретных данных в параллельные или последовательные цифровые данные с помощью преобразования формата в аудиокодек 412. Затем этот поток из 1-битных данных или последовательность 16-битных одинаковых слов перерабатывается с помощью пользовательских алгоритмов в цифровом сигнальном процессоре (ЦСП) 411 и загружается через регулярные промежутки времени в ЦАП 410 для создания нужного переменного опорного тока αI_ref. Во избежание искажения звука цифровые слова должны загружаться в ЦАП 410 с минимальной частотой 44 кГц, чтобы сохранить весь звуковой спектр. При работе переменный опорный ток αI_ref управляет затвором 215a для привода МОП-транзистора 216a.

Одно распространенное заблуждение заключается в том, что цифровые источники звука, такие как CD-плеер или цифровой звук интернета, часто считаются цифровыми, потому что звуковая информация хранится в «битах», специфических цифровых словах, описывающих степени громкости, обычно относящихся к ИКМ (импульсно-кодовой модуляции). Однако во время воссоздания аналогового звукового сигнала источник цифровой ИКМ используется для управления ЦАП с целью получения переменного аналогового сигнала; воссоздание сигнала содержит «аналоговый» синтез, аналогичный методу, изображенному на Рис. 22С.

Помимо этих сходств, функция цифровых аудиоплееров заключается в воспроизведении звукового сигнала, заставляющего магнитную катушку или пьезоэлектрический кристалл перемещать воздух и производить звук, но не свет. Масса динамика или преобразователя действует как естественный фильтр, его инерция отвечает за удаление множества ненужных частот и пиков. Например, индуктивность катушки динамика в сочетании с конденсатором фильтра естественным способом образует простой фильтр низких частот. Выражаясь кратко, воспроизведение звука благоприятствует низким частотам и должно создаваться большим током, полученным с помощью усиления мощности, для того, чтобы точно воспроизводить высокие частоты. Во многих случаях (например, гитарные усилители) сигнал намеренно искажается усилителем, пока звук гармоник остается «хорошим».

Фотоны же, напротив, не имеют массы и не могут быть инерционно замедлены или отфильтрованы. Время реакции светодиода составляет наносекунды и точно воспроизводит все гармоники побуждающего импульса, даже когда эти гармоники являются нежелательными или вредными для целей фототерапии. Вследствие этих различий, гармонический спектральный состав, используемый для привода светодиодов в фототерапии - это ключ к достижению биорезонанса с определенными биофизическими процессами, такими как электронная проводимость, ионный перенос, молекулярное соединение, теплопроводность переносом и постоянный обогрев клеток, тканей и органов, независимо от того, аналоговый или цифровой синтез используется в генерации сигналов при фототерапии.

Например, при адаптации звукового источника или музыки для привода светодиода можно использовать ЦСП 411 с целью селективной фильтрации определенных частот и нот звукового потока при одновременном подавлении других тонов, неблагоприятных для фототерапии, например нечетных гармоник, создаваемых подвесными тарелками. Поэтому частота обмена данными при загрузке ЦАП 410 должна как минимум вдвое превосходить максимальную частоту, воспроизводимую при модуляции тока светодиодов приводом 215а МОП-транзистора. Для удобства ЦАП 410, ЦСП 411и аудио кодек 412 могут быть синхронизированы с помощью общего цифрового тактового сигнала 414, часто образуемого путем деления колебаний кварцевого генератора. Поскольку цифровая фильтрация может сделать музыку и тоны, воспроизводимые в динамике или в наушниках, неслышными для человеческого уха, удаление нежелательных гармоник из спектрального состава импульсов, управляющих светодиодами, имеет важное значение для достижения тканевой специфичности и высокой эффективности лечения во время процедуры фототерапии.

Другим разработанным и описанным здесь способом избежать сложностей и дополнительных затрат при аналоговой обработке сигналов, цифровой фильтрации или звуковом смешении для получения аккордов из нескольких звуков является совмещение аналогового синтезированного сигнала со второй цифровой частотой импульсов, полученной путем цифрового «стробирования» аналогового волнового сигнала колебаний. Возвращаясь к схеме на Рис. 17В, такой метод работает на моночастотном генераторе 236 для подачи опорного тока в привод 215а МОП-транзистора при стробировании привода (вкл-выкл) с помощью цифрового синтезатора 203а. Существует два возможных способа, а именно:

настройка частоты цифрового стробирования f_clock выше частоты колебаний опорного тока f_ref, т.е. f_clock > f_ref

настройка частоты колебаний опорного тока f_ref выше частоты цифрового стробирования f_clock, т.е. f_ref > f_clock

Получаемые с использованием этих двух методов волновые формы имеют разные спектральные характеристики, поэтому при создании двухчастотного светодиодного привода эти методы не являются взаимозаменяемыми.

Рис. 23А иллюстрирует случай, при котором частота f_clock тактового сигнала выше частоты f_ref синусоидального опорного тока, то есть первый из описанных выше методов. Как показано на диаграмме 420a, синусоидальный опорный ток с частотой 292 Гц 421 (ре4), с периодом T_ref=3,42 мс и со средним значением 422, очевидно, имеет более долгий период и более низкую частоту, чем цифровые импульсы сигнала разрешения 423, имеющего тактовый интервал T_clock. Поясним, что частота f_clock цифровых импульсов сигнала разрешения 423 может иметь любое значение, при котором f_clock будет как минимум в два раза превышать частоту синусоидального сигнала f_ref. Во время работы привод 215 МОП-транзистора выдает ноль вольт, т.е. заземлен, когда логическое значение разрешающего сигнала 423 равно нулю, и выдает аналоговое значение опорного тока 421, если логическое значение разрешающего сигнала 423 равно единице. Полученный сигнал является эквивалентом умножения аналоговой синусоиды на цифровой множитель ʺ1ʺ или ʺ0ʺ для каждого момента времени, по сути, ʺнарезаяʺ синусоиду на части.

Сигнал тока светодиода (график 420b) содержит небольшие импульсы 424 тока различной амплитуды, где множество импульсов формируют огибающую 425a, 425b, 425c или 425d (по отдельности или вместе, как 425), имеющую ту же частоту и фазу, что и синусоидальный опорный ток 421. Разница этих огибающих - это всего лишь изменение амплитуды в зависимости от отношения t_on к T_clock разрешающего сигнала 423. Коэффициент заполнения разрешающего сигнала 423, т.е. t_on/T_clock, является регулировкой яркости ШИМ, контролирующей среднее значение тока синусоидальной огибающей 425 и, следовательно, яркость светодиодов посредством широтно-импульсной модуляции, без изменения частоты или фазы синусоидального опорного тока 421.

Поскольку более высокая из двух частот в полифоническом аккорде создается ʺцифровым способомʺ, этот частотный компонент будет обладать всеми ранее описанными гармониками прямоугольного сигнала, способствующими нежелательному загрязнению спектра. Этот момент проиллюстрирован на Рис. 23В, где опорный ток 421 с частотой f_ref (292 Гц), показанной линией 431, соединяется с цифровым импульсным разрешающим сигналом 423 с частотой f_clock (4672 Гц), показанной линией 432. Поскольку разрешающий сигнал является прямоугольным, он создает гармоники 434, включая 3-ю гармонику с частотой 14016 Гц в звуковом спектре, а остальные в ультразвуковом спектре, т. е. выше частот, обозначенных линией 175. Поэтому, используя этот метод, можно создать аккорды с частотой 292 Гц (ре4) и 4672 Гц (ре8) без смешения и без применения двух аналоговых осцилляторов с единственным недостатком - лишней 3-й гармоникой, все еще присутствующей в звуковом диапазоне. Полученные спектры представлены в таблице 435, включая для сравнения ноты ре из других октав.

Если частота цифрового импульса увеличивается до ре9 или любой другой ноты выше 7 кГц, то никакая гармоника не появится в звуковом спектре. Этот пример показан на Рис. 23С, где опорный ток 431 частотой 292 Гц соединяется с цифровым импульсным разрешающим сигналом 441 частотой f_clock (ре9), показанной линией 440. Полученные спектры представлены в таблице 445, включая для сравнения ноты ре из других октав. Как показано, 3-я гармоника 442 находится в ультразвуковом диапазоне и, следовательно, не является источником спектрального загрязнения.

Обратите внимание, что если, как показано на Рис. 23D, тактовая частота f_clock (линия 450) может быть сдвинута в ультразвуковой диапазон, то, как видно из таблицы 451, никаких ненужных гармоник не появляется. Так как этот метод исключает вторую ноту аккорда, то он не подходит для полифонического синтеза и не дает никаких преимуществ перед непрерывным сигналом разрешения. В качестве альтернативы, такт с частотой 18688 Гц (ре10), как показано сплошной линией 452 на Рис. 23Е, исключает все звуковые гармоники, как видно из таблицы 453, но по-прежнему предлагает вторую частоту как октаву f_ref.

Таким образом, для полифонического синтеза двух тонов при f_clock > f_ref нет ограничений для значения f_ref, но частота, генерируемая цифровым импульсом f_clock, должна быть выбрана так, чтобы избежать значительного спектрального загрязнения в звуковом диапазоне.

Рис. 24 иллюстрирует случай, когда разрешающий сигнал подвергся цифровому стробированию с частотой f_clock, более низкой, чем частота f_ref синусоидального опорного тока, т.е. f_clock < f_ref.

Как показано на диаграмме 460а, осциллирующий с фиксированной частотой опорный ток 462 со средним значением 464 колеблется с более коротким периодом T_ref и более высокой частотой, чем цифровые импульсы сигнала разрешения 461, имеющие тактовый период T_clock. Каждый тактовый период состоит из двух интервалов: t_off, когда сигнал разрешения 461 имеет логический ноль или находится в положении «выключен», и t_on, когда сигнал разрешения 461 имеет логическую единицу или «высокое» состояние. Во время работы привод 215 МОП-транзистора выдает ноль вольт, то есть заземлен, всякий раз, когда сигнал разрешения 461 на логическом нуле. И наоборот, когда сигнал разрешения 461 равен логической единице или находится в «высоком» состоянии, привод 215 МОП-транзистора выдает переменные аналоговые значения колебательного опорного тока 462.

В течение интервала t_on выход драйвера 215а МОП-транзистора не приводит к единственному постоянному току светодиодов, но в это время происходят какие-то синусоидальные колебания напряжения и тока. Полученный сигнал является эквивалентом умножения аналогового синусоидального сигнала на цифровой множитель ʺ1ʺ или ʺ0ʺ в каждый момент времени, по сути, разбивая синусоиду на короткие интервалы или «фрагменты» колебаний. Светодиодный токовый сигнал, показанный на графике 460b, состоит из тех же интервалов длительностью t_on, тогда как ток светодиодов 466 совершает один или несколько колебательных циклов, прежде чем отключается, как показано линией 467 для длительности t_off, а затем повторяет весь цикл.

В случае, когда сигнал опорного тока 463 включает в себя смещение постоянной составляющей при среднем значении 465 (диаграмма 460а), результирующие сигналы тока светодиодов 468 (график 460b) сохраняют колебательный режим переменного тока, за исключением того, что величина колебаний уменьшается, что ведет к колебательным возмущениям яркости светодиодной строки, которая сохраняет проводимость в течение времени t_on, а затем временно прерывается на t_off перед возобновлением проводимости с небольшими колебаниями сигнала. Отметим, что отсутствие или наличие постоянной составляющей в колебательном опорном токе не влияет на гармонические спектры 2-нотных аккордов.

Полученные спектры для аккорда ре8 и ре9, показанных пунктирными линиями 432 и 471, изображены на Рис. 25А, где синусоидальный опорный ток с частотой f_ref 9344 Гц (ре9) (сплошная линия 472) соединяется с сигналом разрешения цифрового импульса с частотой f_clock 4672 Гц (ре8) (сплошная линия 423). Поскольку сигнал разрешения является цифровым импульсом, он производит гармоники 434, включая 3-ю гармонику (14016 Гц) в звуковом спектре, и высокочастотные гармоники в ультразвуковом спектре, то есть выше частоты, показанной линией 175. Поэтому, используя этот метод, аккорды ре8 и ре9 могут быть генерированы без смешения или использования двух аналоговых осцилляторов с единственным недостатком -нежелательной 3-й гармоникой в звуковом диапазоне. Полученные спектры представлены в таблице 473, включая ноты ре из других октав для сравнения.

Хотя этот метод отлично подходит для высокочастотных аккордов, его применение проблематично при генерировании низких частот, поскольку цифровой такт, источник гармонических помех и спектрального загрязнения, происходит на нижней частоте 2-нотного полифонического аккорда. Эта проблема показана на Рис. 25В, где приведен результат смешения частоты 584 Гц (ре5, показан пунктирной линией 475) опорного тока (сплошная линия 476) с частотой 292 Гц (ре4, показан пунктирной линией 161) разрешающего сигнала цифрового импульса (сплошная линия 162). Из-за частоты 292 Гц прямоугольного импульса разрешающего сигнала спектральное загрязнение гармониками 164 наблюдается на протяжении всего звукового спектра, как описано в таблице 477, что идентично Рис. 12. Поэтому такой метод не подходит для генерации низкочастотных полифонических аккордов для привода светодиодов при применении в фототерапии.

Для получения высокочастотных полифонических аккордов этот метод может быть легко реализован (Рис. 26), поскольку осциллятор 236, используемый для создания синусоидального импульса, может также путем простого деления на 2, 4 или 8 (счетчик 482) использоваться для получения цифровых тактовых импульсов, необходимых для входного разрешающего сигнала привода 215а, управляющего МОП-транзистором 216а. Поскольку синусоидальные колебания опорного тока 236 слишком медленны для обнуления триггерного счетчика 482, между осциллятором 236 и счетчиком 482 ставится прерывающий триггер Шмидта или компаратор 481 с гистерезисом и большим входным сопротивлением. Каждый множитель 2 при делении частоты счетчиком 482 соответствует смещению на октаву в музыкальных нотах, т.е. ре8, деленное на 2, дает ре7; ре8, деленное на 4, дает ре6, и так далее.

Цифровое управление светодиодами с помощью ШИМ

Помимо вышеописанного синусоидального аналогового синтеза, другим изложенным в данной заявке и обладающим признаками изобретения методом получения синусоидальных сигналов с контролируемым содержанием гармоник для привода светодиодов в фототерапии является цифровой синтез. В то время как аналоговый синтез предполагает наличие синусоидально изменяющегося опорного тока или тока смещения в схеме управления светодиодами, цифровой синтез подразумевает пульсирующий ток светодиодов ʺвкл./выкл.ʺ постоянно меняющейся продолжительности для синтеза синусоидального импульса (или аккордов из синусоид нескольких частот). Методы импульсной модуляции включают в себя как постоянную частоту широтно-импульсной модуляции, известной под аббревиатурой ШИМ, так и переменную частоту частотно-импульсной модуляции, имеющей аббревиатуру ЧИМ. В то время как оба метода модуляции, ШИМ и ЧИМ, могут использоваться для контроля среднего значения тока или напряжения в электронных схемах, таких как стабилизаторы напряжения, переменная тактовая частота ЧИМ усложняет синтез сигнала. Более того, ЧИМ может привести к возникновению нежелательных радиочастотных помех и электромагнитной интерференции (ЭМИ), которые варьируются по частоте и, следовательно, их сложно отфильтровать или защититься от них. ЭМИ особенно проблематична в медицинской технике, потому что государственные контролирующие органы, такие как Управление по контролю за продуктами и лекарственными средствами и Федеральная Комиссия по связи, строго запрещают ЭМИ, которая может опасно воздействовать на другие жизненно важные медицинские приборы в больницах или в клиниках. Таким образом, раздел данного приложения о цифровом синтезе, главным образом, фокусируется на технологии управления ШИМ с пониманием того, что последовательность контролируемых ЧИМ импульсов может быть использована в синтезе сигналов, если это необходимо.

Возвращаясь к примерам сигналов, приведенных на Рис. 15: хотя импульсные цифровые сигналы 243-258 не иллюстрируют конкретно цифровой синусоидальный синтез, они показывают способность изменять среднее значение тока светодиодов от уровня, показанного пунктирной линией 272, до более высокого уровня 273 путем увеличения ширины импульсов тока светодиодов 267 к более длинной импульсной ширине 268. Поскольку частота обоих импульсов 267 и 268 равна 1/T₁, это представляет собой принцип «широтно-импульсной модуляции», также известный как ШИМ постоянной частоты, что является одним из методов, с помощью которых выполняется синусоидальный синтез в цифровом виде. Альтернативный метод цифрового синтеза, ʺчастотно-импульсную модуляциюʺ, или ЧИМ можно увидеть на примере сравнения импульсов 268 и 269 при t₈ и t₉, используемых для увеличения среднего значения тока светодиодов от уровня, показанного пунктирной линией 273, до уровня 274, путем изменения продолжительности включения светодиодов и частоты, т.е., поскольку T₂ больше, чем T₁, частота импульса 268 (1/T₁) больше частоты импульса 269 (1/T₂). Методы ЧИМ с переменной частотой могут включать в себя схемы модуляции с фиксированным временем включения или выключения. Методов ЧИМ с переменной частотой стараются избегать из-за опасности переменных сигналов, способствующих появлению динамично изменяющейся электромагнитной интерференции, что приводит к помехам, которые трудно отфильтровать.

В отличие от аналоговых схем, характеристики и стабильность которых чувствительны к электрической нагрузке на выходе, при цифровом синтезе разрешающий сигнал, производимый схемой цифрового синтезатора, имеет большое цифровое «разветвление» на выходе, то есть один синтезатор может использоваться для контроля множества каналов и транзисторных приводов. Пример большого разветвления на выходе приведен на Рис. 27С, где цифровой синтезатор 203 имеет один выход, используемый для подачи разрешающего сигнала на вход нескольких транзисторных приводов от 215а до 215n, где n - переменная. В этом примере, где цифровой синтезатор 203 имеет один выход, все каналы привода светодиодов будут демонстрировать один и тот же цифровой сигнал и синтезировать одни и те же синусоиды синхронно. Этот централизованный подход позволяет одному цифровому синтезатору подключаться ко всем приводам, используя общий проводящий сигнальный тракт, будь то кабель, проводящий рисунок печатной платы (ПП) или шина данных.

Рис. 27А, 27В и 27С иллюстрируют и сопоставляют различные комбинации цифровых синтезаторов и независимых каналов привода светодиодов. На рис. 27А каждый транзисторный привод 215а-215n контролируется собственным соответствующим цифровым синтезатором 203а-203n (цифровой синтезатор в целом 203), где индекс n - математическая переменная. Эти показанные различные цифровые синтезаторы могут занимать одну, несколько или полностью независимую интегральную схему, представляющую собой централизованную, кластерную или полностью распределенную систему. Так как каждый светодиодный канал и связанный с ним привод транзистора контролируется собственным предназначенным для этого цифровым синтезатором, то подобное применение обеспечивает при необходимости полную гибкость в выборе частоты канала, магнитуды и продолжительности при синтезе синусоид. Поэтому важно, чтобы каналы были синхронизированы в опорных тактовых импульсах, так как могут возникнуть помехи и наложение при межканальном взаимодействии. При таком независимом и автономном подходе каждый цифровой синтезатор 203а-203n должен соединяться с соответствующим приводом 215а-215n кабелем или проводящим рисунком ПП.

Другой метод, минимизирующий дублирование схемы и полезную площадь микросхемы без ущерба для гибкости - это централизованный метод контроля, показанный на Рис. 27В, где приводится отдельный цифровой синтезатор 203, имеющий несколько независимо управляемых выходов. При таком подходе централизованный цифровой синтезатор 203 должен соединяться с каждым транзисторным приводом отдельным кабелем или проводником. Если отдельные кабели или дорожки ПП уже используются, то цифровой синтезатор должен находиться в непосредственной близости к приводам, так как иначе потребуется большое количество проводников увеличенной длины. В качестве альтернативы можно использовать шины данных для передачи информации по всем каналам, но тогда каждому каналу потребуется схема декодирования для идентификации конкретно его контрольного сигнала.

Такое применение цифрового синтезатора 203а (Рис. 27А) схематично представлено на Рис. 28А, где приведен цифровой счетчик 503, защелка 506 и цепочка цифровых буферов, содержащая инверторы 507а и 507b с выходом цифрового синтезатора 203а, управляемого параллельной шиной данных 502 и тактовыми сигналами 501, генерируемыми микроконтроллером μC 500. Инверторы 507а и 507b приведены, чтобы продемонстрировать, что выход защелки 506, включающий логические транзисторы минимального размера, должен быть буферизирован для питания входной емкости одного или нескольких приводов 215а МОП-транзисторов, а также компенсировать паразитные емкости и сопротивления, присутствующие в токопроводящих соединениях между цифровым синтезатором 203а и электрической нагрузкой, представленной схемой втекающего тока 201а. Поэтому для работы управляющей шины на необходимой скорости должны быть подобраны соответствующие мощность управляющего тока и ширина затвора используемых в инверторе 507b МОП-транзисторов.

Хотя на рисунке показан только один инвертор 507а, электрически вставленный между небуферизованным выходом защелки 506 и входом инвертора высокого тока 507b, на практике много промежуточных инверторов (не показаны) с последовательно увеличивающейся шириной затвора могут быть использованы для изменения выходного тока каждого инвертора в соответствии с емкостной нагрузкой следующего инвертора. Пока общее количество инверторов во всей серии (включая первый инвертор 507а и последний инвертор 507b) является четным числом, например, 2, 4, 6, то выходы цифрового счетчика 503 и защелки 506 должны оставаться в одной цифровой фазе с выходом цифрового синтезатора 203а. Результат применения описанной последовательности буферной цепочки значительно лучше «веера» в плане способности последовательно питать широкий диапазон линий данных, хотя и дает незначительное увеличение задержки распространения сигнала. Этот же метод может быть использован всегда, когда для управления длинной мощной линией, работающей на большой скорости и под большой нагрузкой, требуется высокоскоростной затвор, поэтому при изложении данной заявки мы не будем описывать его повторно.

При работе микроконтроллер (МК) 500 записывает данные из своего программируемого ПЗУ на параллельные выходные линии 502. МК 500 также генерирует тактовые сигналы на линиях 501, включая синхроимпульсы и тактовый сигнал θ. При работе синхронизирующий импульс устанавливает выход защелки 506 на логику 1, буферизованную инверторами 507а и 507b, что позволяет приводу 215а питать затвор МОП-транзистора 216а для получения необходимого тока I_СИД светодиодов и освещения светодиодных цепочек 205а на фиксированной яркости. В это же время синхронизирующий импульс заставляет цифровой счетчик 503 загружать данные с параллельной шины данных 502 в регистр счетчика 504, для примера показанного как 8-битное слово. Импульсы тактового сигнала θ заставляют цифровой счетчик 503 вести обратный отсчет, постепенно уменьшая число на единицу с каждым импульсом. Когда счет достигает 0, цифровой счетчик 503 генерирует импульс на выходной линии 505, сбрасывая выход защелки 506 до нуля и отключая привод 215а, питающий МОП-транзистор 216а.

Временная диаграмма на Рис. 28В описывает работу цифрового синтезатора; работа цифрового счетчика 503 показана на диаграмме 510a, а работа защелки 506 - на диаграмме 510b. Как видно, цифровой счетчик 503 загружает данные 512 согласно командам загрузки 511, вызванным синхроимпульсом на одной из линий тактового сигнала 501. Повторяющиеся импульсы тактового сигнала θ последовательно уменьшают регистр счетчика 504 на 1 в каждом интервале T_θ, в конце концов, достигая нуля в момент 513. В течение этого времени выход цифрового синтезатора 203а выводит логическую ʺ1ʺ, как показано сигналом 516. Когда счет в цифровом счетчике 503 достигает 0, выход перезагружается (линия 517) и светодиоды в момент 513 выключаются. Пока не поступит импульс следующей команды загрузки (линия 511), счет в цифровом счетчике 503 остается на 0 (линия 514), либо игнорируется, даже если отсчет продолжается. По команде загрузки 511 цифровой счетчик 503 загружает данные 515 для следующего цикла.

В итоге выходной разрешающий сигнал на светодиоды от защелки 506 (график 510b) состоит из нулевого разрешающего выхода до момента t=0, переходящего в логическую ʺ1ʺ (уровень 516) одновременно с командой загрузки 511 ʺустановить на 1ʺ и прерывающегося возвращением на логический ʺ0ʺ после команды загрузки 517 ʺсбросить до 0ʺ в момент t_on. В течение всего времени от 0 до t_on, когда выходной разрешающий сигнал равен логической ʺ1ʺ, светодиоды горят. В течение интервала 518 от t_on до конца периода T_sync, выходной разрешающий сигнал равен логическому ʺ0ʺ, и светодиоды не горят, после чего весь цикл повторяется. Функция цифрового ШИМ счетчика 503 - определить длительность интервала t_on, т.е., какую часть периода T_sync светодиоды будут гореть, и тем самым установить средний показатель яркости. Коэффициент заполнения D, отношение t_on к периоду T_sync, является мерой средней яркости светодиодов: D=t_on/T_sync. Высокий коэффициент заполнения, например 90%, означает высокую яркость. Низкий коэффициент, например 10%, указывает на низкую яркость светодиодов. Коэффициент 50% означает, что светодиоды включены половину времени, то есть светодиоды горят в половину мощности. Как показано на рисунке, цифровой счетчик 503 является бинарным и может быть счетчиком со сквозным переносом или синхронным счетчиком. В качестве альтернативы счетчик 503 может быть реализован с помощью программного обеспечения МК 500, устраняя необходимость в аппаратных счетчиках и задвижках, по-прежнему выполняющих аналогичные функции. В заключение надо отметить, что функция ШИМ счетчика в цифровом синтезаторе 203а может выполняться дискретно, или с использованием специальной функции таймера в МК 500, или реализована в виде программного обеспечения в МК 500. Однако использовать программные таймеры надо осторожно, чтобы быть уверенным, что не будет прерываний, способных нарушить нормальную работу счетчика, иначе может быть получена неправильная частота.

Получающиеся формы сигнала светодиодного тока в описанной системе привода светодиодов содержат импульсы контролируемой ширины и различной продолжительности, повторяющиеся с фиксированной тактовой частотой. Варьируя время включения t_on при сохранении фиксированного тактового периода T_sync, можно контролировать среднее значение тока в светодиодной цепочке цифровым способом. Такой способ называется широтно-импульсной модуляцией с фиксированной частотой или ШИМ управлением. Примеры ШИМ генерирования импульсов с различным временем включения и фиксированной частотой показаны на Рис. 28С. При применении в фототерапии можно использовать ШИМ управление средним значением тока для регулировки динамической яркости цифрового светодиодного тока, как показано на Рис. 8В и описано в приведенном выше Приложении № 14/073,371 (США). Кроме того, ШИМ методы, описанные в настоящем документе, можно использовать для цифрового синтеза синусоидальных сигналов, питающих светодиодные цепочки способом, позволяющим избежать спектральной контаминации в звуковом спектре.

В отличие от аналогового синтеза, описанного в предыдущем разделе, при котором среднее значение светодиодного тока меняется под действием синусоидального опорного напряжения, регулирующего ток проводимости светодиодов, при цифровом синусоидальном синтезе последовательность импульсов определенной ширины, варьирующихся в установленном порядке, используется для воссоздания синусоидального сигнала с частотой, которая значительно ниже тактовой частоты, используемой для генерирования самих импульсов. Как видно на примере набора волновых форм импульсов 519 на Рис. 28С, с помощью широтно-импульсной модуляции можно синтезировать импульсы с самыми различными коэффициентами заполнения. Например, импульс 520 состоит из времени t_on50, составляющего половину периода T_sync, в течение которого он включен с логическим значением ʺ1ʺ, и из части 521 с логическим значением ʺ0ʺ в течение оставшейся части периода T_sync. Так как время включения t_on=50%•T_sync, время выключения t_off=1- t_on=50%•T_sync, в данном случае t_on=t_off.

Среднее значение тока любого импульса при ШИМ определяется коэффициентом заполнения по формуле D ≡ t_on/T_sync. Соответственно, в данном примере D=t_on50/T_sync=50%, где пунктирная линия 522 наглядно иллюстрирует коэффициент, визуально представляющий среднее значение импульса. Начиная с импульса 523, верхний ряд сигналов на Рис. 28С иллюстрирует импульсы 524 с коэффициентами более 50%, в частности, 61, 71, 79, 82 и 99%. В 99%-м импульсе пунктирная линия 526, обозначающая среднее значение и время выключения, изображенное отрезком линии 525, не показана в масштабе для лучшей иллюстрации. Аналогичным образом, начиная с импульса 527, нижний ряд сигналов на Рис. 28С иллюстрирует импульсы с коэффициентом заполнения менее 50%, в частности, 39, 29, 21, 18 и 1%. В 1%-м импульсе пунктирная линия 529, представляющая среднее значение и время включения, показанное импульсом 528, также не показана в масштабе для лучшей иллюстрации. Каждый пример в верхнем ряду находится над соответствующим ему дополняющим импульсом в нижнем ряду, т.е. зеркально отраженным относительно среднего значения 50%. Так, импульс 524 с временем включения t_ton61 имеет коэффициент заполнения 61%, на 11% выше 50%-го центрального значения, тогда как импульс 527 с временем включения t_ton39 имеет коэффициент заполнения 39%, на те же 11% ниже 50%-го центрального значения.

Путем создания цепочек, т.е. последовательностей, из импульсов с фиксированным периодом и различными коэффициентами заполнениями, следующих друг за другом в определенном порядке, можно сгенерировать любую математическую функцию, в том числе и синусоидальные сигналы. Например, на Рис. 29A последовательность импульсов различной ширины, т.е. t_on50, t_on82, t_on21, и т.д. с постоянным периодом T_sync дает в результате изменяющееся во времени среднее значение чистой синусоидальной волны 592. Во время этого цифрового синтеза значение аналогового опорного тока 591 остается постоянным и не участвует в генерировании синусоиды. В данном методе синтезируемая синусоида 592 может иметь любую частоту и период, независимые от тактовой частоты 1/T_sync, при условии, что тактовая частота 1/T_sync много выше самой высокой синтезируемой частоты 1/T_synth.

Если тактовая частота f_sync=1/T_sync близка к 22 кГц или выше, то ни сама цифровая тактовая частота, ни ее гармоники не будут присутствовать в звуковом диапазоне, и полученный цифровой синтез не даст спектрального загрязнения, способного отрицательно повлиять на эффективность фототерапии. Например, тактовая частота 21024 Гц может быть использована для синтеза синусоидальной волны 1168 Гц (ре 6) с 24-мя независимыми временными интервалами T_sync. Такой подход эквивалентен разделению 360° синусоиды на 24 отрезка 603 по 15° и 35,7 микросекунд каждый, как показано в диаграмме 600 нормированной магнитуды цифрового синтезатора в зависимости от времени на Рис. 29В. Построение среднего значения синусоиды 601 в зависимости от прошедшего времени через фиксированные 15° увеличения угла 603 дает спектр созданной синусоиды 602 частотой f_synth=1/T_synth вместе с тактовой частотой f_sync=1/T_sync, использованной для ее создания. При широтно-импульсной модуляции магнитуда каждого импульса, определенного коэффициентом заполнения, имеет такую же среднюю амплитуду, что и соответствующий сигнал ЦАП с таким же разрешением.

Однако в отличие от ЦАП при управлении ШИМ фактическое аналоговое значение присутствует не в амплитуде сигнала, а в его длительности, определенной усредненным по времени значением тока или напряжения. Эта длительность проиллюстрирована сигналами 604a-604d, имеющими ШИМ коэффициенты 50, 100, 75 и 25%, что соответствует дуговым углам 0°, 90°, 150° и 330° соответственно. Среднее значение 602 любого 15° временного прироста составляет отрезок времени при выходе 100% (полная шкала) и оставшийся период при выходе 0%. Среднее значение, показанное как синусоида 600, находится между ними, изменяясь пропорционально коэффициенту каждого временного отрезка.

С практической точки зрения, использование отрицательных напряжений при синусоидальном синтезе с помощью цифровых схем является проблематичным, поскольку требует двойного диапазона напряжения питания, например ±0,6 В, где напряжение должно меняться от положительных значений к отрицательным (относительно земли). Отрицательные, или напряжения ʺниже землиʺ нехарактерны для интегральных схем, трудно коммутируемы, поскольку требуют специальной электрической изоляции, и в цифровых схемах практически не встречаются. Для получения синусоиды с использованием только положительных напряжений источника питания среднее значение синусоидального сигнала должно находиться выше земли. Например, если синусоидальный сигнал 601 получен с помощью 1,2 В логического сигнала, то для синусоиды, имеющей двойную амплитуду напряжения 1,2 В (±0,6 В), среднее значение напряжения синусоидального сигнала равно 0,6 В. При цифровом синтезе это среднее значение достигается при коэффициенте заполнения D=50%, эквивалентном нулевому состоянию синусоидального сигнала при 0°, 180° и 360°.

Прямое сравнение аналогового синтеза и цифрового ШИМ синтеза (с фиксированной частотой) синусоиды показано на Рис. 29С, где вертикальная ось представляет амплитуду синтезируемого синусоидального сигнала в заданном интервале, а горизонтальная ось представляет время в пределах интервала. При аналоговом синтезе с использованием цифроаналогового преобразователя (ЦАП) амплитуда сигнала, показанная на графике 620а и контролируемая выходом ЦАП, имеет постоянное напряжение в течение всего периода T_sync. В любом заданном интервале нормированный выход ЦАП 621 имеет значение V_on/1.2V в диапазоне от 0% до 100% % (линия 623) и может варьироваться в следующем интервале за счет изменения магнитуды 622. Эти изменения магнитуды обычно представляют собой линейные шаги ±ΔV, ±2ΔV, и т.д. согласно любому требуемому разрешению, включающему 256 уровней для 8-битного ЦАП, 4096 уровней для 12-битного ЦАП и 65536 уровней для 16-битного ЦАП. Поскольку мгновенное напряжение сигнала устанавливается ЦАП, а не ШИМ счетчиком, то самая высокая тактовая частота, необходимая для реализации аналогового синтеза - 1/T_sync, с периодом T_sync, скорректированным в соответствии с наибольшей частотой для точного воспроизведения.

При использовании цифрового ШИМ синтеза, напротив, на графике напряжения от времени (диаграмма 600b) в начале каждого временного интервала напряжение скачет от 0 до 100% без промежуточных значений (за исключением переходов) и остается постоянным какое-то время t_on 625 из периода T_sync 627. Время включения t_on динамически изменяется с линейным приростом времени ±Δt, ±2Δt и т. д. в диапазоне 626, установленном 8-, 12- и 16-битным счетчиком с разрешением 256, 4096 и 65536 шагов в зависимости от требуемой точности, если она не ограничена доступной тактовой частотой. Поскольку среднее значение синусоиды задается тактовым временем счета и дальнейшим разделением импульсов (график 600b), то для синтеза синусоидального сигнала необходима более высокая тактовая частота, чем это требуется при использовании ЦАП. Таким образом, если аналоговый синтез достигает своего разрешения шагами напряжения, то цифровой ШИМ синтез - периодами времени. Поэтому максимальная тактовая частота, необходимая для цифрового ШИМ синтеза - 1/T_θ, а отношение этой частоты к частоте 1/T_sync равно желаемому разрешению. При ШИМ синтезе каждый интервал времени, например 604a, включает в себя период, когда ток поступает в светодиод, и период, когда управляющий ток равен нулю. При условии, что тактовая частота f_sync является достаточно высокой, чтобы находиться за пределами звукового спектра, клетки в живой ткани не будут реагировать на такую частоту, тем более что она представляет собой небольшие изменения сигнала в среднем значении тока от одного интервала к другому. По сути, клетки обеспечивают естественную фильтрацию. Другой эффект фильтрации возникает из-за емкости в светодиодах и в схеме привода МОП-транзистора, которая неизбежно смягчает сигналы управляющего тока и фильтрует высокочастотные помехи, особенно гармоники за пределами звукового спектра. Наконец, при необходимости можно добавить дополнительную емкость в каналы привода светодиода.

Синусоидальное построение с хорошей точностью, т.е. синусоидальный синтез волновой формы, максимально приближенной к ее математически идеальной форме, с минимальным числом гармоник, требует достаточного числа интервалов наибольшей синтезируемой частоты f_synth(max). Для аналогового синтеза данная тактовая частота f_sync определяется формулой

f_sync=1/T_sync=(#интервалы) • f_synth(max)

где переменная ʺ#интервалыʺ - это число временных интервалов на период в синтезированном сигнале максимальной частоты, а f_synth(max) - самая высокая частота синтезируемого сигнала. Одним из способов, с помощью которого может быть выбрана переменная ʺ#интервалыʺ, является необходимая ширина каждого временного интервала в градусах с использованием следующего соотношения: #интервалы=360°/(дуговой угол каждого временного интервала). Например, если каждый дуговой угол=36°, то #интервалы=10, если дуговой угол=20°, то #интервалы=18, если дуговой угол=15°, то #интервалы=24, если дуговой угол=6°, то #интервалы=60, и т. д. Это гиперболическое соотношение, когда меньшие углы требуют больше временных интервалов для описания одного полного 360° цикла синусоидального сигнала, означает, что ШИМ синтез имеет более высокое разрешение и требует более быстрого такта.

Подводя итог сравнения, можно отметить, что цифровой ШИМ синтез требует более высокой тактовой частоты f_θ, чем аналоговый синтез, потому что каждый временной интервал T_sync в дальнейшем должен быть поделен на еще более мелкие отрезки времени T_θ, а это означает, что цифровой ШИМ синтез с таким же битным разрешением требует более высокой тактовой частоты, чем аналоговый синтез. Требуемая частота f_θ этого быстрого такта, используемая для расчета прироста времени включения и установления коэффициента заполнения, выражается соотношением

f_θ=1/T_θ=(разрешение в битах) • f_sync=(разрешение в битах)/T_sync =

= (разрешение в битах) • (#интервалы) • f_synth(max)

по сути, описывая, сколько узких прямоугольников с фиксированными временными интервалами применяются для построения одного цикла самой высокой синтезируемой частоты. Данный быстрый тактовый сигнал ШИМ f_θ может быть создан генератором с еще более высокой фиксированной частотой f_osc, желательно с температурной компенсацией для минимизации дрейфа, используя постоянное или динамически изменяемое соотношение частоты. Процесс деления синтезируемого синусоидального сигнала на небольшие прямоугольники с фиксированной шириной и высотой, равной по величине значению функции, аналогичен математической процедуре, называемой в математическом анализе интегрированием. В интегральном исчислении, когда временные приросты dt становятся бесконечно узкими, синтезируемый сигнал воспроизводится точно, и площадь под кривой линией, энергия и гармоники при фототерапии, четко контролируются. Также следует отметить, что значение T_sync идентично как для аналогового, так и цифрового синтеза. Например, при использовании 18 интервалов по 20° каждый для синтеза 1168 Гц (ре 6) синусоиды, синхросигнал, используемый для загрузки ЦАП при аналоговом синтезе или для загрузки цифрового счетчика при цифровом ШИМ синтезе, имеет частоту f_sync в 21024 Гц. Данная частота достаточно высокая, так как она и ее гармоники возникают при крайнем верхнем диапазоне звуковых частот и за ее пределами.

График 640а на Рис. 29D иллюстрирует тактовую частоту, требуемую в системе, как функцию максимальной частоты синтезируемой синусоиды, как показано для диапазона ре4-ре8. По оси y в логарифмическом масштабе отложена максимальная тактовая частота, которая для аналогового синтеза представлена линией 641; это синхронизирующий импульс, используемый для загрузки ЦАП на частоте f_sync. При цифровом ШИМ синтезе - это такт цифрового счетчика, имеющий частоту f_θ. При цифровом синтезе одного и того же сигнала в 1168 Гц цифровая тактовая частота цифрового ШИМ счетчика для 8- и 10-битного разрешения (линии 642 и 643) требует соответствующих тактовых частот f_θ около 5,38 MГц и 21529 MГц. Для 12-битного разрешения такт цифрового счетчика составляет уже 4,096• f_sync или более 86М Гц - слишком высокая частота, чтобы быть представленной на графике.

График 640b, также приведенный на Рис. 29D, показывает линейное влияние возрастающего количества временных интервалов, используемых для синтеза 360° (периода) полученной синусоиды максимальной частоты, где количество интервалов варьируется от 8 до 30. Как показано линией 645, тактовая частота, необходимая для синтеза синусоиды в 2336 Гц (ре 7), остается ниже 5 МГц при использовании 6-битного счетчика, имеющего 64 интервала для 1,2 В синусоидального сигнала, то есть где каждый интервал представляет 18,8 мВ или 1,6% прироста сигнала. Линия 646 показывает 8-битный счетчик, имеющий 256 интервалов и точность 4,69 мВ или 0,4% прироста может быть достигнуто во всем диапазоне, не превышая 20 МГц. Учитывая, что практические коммерческие микроконтроллеры обычно работают при тактовых частотах 10-25 МГц, линия 647 показывает, что 10-битный ШИМ счетчик можно использовать только с небольшим количеством интервалов, 8 и менее, оставаясь ниже 25 МГц. Использование менее 12 интервалов на 360° приводит к искажению синтезированной синусоиды, не скомпенсированному более высокой битовой точностью, подразумевающей плюсы от более точной установки среднего напряжения в заданном временном интервале с помощью 12-битного или более ШИМ счетчика; не стоит жертвовать числом временных интервалов, используемых для построения синусоиды. Для высокоточного синтеза синусоиды, не имеющей нежелательных гармоник в звуковом спектре, количество временных интервалов, из практических соображений, колеблется от 12 интервалов (по 30° каждый) до 24 (по 15°). Приведенная ниже таблица описывает тактовые частоты, необходимые для синтеза синусоиды в 4672 Гц (ре 8) с использованием различных ШИМ счетчиков.

Число битов	8×45°	12×30°	15×24°	18×20°	24×15°
6-битный	2,4 MГц	3,6 MГц	4,5 MГц	5,4 MГц	7,2 MГц
8-битный	9,6 MГц	14,4 MГц	19,9 MГц	21,5 MГц	28,7 MГц
10-битный	38,3 MГц	57,4 MГц	71,8 MГц	86,1 MГц	115 MГц

Из указанных выше условий, заштрихованные поля не применимы либо потому, что тактовая частота превышает 25 МГц, либо потому, что количество временных интервалов слишком мало. Данный анализ показывает, что оптимальное условие - это 21,5 МГц ШИМ такт, заставляющий 8-битный ШИМ счетчик синтезировать 4672 Гц (ре 8) синусоиду из 18 временных интервалов с шириной 20° каждый. Соответствующий ШИМ такт имеет период T_θ=1/f_θ=1/(21529 МГц)=46,5 нс и период синхронизации T_sync=256/f_θ=11,9 мкс с соответствующей частотой f_sync=83,9 кГц.

Хотя решения с дискретными осцилляторами можно применять на практике, во многих случаях точность и цена не оправданы, особенно учитывая, что многие такие решения были разработаны для радиосвязи. С другой стороны, осцилляторы на 25 МГц относительно просты в отдельном производстве или в сочетании с обычными микроконтроллерами, потому что данная частота колебаний обычно используется в коммуникациях Ethernet. Один источник синхронизации и схема тактового генератора 660, изготовленная в соответствии с настоящим изобретением, показана на Рис. 30, где изображены осциллятор 661, цифровые счетчики 662, 664 и настроечный регистр 663 для создания тактовых сигналов 501, используемых для питания цифрового синтезатора 203а (Рис. 28А).

Осциллятор 661 может быть создан с помощью кварцевого генератора, R-C релаксационного генератора, кольцевого генератора или кремниевого МЭМС генератора. Кварцевый генератор, содержащий кристалл кварца и механически настроенный резонировать на определенной частоте, имеет преимущество в силу температурной независимости, но он, к сожалению, относительно хрупок по сравнению с полупроводниками. Релаксационный R-C генератор задействует резисторно-конденсаторную схему для зарядки конденсатора с заданной скоростью, его быстрой разрядки после достижения компаратора или порога триггера Шмидта и бесконечного повторения этого процесса. Во многих случаях элементы схемы для реализации источника синхронизации 660 полностью интегрируются в МК 500 (Рис. 28А) и полностью программируются пользователем в прошивке или программном обеспечении.

Точность такта достигается путем настраивания резистора в R-C генераторе и (или) с использованием материалов, которые температурно относительно независимы. Другой альтернативой является создание источника синхронизации с использованием большого количества инверторов, соединенных «голова к хвосту», то есть выходное отверстие к входу, чтобы сформировать петлю или кольцо. При включении питания сигнал распространяется по кольцу инверторов с частотой, соответствующей задержке распространения инвертора. Для поддержания колебаний необходимо нечетное число инверторов. Новейшим решением, доступным в настоящее время, является использование кремниевых микроэлектро-механических систем или МЭМС, применяемых для создания небольшой вибрационной пружины или трамплина (кантилевера), электрически контролируемого емкостной связью или пьезорезистивным датчиком и настроенным резонировать в соответствии с его данной массой.

Независимо от применяемого метода, осциллятор 661 производит 25 МГц колебания, которые затем настраиваются до более низкой частоты, например, 21,5 МГц, цифровым счетчиком 662. Если осциллятор 661 настраивается в процессе производства, то счетчик 662 может быть предустановлен программно. Однако если частота осциллятора 661 зависит от производителя, то функциональная настройка с помощью настроечного регистра 663 обычно выполняется в процессе производства. При функциональной настройке измерение частоты f_θ производится несколько раз, пока требуемая частота не будет достигнута путем настройки цифрового отсчета, загружаемого в счетчик 662 из настроечного регистра 663, а источник частоты не будет откалиброван.

Данная тактовая частота ШИМ поступает на цифровой синтезатор, а также в программируемый счетчик 664, преобразовывая тактовую частоту f_θ ШИМ в синхронизирующий импульс с частотой f_sync, которая, как показано, в 256 раз ниже, чем f_θ. Коэффициент деления для счетчика 664 должен соответствовать желаемому разрешению ШИМ выхода, например, 8 бит, 10 бит и т. д. Таким образом, цифровой ШИМ счетчик 664 считает импульсы, соответствующие частоте f_θ, а синхронизирующий импульс, возникающий через 256 таких импульсов, перезагружает привод светодиодов и перезапускает счетчик.

Применительно к управлению светодиодами в фототерапии, эффективное разрешение синусоидальной генерации с использованием предлагаемого здесь изобретения можно оценить путем умножения количества временных интервалов, используемых при построении синусоиды, на число возможных ШИМ коэффициентов, то есть на битовое разрешение ШИМ счетчика. Перемножая 18 временных отрезков, примерно равных 4-битной точности, на 256 возможных значений коэффициента заполнения D, полученных из 8-битного счетчика, мы получим, что для синусоиды 5425 Гц, суммарное разрешение приблизительно соответствует 12 битам или 4096 комбинациям. Если только тактовую частоту не увеличивать пропорционально f_synth(max), то использование ШИМ методов синтеза синусоиды выше этой частоты будет означать, что суммарное разрешение должно уменьшаться по гиперболе, т.е. когда f_osc/f_synth(max) уменьшает точность воспроизведения либо за счет снижения битового разрешения, либо за счет снижения числа временных интервалов. Этот компромисс между максимальной синтезированной частотой и суммарным разрешением показан в следующей таблице:

Описание	Ре 8	Пропускная способность	Ре 9	Ре10	Ультразвук
Сигнал fsynth(max)	4672 Гц	5425 Гц	9344 Гц	18688 Гц	22000 Гц
Осциллятор fosc	25 МГц	25 МГц	25 МГц	25 МГц	25 МГц
Соотношение fosc/fsynth(max)	5351	4608	2676	1338	1136
Разрешение сигнала	4608	4608	2676	1338	1136
Эквивалентное разрешение	12-бит	12-бит	11-бит	10-бит	10-бит

Из таблицы видно, что для синтеза синусоиды примерно до 5,4 кГц общее разрешение цифрового синтезатора - 4608 комбинаций, что больше, чем 12-битное разрешение. Выше этой частоты, под которой понимается пропускная способность синтезатора, разрешение цифрового синтезатора снижается пропорционально частоте синусоиды до 11-битной точности при 9344 Гц (Ре9), и по меньшей мере 10-битное разрешение поддерживается вплоть до верхнего края звукового спектра. Ограничение пропускной способности и ее влияние наглядно показано на Рис. 31, где кривая 671 отображает суммарное разрешение синтезатора в зависимости от максимальной синтезируемой частоты f_synth (max) как в количестве возможных комбинаций, так и в их битовом эквиваленте. Как видно, точность цифрового синтезатора 203а остается неизменной при значении, превышающем 12 бит, пока частота 5,425 кГц, пропускная способность цифрового синтезатора, не будет достигнута (линия 673); выше ее разрешение снижается пропорционально f_synth(max). На краю ультразвукового спектра (линия 175) цифровой синтезатор 203а все еще поддерживает общее разрешение 10 бит. Если количество временных интервалов, используемых для синтеза максимальной частоты синусоидального сигнала, поддерживается на #интервалы=18, то снижение суммарного разрешения 671 должно сопровождаться уменьшением разрешения ШИМ счетчика (линия 672). Даже при работе выше пропускной способности синтезатора 203а до края ультразвукового спектра 175, разрешение ШИМ счетчика все равно превышает 6 бит.

На частотах выше пропускной способности синтезатора 203а, по мере снижения разрешения, точность синтезируемого синусоидального сигнала явно уменьшается. Хотя для тренированного уха меломанов, слушающих музыку, слабые искажения и фазовые дефекты цифрового звучания и могут быть заметны, при питании светодиодов для фототерапии полученные искажения достаточно незначительны, так как имеют мало энергии и возникают при гармонических частотах вне звукового спектра. Не стоит ожидать никакого негативного влияния в этом частотном диапазоне.

Как было описано ранее, на частоте чуть выше 7 кГц даже самые низкие гармоники прямоугольного сигнала находятся за пределами звукового спектра и не должны влиять на фотобиомодуляцию и эффективность фототерапии. Поэтому на частотах выше пороговой частоты, отмеченной линией 673 на Рис. 31, описываемые методы могут продолжать ШИМ синтез с пониженной точностью, переключаться на импульсный цифровой режим или на аналоговый синтез, описанный выше. Полученные гармонические спектры (Рис. 32А) показывают, что использование цифрового ШИМ синтеза синусоиды ведет только к синтезированной частоте, представленной линией 675, в звуковом диапазоне. Частота синхронизации f_sync, используемая для загрузки потока данных в цифровой ШИМ счетчик, представленный линией 676, находится в ультразвуковом спектре за пределами верхней границы звукового спектра (линия 175). Тактовые импульсы (линия 678), используемые для управления временем включения (линия 678) ШИМ, и тактовые импульсы, используемые для его создания (линия 677), появляются в диапазоне МГц и вообще никак не присутствуют в сигналах возбуждения привода светодиодов.

Когда такой метод применяется для синтеза синусоидального сигнала более низкой частоты, например, f_synth =292 Гц (Ре4), показанного линией 681 на Рис. 32В, возникают потенциально серьезные шумовые проблемы. Если синтезированная частота 292 Гц создается с использованием минимально необходимой тактовой частоты синхронизации (линия 682), получившаяся тактовая частота f_sync, равная 7078 Гц, оказывается в середине звукового диапазона и имеет относительно высокую энергию. Более того, как описано в таблице 679 на Рис. 32В, третья гармоника синхросигнала (линия 683) также попадает в диапазон ниже минимального предела ультразвукового спектра (линия 175), в верхнюю часть звукового спектра. Тактовые импульсы (линия 684), контролирующие время включения ШИМ, и тактовые импульсы, используемые для его создания (линия 677), имеют частоты в диапазоне МГц и не присутствуют в сигналах возбуждения привода светодиодов. Хотя использование минимально возможной тактовой частоты благоприятствует синтезу высокочастотных сигналов, она не является предпочтительной при генерировании низкочастотных синусоид.

Как показано на Рис. 32С, необходимость верхнего ограничения тактовой частоты ШИМ f_θ не выше выбранной частоты генератора 25 МГц, и нижнего ограничения тактовой частоты синхронизации f_sync не ниже границы звукового спектра, накладывает практические ограничения на диапазон частот f_synth, которые могут быть синтезированы с использованием постоянного соотношения тактов, описанного ранее, а именно:

f_θ=(разрешение в битах)•f_sync= (разрешение в битах)•(#интервалы)•f_synth(max)

Для того чтобы тактовая частота ШИМ синтезированного синусоидального сигнала, сформированного 24 временными интервалами по 15° каждый или 18 временными интервалами по 20°каждый, оставалась равной или ниже 25М Гц (горизонтальная линия 680), максимальная частота синусоиды f_synth(max) ограничивается соответственно 4069 Гц или 5425 Гц, как показано точками 682a и 682b и согласуется с Рис. 31. С другой стороны, согласно приведенному выше соотношению, синтез любого синусоидального сигнала, имеющего частоту f_synth ниже 917 Гц с 15°-ми временными интервалами или ниже 1222 Гц с 20°-ми интервалами означает, что частота синхронизации тактовых импульсов f_sync будет достаточно низкой, ниже частоты, представленной линией 175, создавая в звуковом диапазоне, представленном точками 684a и 684b, потенциал для нежелательного спектрального загрязнения, влияющего на эффективность фототерапии. Получающийся диапазон ограничен снизу пределами звукового спектра для синхросигнала f_sync и практическим ограничением сверху для частоты осциллятора (25 МГц) с тактовой частотой ШИМ f_θ (например, для 20° синтеза это заштрихованная область 685). Если считать частоту генератора и границу звукового диапазона неподвижными, то работа вне допустимого диапазона на более высоких частотах будет неминуемо приводить к ухудшению разрешения, а на более низких - к большей, чем это необходимо, частоте синхронизации и ʺизлишне детальномуʺ синтезу низкочастотных синусоид.

В заключение нужно отметить, что если требуемая тактовая частота для цифрового ШИМ синтеза слишком высока, то описываемое в данной заявке изобретение предлагает следующие доступные варианты решения:

ограничение максимальной частоты синтезируемого синусоидального сигнала;

уменьшение гармонической точности синтезируемых сигналов за счет ограничения битового разрешения ШИМ, т. е. уменьшение разрешения коэффициента заполнения;

уменьшение гармонической точности синтезируемых сигналов за счет использования больших временных интервалов, то есть сокращая количество временных интервалов для T_synth;

переход от цифрового синтеза к аналоговому синтезу выше определенной тактовой частоты с помощью ЦАП, как описано выше, включая изменение магнитуды тока светодиодов в соответствии с аналоговыми, цифровыми и ИКМ (импульсно-кодовая модуляция) источниками;

сочетание вышеперечисленных методов.

И наоборот, если частота синтезируемого синусоидального сигнала слишком низка, то минимальная тактовая частота синхронизации должна поддерживаться выше граничной частоты, а не уменьшаться пропорционально синтезируемой частоте. С помощью описываемых в данной работе методов синусоиды контролируемых и динамически регулируемых частот для светодиодной фототерапии могут быть построены с помощью цифрового синтеза без спектрального загрязнения нежелательными гармониками в звуковом спектре.

Цифровой синусоидальный синтез

Используя описанные выше аппаратуру и методы ШИМ управления током, частотой и яркостью светодиодов, можно динамически синтезировать любую синусоиду, последовательность синусоид или аккорды из нескольких синусоид.

Обратимся вновь к Рис. 28А: в синусоидальном синтезе определенная управляющая последовательность, то есть определенная последовательность ШИМ отсчетов, по порядку загружается с любого цифрового контроллера, например микроконтроллера μC 500, в регистр 504 цифрового синтезатора 203а. Цифровой синтез синусоиды в соответствии с описанными здесь методами контролирует содержание гармоник и яркость одной или нескольких светодиодных цепочек, используемых в фототерапии. Хотя микроконтроллер μC 500 показан здесь как источник этих команд, любая программируемая логика или логическая матрица, пользовательская цифровая схема или пользовательская интегральная схема может также использоваться для генерирования управляющей последовательности.

Независимо от того, выполняется ли цифровой синтез аппаратными средствами, программными средствами или какой-либо их комбинацией, процедура включает в себя последовательность шагов, показанную на Рис. 33. Начиная с шага «Выбрать Шаблон» (шаг 700), длина волны, каналы и алгоритмы привода СИД выбраны. На шаге ʺЗагрузить Параметрыʺ (шаг 701) эти данные, включая f_sync, f_θ, t_on, T_sync, T_synth, а также различные модели синтеза загружаются в соответствующие регистры микроконтроллера μC 500 и в связанное с ним оборудование - счетчики, буферы и т.д. При синтезе одночастотной синусоиды f_synth1 нужная последовательность цифровых кодов берется из файлов постоянной памяти, а затем сохраняется в регистре или стеке данных. Эти коды представляют собой значения отсчетов, последовательно загружаемые в ШИМ счетчик при каждом синхронизирующем импульсе T_sync. При синтезе аккорда из нескольких синусоид f_synth1+f_synth1+…+ f_synthx другая последовательность цифровых кодов берется из файлов постоянной памяти, а затем загружается в регистр или стек данных. Регистры данных могут иметь статическую или динамическую память, то есть SRAM или DRAM, но поскольку они изменяются, то есть ʺпишутсяʺ, часто и быстро в течение синтеза, то регистры данных работают на частоте, слишком высокой для постоянной памяти, такой как СППЗУ, ЭППЗУ или флэш-памяти, используемой для хранения шаблонов и алгоритмов фототерапии.

После того как параметры загружены в регистры или стеки для быстрого доступа, на шаге ʺЗагрузить T_sync счетчик ʺ (шаг 702a) данные из регистра 705, содержащие информацию о первом временном интервале T_sync, загружаются в счетчик T_sync 664, показанный на Рис. 30. Далее на шаге ʺЗагрузить ШИМ счетчикʺ (шаг 702b), данные из регистра 706, содержащие информацию о времени включения импульса внутри интервала T_sync, загружаются в ШИМ счетчик 503, показанный на Рис. 28A. На шаге, названном ʺУстановить защелку, включить СИД, начать отсчетʺ (шаг 702c), выходной сигнал ШИМ защелки 506 устанавливается в ʺвысокоеʺ положение (логическая ʺ1ʺ), подавая разрешающий сигнал на привод 215a МОП-транзистора и заставляя загореться цепочку СИД 205a. Одновременно, T_sync счетчик 664 и ШИМ счетчик 503 начинают отсчет тактовых импульсов f_θ. На шаге под названием ʺДовести ШИМ счетчик до 0ʺ (шаг 702d), ШИМ счетчик 503 производит отсчет до нуля, тогда как T_sync счетчик продолжает работать. Когда ШИМ счетчик 503 досчитает до нуля, выходной сигнал ШИМ защелки 506 вернется на ʺнизкийʺ, отключая привод 215a МОП-транзистора и цепочку СИД 205a, как указано на шаге ʺСбросить защелку, отключить СИД, продолжить отсчет T_syncʺ (шаг 702e). Как видно из названия, на шаге ʺДовести T_sync счетчик до нуляʺ T_sync счетчик продолжает отсчет до полного обнуления.

Как только T_sync счетчик 664 досчитает до нуля, программа принимает решение (шаг 703) в соответствии с алгоритмом, предписанным файлами, которые первоначально были загружены на шаге 700 ʺВыбрать Шаблонʺ. По окончании выполнения шаблона, т.е. в случае ʺШаблон выполненʺ (стрелка 704a), последовательность закончена и для продолжения нужно выбрать новый шаблон. В противном случае, если ʺШаблон не выполненʺ (стрелка 704b), новый набор отсчетов, содержащий данные из регистра 705, представляющие новый временной интервал T_sync 705, и данные из регистра 706, представляющие работу импульсов во временном интервале T_sync, соответственно загружаются в T_sync счетчик 664 и ШИМ счетчик 503, и шаги 702a-702f повторяются. Процесс продолжается до тех пор, пока условие 703 не определит, что шаблон заполнен; тогда выполнение программы прекращается, и цифровой синтез последовательности синусоид или синусоидальных аккордов закончен.

При реализации программного обеспечения размер счетчиков 702a и 702b регулируется, чтобы синтезировать один или несколько циклов синусоид. Коэффициент заполнения данного импульса может быть рассчитан как отношение времени включения, определенного счетом в регистре 706, и временного интервала T_sync в регистре 705. Хотя при ШИМ синтезе с постоянной частотой величина T_sync в регистре 705 остается постоянной, а для задания коэффициента заполнения подстраивается время включения в регистре 706, величина периода T_sync тоже может регулироваться для синтеза любой синусоиды с произвольной частотой f_synth. Алгоритм, показанный на Рис. 33, предусматривает изменение величины T_sync в зависимости от частоты синтезируемой синусоиды при сохранении требуемого разрешения. Например, f_sync может быть уменьшена пропорционально максимальной частоте f_synth(max), присутствующей в синтезируемой синусоиде. И наоборот, другим вариантом может быть использование более высокого, чем требуемое, значения f_sync.

Например, если не принимать во внимание вышеописанную проблему помех в звуковом диапазоне, синусоида с частотой 292 Гц (Ре4) может быть синтезирована с использованием 8-битного ШИМ счетчика и 24-х или 18-ти временных интервалов. На графике 730 рис. 34А синтезирована синусоида 731a с помощью 24 равных интервалов времени, каждый из которых соответствует 15°-ой дуге и имеет продолжительность 140,7 мкс. Каждый интервал имеет среднее значение (шаг 731b), определенное 8-битным ШИМ счетчиком, имеющим 256 периодов, приведенных в таблице 732. Синусоида 731a будет получена путем последовательной загрузки ШИМ счетчика бинарным эквивалентом десятичного числа в столбце «ШИМ отсчет» или шестнадцатеричного числа в одноименном столбце таблицы 733. Во время выполнения, в первой точке, 0°, ШИМ счетчик загружается шестнадцатерич-ным числом 80 для 50%, значением sin50°. Из-за ошибки квантования в счетчике (128/255) ближайший коэффициент заполнения - 50,2%, и синтез демонстрирует небольшое расхождение от идеального среднего выхода. Спустя 140 микросекунд - один временной интервал T_sync - ШИМ счетчик загружается новым значением А0 шестнадцатеричного числа (десятичное 160), изменяя коэффициент заполнения до 62,7%.

Этот процесс продолжается последовательным увеличением средней магнитуды, пока ШИМ счетчик не загружается шестнадцатеричным FF при 0,86 мс, достигая 100% коэффициента заполнения. Далее коэффициент заполнения ШИМ снижается, достигая минимального значения 0 при 2,57 мс, соответствующего значению sin270°. Затем процесс повторяется, синтезируя дополнительные циклы синусоид. Основной отрицательный аспект этого синусоидального синтеза - это помехи, создаваемые f_sync=7 008 Гц (таблица 732). Хотя они не содержат полного спектра гармоник звуковой частоты, имеющихся в современных цифровых импульсных системах, работающих в звуковом диапазоне, они все равно являются спектральным загрязнением.

На графике 735 Рис. 34В синусоида 736a синтезируется посредством 18 равных временных интервалов, каждый из которых соответствует 20° дуге и имеет продолжительность 190,3 мкс. Каждый интервал имеет среднее значение, показанное шагами 736b, определяемыми 8-битным ШИМ счетчиком, имеющим 256 периодов (таблица 737). Синусоида 736а образуется путем последовательной загрузки ШИМ счетчика бинарным эквивалентом десятичного числа в столбце «ШИМ отсчет» или шестнадцатеричного числа в одноименном столбце таблицы 738. Преимущество разделения синусоидального сигнала на 20° временные интервалы вместо 15° заключается в том, что более низкое разрешение позволяет увеличить частоты синтезируемых синусоид при данной тактовой частоте f_θ. Недостатком же такого разделения является то, что ближайшие к экстремальным значениям синусоиды точки приходятся на 80° и 100° (вместо 90°), а также на 260° и 280° (вместо 270°), что приводит к некоторому уплощению синтезируемой синусоиды, к небольшому искажающему эффекту ʺобрезанной макушкиʺ. Другим отрицательным аспектом этого синусоидального синтеза являются помехи, создаваемые f_sync=5256 Гц (таблица 737). Хотя они не содержат полного спектра гармоник звуковой частоты, имеющихся в современных цифровых импульсных системах, работающих в звуковом диапазоне, они все равно являются спектральным загрязнением.

Временной график ШИМ импульсов 739, используемых для синтеза синусоиды 736a и последовательности среднего значения шагов 736b, показан более подробно на Рис. 34С. Для наглядности среднее значение каждого шага 736b указано в процентах для каждого интервала с соответствующим десятичным эквивалентом двоичного отсчета, загружаемого в 8-битный ШИМ счетчик.

График 740 на Рис. 34D иллюстрирует синтез одного периода 1168 Гц (Ре6) синусоиды 741a со средним значением ШИМ, показанным шагами 741b, включающими 18 интервалов по 20°. В этом случае тактовая частота ШИМ f_θ и интервал синхронизации T_sync скорректированы с 1,346 MГц до 5,198 МГц (f_θ) и со 190,3 мкс до 49,3 мкс (T_sync) соответственно, что эквивалентно уменьшению периода синтезируемой синусоиды с 3,42 мс до 0,86 мс, как видно из таблицы 742. Последовательность ШИМ счетчика, используемая для синтеза синусоиды 741a, описана в таблице 743 как в шестнадцатеричном, так и в десятеричном эквиваленте. Поскольку частота синхронизации равна f_sync=20304 Гц, то помехи в звуковом диапазоне не возникают. График 745 на Рис. 34E иллюстрирует те же данные для синтеза 4672 Гц (Ре8) синусоиды 746a, показанной на графике, включающем шаги 746b, полученные в соответствии с последовательностью ШИМ отсчета (таблица 748) и с тактовыми периодами (таблица 747). Сравнение этих параметров с синтезом низкочастотной синусоиды показывает, что требования к минимальной тактовой частоте для ШИМ отсчета f_θ зависят от точности синтеза, то есть количества временных интервалов, используемых для синтеза синусоиды (#интервалы), и от частоты синтезируемой синусоиды f_synth.

Частота fsynth (нота)	292 Гц (Ре4)	1168 Гц (Ре6)	4672 Гц (Ре8)
Период Tsynth	3,42 мс	0,86 мс	0.21 мс
#интервалы (градусы)	18 по 20°	24 по 15°	18 по 20°	24 по 15°	18 по 20°	24 по 15°
Тактовый период синхронизации, Tsync	190,3 мкс	140,7 мкс	47,6 мкс	35,7 мкс	11,9 мкс	8,9 мкс
Тактовая частота синхронизации, fsync	5256 Гц	7008 Гц	21024 Гц	28032 Гц	84 096 Гц	112 128 Гц
Тактовая частота ШИМ, fθ	1,35 MГц	1,79 MГц	5,38 MГц	7,18 MГц	21,53 МГц	28,70 MГц

Как показывает данная таблица, тактовая частота ШИМ f_θ растет пропорционально синтезируемой частоте при синтезе с 15° интервалами, увеличиваясь на дополнительные 33% к тактовой частоте при 20° синтезе. Эта дополнительная точность становится ограничивающей только при синтезе частоты в 4672 Гц (Ре8) и выше, потому что 28,7 МГц превышает общую тактовую частоту в 25 МГц, используемую в микроконтроллерах и локальных сетях. В таблице также уточняется, что синтез 292 Гц синусоиды с минимальной частотой f_sync приводит к появлению помех в звуковом спектре, примерно на 5 кГц и 7 кГц. Этой проблемы можно избежать, используя передискретизацию, о которой пойдет речь ниже.

Хотя приведенные выше сигналы волновых форм содержат синусоиды с полным размахом амплитуды, составляющей 100% цифровой шкалы, магнитуда синтезированного синусоидального сигнала легко может быть уменьшена путем простого изменения кодовой последовательности ШИМ, как показано в таблице 753 на Рис. 35А. В цифровом синтезированном сигнале 751 (график 750), среднее значение функции составляет +25% и изменяется с амплитудой 754 на ±25% в диапазоне от 0 до 50%, т. е. с синусоидальным выходным сигналом 25% ± 25%. Без изменения параметров работы (таблица 752) для полномасштабной синусоиды, ранее указанных в таблице 732, магнитуду и среднее значение цифровой синтезированной синусоиды можно контролировать путем простого снижения кодовой последовательности ШИМ (шестнадцатеричного числа в таблице 753) до более низкой величины.

Хотя синусоидальная волна с уменьшенной магнитудой, показанная на Рис. 35А, достигает 0% на своих минимумах, такая синусоида с уменьшенным размахом ±25%, как показано на Рис. 35B, может целиком быть сдвинута вверх постоянным током смещения 765, в данном примере на +25%, в итоге образовав синусоиду 761 со смещением постоянным током. В фототерапии такая волновая форма модулирует некоторый постоянный уровень яркости светодиодов, который присутствует всегда. Величина смещения представляет собой среднее значение синусоиды, а меньший размах колебаний достигается исключительно за счет уменьшения значений в последовательности ШИМ кодов, указанных в таблице 762.

Как видно из Рис. 35С, модификация ШИМ кода (таблица 773) может быть использована для еще большего ограничения колебаний переменного тока до небольшого уровня сигнала, например, ±10%. Смещение - это средняя величина, а меньшая амплитуда колебаний достигается только уменьшением колебаний в кодовой последовательности ШИМ (таблица 772). Этот компонент переменного тока 774 можно рассматривать как слабый сигнал по сравнению с постоянным током 765 сигнала 771, образующим +60% смещение 765 синусоиды в целом. Полученный спектр показан на Рис. 35D, где приведены синусоиды ограниченной амплитуды (линия 781) с частотой 1168 Гц (Ре6) (линия 780). Как наглядно представлено, синусоиды ограниченной амплитуды (линия 781) находятся вверху смещения постоянного тока (линия 782). Постоянный ток по определению имеет частоту 0 Гц. Синхронизирующий сигнал имеет частоту 28 кГц (линия 783), далеко за пределами звукового спектра. Эти частоты приведены в таблице 784.

Цифровой синусоидальный синтез аккордов

Система привода светодиодной фототерапии, выполненная в соответствии с данным изобретением, способна также синтезировать цифровые аккорды из нескольких частот для привода цепочки светодиодов. Когда в шаблоне присутствует больше чем одна частота, например, высокочастотная синусоида с периодом T_synth1 и низкочастотная синусоида с периодом T_synth2, продолжительность шаблона выбирается так, чтобы синтезировать хотя бы один период низкочастотной синусоиды. Это значит, что продолжительность шаблона будет как минимум T_synth2, и в течение этого времени успеет пройти больше чем один цикл высокочастотной синусоиды. Предположим для простоты, что отношение частот синусоид равно целому числу, т.е. T_synth2=βT_synth1, и за время одного цикла низкочастотной синусоиды пройдет β циклов высокочастотной. Например, один цикл синусоиды 1168 Гц (Ре6) длится 0,856 миллисекунды, тогда как у синусоиды 4672 Гц (Ре8) он длится всего 0,214 миллисекунды. Отношение периодов β=4, что означает, что за то время, пока синусоида 1168 Гц совершает один цикл, синусоида 4672 Гц (Ре8) успеет совершить четыре цикла.

Пример данного высокочастотного компонента показан на Рис. 36, где отдельный цикл синусоиды 4572 Гц с периодом T_synth1=0,214 миллисекунд повторяется четыре раза, составляя общий период синтезируемого шаблона β• T_synth1=4T_synth1=4•0,214 мс=0,856 мс. Получившаяся кривая 801 (график 800) имеет те же значения коэффициента заполнения и цифровых ШИМ кодов (таблица 803a) за период 0-0,214 миллисекунд, а затем повторяется в столбцах 803b, 803с и 803d в соответствующие временные интервалы: 0,214-0,428, 0,428-0,642 и 0,642-0,856 миллисекунд. В целом, синтез четырех циклов синусоиды 4672 Гц требует 4•0,214=0,856 миллисекунд, включая 4•18=72 временных интервала.

Для того чтобы точно сложить вместе два и более сигнала и получить в цифровом синтезе описываемый в данной заявке аккорд, значения каждой функции должны быть определены в одних и тех же временных точках, даже если эти значения должны быть интерполированы из других точек времени. Например, чтобы сложить вместе значения синусоидального сигнала 1168 Гц и четыре цикла синусоиды 4672Гц 801, обе синусоиды должны иметь соответствующие значения на каждом приросте времени на 0,214 мс. Поэтому, если синтез одного 360° цикла высокочастотного синусоидального сигнала 801 содержит только 18 временных интервалов, то низкочастотный синусоидальный сигнал содержит 72 временных интервала, что гораздо больше, чем требуется для высокоточного синтеза. Синтез сигнала с большим числом временных интервалов, чем это действительно необходимо для высокоточного воспроизведения, называется передискретизацией.

Пример передискретизации синусоиды показан на Рис. 37А, содержащем синусоиду 1168 Гц 811, полученную от среднего значения ШИМ (812) 72 отдельных временных интервалов длительностью (813), в 4 раза больше, чем количество, необходимое для синтеза синусоиды 811 с высокой точностью. Преимущества передискретизации:

Уменьшение пульсации на выходе

Упрощение фильтрации высокочастотных тактовых сигналов

Предотвращение попадания в звуковой диапазон тактовой частоты синхронизации при синтезе низкочастотных синусоид

Увеличение разрешения добавлением общих временных точек, где амплитуды двух или более синусоид различных частот могут быть сложены для цифрового синтеза аккорда частот.

Например, в таблицах 815a, 815b и 815c (Рис. 37В), где приведены ШИМ отсчеты, используемые для синтеза синусоиды 811, только заштрихованные ряды необходимы для точного синтеза сигнала. Остальные ШИМ отсчеты являются данными передискретизации. Поскольку только один из каждых четырех ШИМ отсчетов используется для точного получения нужного синусоидального сигнала, то приводные данные передискретизированы в 4 раза.

В данном случае, такой сигнал можно сложить непосредственно вместе с синусоидой 801 (Рис. 36), чтобы получить новый сигнал, включающий аккорд из двух синусоид. Процесс сложения сигналов для получения нового сигнала, содержащего аккорд из двух составных частот, показан графически на Рис. 38, где график 820а иллюстрирует две составные частоты аккорда: один цикл синусоиды 1168 Гц (Ре6) 811 и четыре цикла синусоиды 4672 Гц (Ре8) 801, равные по амплитуде, имеющие полный размах 100% и средний коэффициент заполнения 50%. В то время как 4-цикличная синусоида 801 имеет период T_synth1=0,21 мс (линия 821), низкочастотная синусоида 811 имеет период T_synth2=0,86 мс (линия 822), в четыре раза больше, чем T_synth1. Поскольку две кривые являются кратными друг другу, то передискретизация облегчает сложение ШИМ отсчетов в каждом временном интервале для синтеза аккордов из двух нот.

Получившаяся сложная частота представляет собой аккорд из составных частот, показанный сигналом 823 на графике 820b (Рис. 38). Синусоидальный характер сигнала и его составляющие частоты нелегко определить по временному сигналу, показанному на графике 820b. Однако в частотном спектре (Рис. 39) нетрудно увидеть, что синтезированные частоты (линии 827, 828) равны Ре 6-й октавы 826 и Ре 8-й октавы 825, имеют равные амплитуды, и что ниже верхней границы звукового спектра (линия 175) присутствует только синтезированная частота. Тактовая синхронизация происходит на частоте, в 18 раз превышающей максимальную частоту, то есть 18•4672 Гц=84096 Гц (линия 829), далеко в ультразвуковом спектре. Все эти частоты приведены в таблице 824.

Если в аккорд добавляются еще ноты или составные частоты имеют разные амплитуды, то сигнал становится визуально еще более сложным. Пример смешения синусоид разной частоты и амплитуды представлен на графике 830a (Рис. 40), где синусоида 1168 Гц (Ре6) 811, имеющая полный размах ±50% около 50% среднего значения, алгебраически прибавляется к 4-цикличной синусоиде 4672 Гц 831, имеющей слабую магнитуду переменного тока 832 ±7,5%, и кроме того, имеющей смещение постоянного тока 833 +17,5%, что означает, что синусоида 831 колеблется от нижнего значения 17,5% до верхнего показателя 32,5%. В фототерапии смещение постоянного тока можно интерпретировать как минимальный ток и соответствующую яркость светодиода, ниже которых они никогда не снижаются. Полученный сигнал 834 при суммировании двух синусоид в один аккорд показан на графике 830b (Рис. 40). Несмотря на то, что сигналы 834 и 823 (Рис. 38) состоят из одинаковых частотных компонентов и гармоник спектра, в частности, нот Ре6 и Ре8, временные сигналы совершенно разные.

Процесс, с помощью которого создаются используемые впоследствии для синусоидального синтеза таблицы шаблонов, например, таблицы 815a-815c, связан с алгоритмом, изображенным на Рис. 41 или его модификацией. В данном методе, исходя из количества временных интервалов, например, #интервалы =18, рассчитывается столбец с данными угловых градусов через равные интервалы, а именно Φ=360°/18=20°. Из столбца угловых градусов Ф и частоты синтезированных сигналов f_synth, например f_synth=4672 Гц, получается рассчитанный временной интервал T_sync=T_synth /#интервалы= =1/(#интервалы• f_synth)=(20°/360°)/4672 Гц=0,012 мс. Учитывая изложенное выше, если число циклов β=1, то полный интервал βT_synth составит тогда βT_synth 1•(18•0,012 мс)=0,214 мс. В результате получается таблица временных интервалов 843, содержащая столбец углов и соответствующие временные точки. Если необходимы два цикла, то есть количество циклов β=2, то высота таблицы временных интервалов 843 удваивается, столбец временных интервалов охватывает от 0 до 0,428 миллисекунд с приростом 0,012 мс, и соответствующий дуговой угол варьируется от 0° до 720° с приростом 20°.

Таблица временных интервалов 843, где приведено время и дуговой угол Φ, далее построчно обрабатывается нормированной математической функцией 840 на примере синусоидальной функции [A•(sin(Φ)+1)+B]≤ 100%. Как сказано, функция является нормированной, то есть выражается в процентном соотношении от 0 до 100%. A представляет собой амплитуду, а В - смещение синусоидального сигнала. Амплитуда А вычисляется из вертикальной средней точки между размахами синусоиды; смещение B вычисляется из минимумов синусоидального сигнала. Таким образом, 0<A≤ 0,5 и 0≤B<1, например, А=0,5 и В=0. В результате получается таблица аналоговых синусоид 844, в которой приведен временной столбец с соответствующим дуговым углом Φ и выход нормированной математической функции 840, точное нормированное значение синусоидальной функции для каждого дугового угла, представленного функцией, не превышающей 100%.

Например, в немасштабированном синусоидальном сигнале без смещения постоянного тока (Рис. 34D) множители А и В равны 0,5 и 0, поэтому выход нормированной математической функции 840 равен [0,5•(sin(Φ)+1)+ 0] со значениями в диапазоне 0-100% при среднем значении 50%. В случае сглаженного синусоидального сигнала с масштабированной амплитудой А=0,25 и без смещения постоянного тока В=0 (график 750, Рис. 35А) выход нормированной математической функции 840 равен [0,25•(sin(Φ)+1)+ 0] со значениями в диапазоне 0-50% при среднем значении 25%. В случае сглаженного синусоидального сигнала со смещением постоянного тока (график 750, Рис. 35В) А=0,25 и B=0,25, выход нормированной математической функции 840 равен [0,25•(sin(Φ)+1)+0,25] со значениями в диапазоне 25-75% при среднем значении 50%. В примере, иллюстрирующем сильно сглаженный синусоидальный сигнал с большим смещением постоянного тока (график 770, Рис. 35С), А=0,10 и B=0,60, в результате чего выход нормированной математической функции 840 равен [0,10•(sin(Φ)+1)+0,60] со значениями в диапазоне 60-80% при среднем значении 70%.

В случае, если расчетное значение нормированной математической функции 840 превышает 100%, например, [(A•sin(Φ)+1)+B]>100%, то выход математической функции 840 ограничивается 100%, максимальным значением функции. В таких случаях верхняя часть сигнала будет «отсечена» на максимальном значении 100%, и получившееся искажение сигнала, вероятно, будет производить нежелательные гармоники и спектральное загрязнение. Для улучшения лечения при фототерапии, где спектральный контроль и предотвращение нежелательных гармоник имеют важное значение, выбранная модель светодиодного возбуждения - это неискаженный синусоидальный сигнал с четными гармониками. В других случаях, таких как фотодинамическая терапия, т. е. использование фотонов для возбуждения или химического активирования химического или фармацевтического соединения, или усилия, направленные на клеточное уничтожение бактерий или вирусов, могут быть полезными также и другие формы сигналов. Поэтому математическая операция, выполняемая нормированной математической функцией 840, может подразумевать любую изменяющуюся во времени желательно циклическую функцию, и не ограничивается одними лишь синусоидами. Независимо от функции, удобно измерять аналоговый выход этой операции «точными значениями» в диапазоне 0-100%, т. е. нормированными данными. Хотя как таковое нормирование не является обязательным, ограничение диапазона данных путем масштабирования и нормирования в пределах 0-100% делает последующую обработку данных аналогового столбца 844 более удобной для исключения сигналов, превышающих входной диапазон последующих математических операций.

Термин ʺточное значениеʺ в данном контексте означает более высокую точность, чем у младшего бита, т.е. у наименее значимого бита процесса оцифровывания на последующих этапах процесса создания шаблонов. Получаемые в результате выходные данные содержат аналоговые коэффициенты заполнения в диапазоне от 0 до 100%. В случае если синусоида имеет сглаженную амплитуду А<50%, например, А=25%, это означает, что диапазон коэффициентов заполнения будет составлять менее 100%.

Возвращаясь к Рис. 41, таблица аналоговых синусов 844 затем вводится в аналого-цифровой преобразователь 841, где каждое процентное значение функции (A•sin(Φ)+1)+B переводится в эквивалентный цифровой коэффициент заполнения, чтобы в дальнейшем использоваться ШИМ счетчиком для построения синусоид. Процесс преобразования выбирается в соответствии с битовым разрешением соответствующего ШИМ счетчика. Например, при оцифровке аналогового выхода нормированной математической функции 840, использующей 8-битное преобразование для 8-битного счетчика, коэффициент заполнения представляет собой цифровое значение или счет в диапазоне 0-255 в десятичном формате, представленный в таблице цифровых синусов 845. Данные также могут быть представлены в шестнадцатеричном эквиваленте этого счета в диапазоне 00 - FF, но при фактическом использовании ШИМ счетчик работает в цифровой форме, используя бинарную булеву логику. Процесс оцифровывания, безусловно, округляет точное аналоговое значение до ближайшего цифрового эквивалента - ШИМ счета с аналоговым значением, близким к исходному аналоговому значению входа в аналого-цифровой преобразователь 841.

Десятичный эквивалент аналогового значения из таблицы аналоговых синусов 844 загружается затем в эмулятор 842 ШИМ счетчика для создания квантованного выхода ʺсинтезированного коэффициента заполненияʺ, ключевого компонента таблицы шаблонов 846, используемого для синтеза синусоиды в режиме реального времени. Столбец ʺКоэффициент заполнения Synthʺ в таблице шаблона 846 представляет собой аналоговые синтезированные значения, близкие к первоначальным точным значениям в таблице аналоговых синусов 844, но с небольшим различием из-за ошибки оцифровывания в результате процесса преобразования в АЦП 841. При создании таблицы шаблонов эти отклонения могут быть повторно проверены, чтобы определить, является ли расхождение с оригиналом приемлемым. Если нет, то может быть использовано более высокое битовое разрешение, но с оговоркой, что максимальная частота синтезируемой синусоиды может быть уменьшена за счет использования более высокого разрешения при конвертации данных. Хотя для управления ШИМ счетчиком, контролирующим привод светодиодов, используется десятичный эквивалент коэффициента заполнения, аналоговое значение в таблице шаблонов 846 также полезно при отображении графиков на дисплее.

Несмотря на то, что алгоритмический процесс создания файла шаблона (Рис. 41) может быть выполнен как в режиме реального времени, ʺна ходуʺ, так и заранее, для часто используемых частот лучше выполнить этот процесс заблаговременно и хранить набор файлов шаблонов в библиотеке для удобного доступа во время обычных лечебных процедур фототерапии.

Таким же образом аккорды из двух или более синусоид могут быть получены в реальном времени или заранее и сохранены в библиотеке шаблонов, как показано алгоритмом на Рис. 42А. При этом процессе таблица временных интервалов формируется из входных условий как для синусоиды А с частотой f_synthA, включающей нормированную математическую функцию А (850a), корректируемую по магнитуде скалярным множителем С_А (851a), так и для синусоиды В с частотой f_synthB, включающей нормированную математическую функцию B (850b), корректируемую по магнитуде скалярным множителем С_В (851b). Сигналы математически суммируются в арифметико-логическом устройстве (АЛУ) 852, содержащем взвешенную сумму большинства компонентов, оцифровываются АЦП 853 и далее загружаются в эмулятор 854 ШИМ счетчика для получения таблицы шаблона аккорда 855.

Количество временных интервалов и, следовательно, градация дугового угла Φ должны быть выбраны так, чтобы соответствовать минимально допустимому числу интервалов в высокочастотной синусоиде. Для сложения амплитуд синусоид различной частоты два синусоидальных сигнала должны иметь одинаковый масштаб времени. Как следствие, низкочастотный синусоидальный сигнал будет иметь передискретизацию (Рис. 37А), обладая большим количеством временных интервалов и более мелкой градацией дуговых углов Φ, чем это требуется для синтеза с высокой точностью. Используя нормированные математические функции 850a и 850b, каждая таблица временных интервалов преобразуется затем в точные значения магнитуды G(Φ) и выводится в соответствующие таблицы аналоговых синусов (не показаны), где

G_A(Φ) =[A•(sin(Φ)+1)+B]_A

G_B(Φ) =[A•(sin(Φ)+1)+B]_B

относятся к двум синусоидальным сигналам различных частот.

Эти значения амплитуды затем корректируются скалярными множителями C_A (851a) и C_B (851b). После масштабирования эти магнитуды арифметически складываются с каким-либо смещением постоянного тока C_DC (851c) с помощью арифметико-логического устройства (АЛУ) 852 или эквивалентных программ для сложения взвешенных сумм данных аналоговых сигналов, исходящих из генераторов нормированных математических функций 850a и 850b. Средневзвешенная величина этих сигналов в АЛУ 852 вычисляется по формуле:

Средневзвешенная величина={C_A• G_A(Φ)+C_B• G_B(Φ)+C_DC }/(C_A+ C_B+C_DC)

В случае, если C_A=C_B=1 и C_DC=0, то средневзвешенная величина={G_A(Φ)+G_B(Φ)}/2, а выходной сигнал - это среднее двух значений.

Если, например, C_A=2 и C_B=1, то вклад синусоиды А в два раза превышает вклад синусоиды В в аккорде, то есть в данном случае

Средневзвешенная величина={2G_A(Φ)+G_B(Φ)}/3

Если к сигналу добавить смещение постоянного тока, равное четверти максимальной амплитуды, то вышеприведенное уравнение примет вид

Средневзвешенная величина={2G_A(Φ)+G_B(Φ)+1}/4

После смешения выход АЛУ 852 оцифровывается с помощью аналого-цифрового преобразователя 853, приводя к магнитуде сигнала, представленной цифровым кодом, используемым для управления временем включения ШИМ счетчика. Для окончательного завершения таблицы шаблона аккорда 855 цифровой код преобразуется эмулятором 854 ШИМ счетчика обратно в аналоговое значение, являющееся коэффициентом заполнения. Единственная ошибка, возникающая в результате этого процесса - одиночная ошибка оцифровки в результате округления средневзвешенной величины в выходном сигнале АЛУ 852.

Так как численные ошибки случаются только один раз, т. е. при создании файла шаблона аккорда, то алгоритм на Рис. 42А обеспечивает наивысшую точность. Эта точность особенно полезна при синтезе сложных файлов шаблонов для включения их в библиотеку шаблонов и использования для последующего воспроизведения. Недостатком алгоритма является сложность, вызванная численным взвешенным усреднением множественных аналоговых значений и требующая последующего оцифровывания, делая его менее подходящим для синтеза аккордов в режиме реального времени, чем полностью цифровые методы воссоздания сигнала.

При альтернативном способе использования исключительно цифрового создания аккордов (Рис. 42В) применяется алгоритм (Рис. 41) для создания отдельных файлов синусоидальных шаблонов с помощью нормированной математической функции А (860a) и аналого-цифрового преобразования 861a для создания таблицы шаблона 862a синусоиды А, а также с помощью нормированной математической функции B (860b) и аналого-цифрового преобразования 861b для создания файла шаблона 862b синусоиды В. Эти отдельные таблицы шаблонов можно сохранить в цифровом виде в библиотеке шаблонов и использовать в дальнейшем для создания аккордов.

Как показано на Рис. 42В, чтобы создать аккорд, отдельные таблицы шаблонов синусоид 862a и 862b масштабируются, то есть умножаются в цифровом виде на цифровые множители Е_А и E_B 863a и 863b соответственно. Затем эти файлы добавляются в цифровом виде к цифровому смещению постоянного тока E_DC 863c и с помощью булевой алгебры добавляются в АЛУ 864, выходной сигнал которого преобразуется в шаблон синтеза аккорда эмулятором ШИМ счетчика 865. Кроме того, данные могут передаваться напрямую в ШИМ счетчик, чтобы обеспечить управление светодиодами в режиме реального времени.

Сложность синтеза цифрового аккорда заключается в создании файлов, в которых математическая функция составного сигнала является непрерывной по амплитуде и наклону, то есть в первой производной, при переходе от конца одного шаблона к началу другого. Эта задача наиболее легко решается с помощью синусоид, имеющих кратные составные частоты, то есть где β - целое число, как показано в примерах на Рис. 43. Во всех примерах низкочастотная синусоида 870 соединяется с высокочастотными синусоидами 872, 873, 874, 875, 876 и 878, представляющими собой высокие частоты, которые являются неотъемлемым β множеством частоты синусоиды 870, а именно где β равна 2, 3, 4, 5, 6 и 8 соответственно.

Так как частоты синусоид 872, 873, 874, 875, 876 и 878 являются кратными частоте синусоиды 870, то каждая синусоида начинается и заканчивается с одинаковым значением, а именно D=50,2%. Причина того, что начальное значение коэффициента 50,2%, а не 50% - результат процесса оцифровывания. Хотя ШИМ счетчик имеет 256 уровней, включая 0 вольт для нулевого кода, максимальное количество интервалов - 255 шагов, т. е. 255 соответствует 100%. Поэтому код 128 - это не ровно половина 255 шагов, а 128/255=50,2%.

Таким образом, аккорд, состоящий из этих двух компонентных частот, будет иметь одинаковую амплитуду в начале и в конце синтезированного шаблона, и при повторении последовательности образует кусочно-непрерывный сигнал в амплитуде и в ее первой производной. В соответствии с предыдущим обсуждением четных гармоник и их важности в эффективности фототерапии четные кратные синусоиды 872, 874, 876 и 878 являются предпочтительными. Синусоиды 872, 874 и 878, будучи кратными двум частотам синусоиды 870, представляют собой октавы первичного тона.

В случае если отношение составных частот аккорда является нецелым числом, использование шаблона, содержащего один цикл низкой основной частоты, не обеспечит непрерывности функции на границах повторяющихся шаблонов. Любой разрыв при переходе от одного шаблона к другому вызывает резкий скачок тока светодиодов и приводит к нежелательным гармоникам; гармоники присутствуют постоянно из-за повторной последовательности единственного шаблона по продолжительности равного 3-20 минутам.

Простым решением для преодоления разрывов при дробных величинах β>1 является использование более чем одного цикла частоты, ниже основной, f_synth2=1/T_synth2 для определения полного периода шаблона βT_synth2. Минимальное количество необходимых циклов можно определить путем преобразования десятичного соотношения в дробь с наименьшим общим знаменателем. Этот наименьший общий знаменатель определяет количество циклов низких частот в основе шаблона, а числитель определяет количество полных циклов более высокой частоты.

Например, на самом верхнем графическом примере (Рис. 44), обозначенном β=1,5=3/2, две синусоиды, имеющие отношение частот 1,5 или дробь 3/2, состоят из двух циклов низкочастотной синусоиды f_synth2 (кривая 880) и трех циклов высокочастотной синусоиды f_synth1 (кривая 881), имеющих одинаковое начальное и конечное значение. Поскольку эти синусоиды начинаются и заканчиваются одинаковым значением, то любой аккорд, объединяющий эти две величины, также будет непрерывным по магнитуде и наклону, то есть первой производной в повторяющихся шаблонах. И хотя этот шаблон можно также сохранить в составе кратного числа этой дроби, например, 6/4, 12/8 или 24/16, наборы данных в этом случае станут существенно больше без добавления какой-либо дополнительной информации или улучшенного разрешения. Поэтому шаблоны, содержащие скалярные кратные наименьшего общего знаменателя дроби, полезны лишь в случае соединения их с другими шаблонами, имеющими такую же общую продолжительность, но не в силу их особой точности или состава гармоник.

Дроби с наименьшим общим знаменателем применимы для любой частоты, где общая продолжительность шаблона и размер соответствующего файла данных являются приемлемыми. Например, на самом нижнем графическом примере (Рис. 44), обозначенном β=2,33333=7/3, показаны две синусоиды, имеющие соотношение частот 2,33333 или дробь 7/3. В этом примере элемент аккорда состоит из трех циклов низкочастотной синусоиды f_synth2 (кривая 882) и семи циклов высокочастотной синусоиды f_synth1 (кривая 883), имеющих одинаковое начальное и конечное значение. Поскольку обе составные синусоиды начинаются и заканчиваются одинаковым значением, любой аккорд, объединяющий две величины, также будет непрерывным по магнитуде и наклону, то есть 1-й производной в повторяющихся шаблонах. Так как в данном примере для обеспечения непрерывности повторяющегося сигнала потребовалось больше циклов, чем в случае β=1,5, файл данных такого шаблона, естественно, будет больше и длиннее. Хотя даже продолжительные шаблоны имеют приемлемые размеры файлов, они менее гибки в формировании новых комбинаций.

Другой способ уменьшить размер файла и длину шаблона - это использовать основные принципы зеркальной фазовой симметрии. Например, в самой верхней части сигнала (Рис. 45), обозначенного β=11,5, один цикл низкочастотной синусоиды с периодом T_synth2 совмещен с синусоидой 886, имеющей частоту в 11,5 раз выше. Как показано недостающей частью 887, синусоиде 886 не хватает половины цикла до 12 полных циклов. Несмотря на то, что оба сигнала имеют одинаковые значения в начале и в конце шаблона, наклон синусоиды в начале и в конце шаблона отличается. В начале шаблона наклон синусоиды 886 положительный, а в конце шаблона - отрицательный. Таким образом, мы имеем разрыв 1-й производной на границе шаблона. Повторение такого шаблона приведет к двум положительным изгибам результирующего сигнала, вызывающим нежелательные спектральные составляющие.

Чтобы избежать данной проблемы, вместо удвоения длины шаблона до наименьшего общего знаменателя дроби β=23/2 можно провести численный синтез шаблона с зеркальной фазой. Применение этого новаторского метода проиллюстрировано на нижнем графике Рис. 45, где основная синусоида 885 остается одинаковой как в шаблоне с нормальной фазой, так и в шаблоне с зеркальной фазой, а высокочастотная синусоида 886, показанная на шаблоне нормальной фазы, инвертирована в свое зеркальное подобие 888. Чередование комбинаций шаблонов с нормальной и зеркальной фазами обеспечивает синусоидальную непрерывность как в амплитуде, так и в наклоне, т. е. в 1-й производной, поэтому нет необходимости хранить длинные негибкие шаблоны в библиотеке.

В случае совмещения несочетающихся частот вычисление подходящей дроби для построения двух и более синусоид полного цикла может оказаться нецелесообразным. Например, Рис. 46 показывает, что частота синусоиды 891 не является целой или даже дробно кратной частоте основного сигнала 890. Наоборот, синусоида 891 демонстрирует разрыв в амплитуде 892 между значениями в начале и в конце шаблона. Его повторение приведет к серьезной прерывистости в амплитуде и наклоне при переходе от конца одного шаблона к началу следующего. Более того, из-за прерывистого дробного состава частоты β=1,873 даже большое количество циклов не соединятся при переходе без разрывов. Достаточно грубое решение - это использовать интерполированное заполнение 894, где синусоида 891 переходит в кривую 893 с созданным интерполированным отрезком прямой 895, построенным вручную или с помощью каких-либо математических методов. Форма интерполированного отрезка 895 приведет к отсутствию разрывов в амплитуде шаблона и минимальным разрывам в наклоне. Поскольку коррекция создает некоторые гармоники, использование анализа Фурье поможет свести к минимуму возможное негативное воздействие гармонических спектров.

Описанные устройства и способы синтеза синусоидальных и аккордовых шаблонов возбуждения для привода светодиодов в системах фототерапии с использованием цифрового синтеза действенны при условии, что опорный ток, используемый в схеме привода светодиодов, остается неизменным на протяжении всего процесса создания различных шаблонов. Изменения частоты, амплитуды и смещение постоянного тока могут быть полностью сгенерированы в цифровом виде без использования аналогового синтеза. Чистый цифровой синтез в данном контексте означает использование ШИМ синтеза, исключая ИКМ аудио методы. Напротив, импульсно-кодовая модуляция рассматривается здесь как аналоговый синтез, поскольку она использует цифроаналоговое преобразование при выводе переменного аналогового выходного сигнала. В предыдущих разделах данной работы также описаны различные варианты генерирования светодиодного привода с использованием как только аналогового, так и ИКМ, а также других методов цифрового аналогового синтеза. Никакие разделы данной заявки не исключают совместного использования как цифрового, так и аналогового синтеза для создания синусоид и аккордов из них.

Обсуждение такого смешанного синтеза не входит в задачи данной работы и не будет описано в дальнейшем, кроме как в контексте использования опорного тока в качестве средства для регулирования полномасштабного значения синусоид, созданных посредством цифрового ШИМ синтеза. Пример этого показан на Рис. 47, где верхний график иллюстрирует генерированную ШИМ синусоиду 902 с использованием импульсов 901 различной ширины в соответствии с ранее описанными методами. Как видно, опорный ток αI_ref имеет значение 903a, которое в момент времени t₁ увеличивается на более уровень 903b. Результат этого изменения опорного тока, приведенный на нижнем графике Рис. 47, показывает ток светодиода, полученный из описанных синтезируемых сигналов.

До момента t₁, когда опорный ток находился на уровне 903a, максимальное значение выходного тока привода СИД показано линией 905a. После момента t₁, когда величина опорного тока возросла до уровня 903b, максимальное значение выходного тока привода СИД соответственно увеличилось до 905b. Поскольку разрешающий сигнал привода СИД контролируется исключительно с помощью цифрового синтеза, фактическое значение протекающего через привод тока устанавливается значением опорного тока. В результате, до момента t₁ полный размах синусоиды 906 колеблется от 0 до уровня тока 905a, а после момента t₁ полный размах синусоиды 907 колеблется от 0 до уровня тока 905b, тем самым увеличивая магнитуду выхода без изменения кода цифрового шаблона, который используется в синусоидальном синтезе. При переходе в момент t₁ могут появиться разрывы 908, что при наличии емкости в схеме привода СИД может привести к переходу 909 в результате их фильтрации. Так как изменение опорного тока - нечастое событие в фототерапии, неповторяющийся переход не оказывает существенного влияния на частотный спектр привода СИД.

Управление на основе шинной архитектуры

Возвращаясь к Рис. 27A, распределенная система привода СИД состоит из отдельных цифровых синтезаторов 203а-203n, независимо контролирующих ток в многочисленных каналах светодиодов через разрешающий вход приводов 215а-215n МОП-транзисторов. Сконструированные с использованием специальных счетчиков и защелок, эти цифровые синтезаторы могут работать независимо, но требуют правильной последовательности ШИМ кодов, чтобы быть повторно загруженными в счетчики для синтеза нужной синусоиды. В этой связи совокупность цифровых синтезаторов 203 требует некоторого централизованного управления, имеющего высокоскоростной доступ к каждому цифровому синтезатору 203а-203n. Одним из средств реализации такого рода управления и связи является высокоскоростная цифровая шина.

Как описано в упомянутой ранее Заявке № 14/073,371 (США), управляемый шиной привод СИД используется для создания программируемых прямоугольных импульсов. Благодаря использованию методов, описанных в данной работе, любая цифровая схема привода, используемая в приводах СИД, может быть перенастроена и для синусоидального синтеза. Например, схема на Рис. 48 иллюстрирует одно из таких применений привода СИД, включая управляемый шиной источник опорного тока 930a, содержащий ЦАП 932a, который преобразует 8-битное цифровое слово, хранящееся в регистраторе тока светодиода 931a, в аналоговый ток αI_ref, квантованный на 256 уровней. Если требуется большее разрешение, то можно использовать большее число бит, например, 12 бит для 4096 квантованных уровней или 16 бит для 65 536 уровней.

Как видно, данные настройки тока αI_ref можно загрузить в защелку регистратора светодиодного тока 931a из программного обеспечения или прошивки, находящейся в центральном контроллере или микроконтроллере 920; они поступают в регистратор светодиодного тока 931a через цифровую коммуникационную шину 923. Поскольку один микроконтроллер 920 обычно управляет несколькими каналами, подключенными к общей шине данных 923, декодер 925a специально предназначен для обнаружения и хранения в цифровом регистраторе 931a аналоговой информации только a-канала (вместе с данными цифрового синтеза для регистраторов 927a и 928a) и игнорирования данных других каналов.

Контроль шины осуществляется с помощью схемы управления шиной 920b, находящейся в микроконтроллере 920. Эта информация передается шиной данных 921, как правило, с использованием стандартного протокола, такого как SPI (последовательный синхронный периферийный интерфейс) или других высокоскоростных методов для различных интегральных схем (ИС), подключенных к шине. Каждая ИС сообщается с шиной через SPI интерфейс 922 и преобразует последовательную информацию в последовательную или параллельную передачу данных, специально отформатированных для коммуникации внутри интегральной схемы, отправляя информацию в декодер 925a и другие каналы через внутреннюю шину 923. Структуры данных внутренней шины, например, внутренней шины 923, обычно содержат параллельные данные, требующие большого количества проводников, в то время как протоколы системной шины, такой как SPI шина 921, используемая для связи различных ИС, как правило, имеют высокоскоростную последовательную передачу данных, чтобы свести к минимуму количество соединительных проводов. Информация, передаваемая от микроконтроллера 920 в SPI интерфейс 922 через SPI шину 921, хотя и может содержать алгоритмическую информацию и программы, но, как правило, включает только действующие параметры, необходимые для команд управления ИС привода СИД, как управлять светодиодами, например, регистрационные данные для регистров 927a, 928a и 930a. Эти параметры могут храниться в табличной форме в шаблоне СППЗУ 920a в микроконтроллере 920.

Помимо передачи цифровых данных для регистратора светодиодного тока 931a, данные, обработанные декодером 925a, загружаются в t_on регистр 927a (данные времени включения) и в регистр 928a (данные фазовой задержки). Независимо от того, как осуществляется программируемый контроль тока каждого конкретного канала, раздельное управление несколькими цепочками СИД может быть достигнуто путем объединения или интеграции нескольких каналов описываемого привода тока СИД и управления ими центральным контроллером или микропроцессором.

Например, микроконтроллер 920 содержит в своей библиотеке шаблонов 920a алгоритмы синтеза сигналов, выполненные приводом СИД, как показано смещением затвора, схемой управления 935a и высоковольтным МОП-транзистором 936a. Эта информация о шаблонах сигналов, генерируемых микроконтроллером 920, передается от интерфейса внутренней шины 920b в одну или несколько ИС привода СИД посредством высокоскоростной SPI шины 921. Хотя можно использовать и другие цифровые интерфейсы, SPI шина стала отраслевым стандартом в ЖКД и в системах подсветки ТВЧ, а также в общем интерфейсе для ИС приводов СИД на больших дисплеях (исключая дисплеи портативной электроники). Таким образом, данную электронику можно перепрофилировать для привода светодиодов в фототерапии, и в соответствии с методами, раскрытыми в данной заявке, адаптировать для синусоидального синтеза, несмотря на то, что такие ИС изначально никогда не предназначались для этих целей.

При использовании SPI протокола каждая ИС привода СИД получает свой собственный уникальный идентификационный код (ИК) чипа. Все наборы данных, транслируемые из микроконтроллера 920 в SPI шину 921, имеют этот уникальный ИК чипа в заголовке потока данных как тип адреса, предназначенного для направления данных на одну - и только на одну - ИС привода СИД, что является их конечным адресом. Только данные с определенным ИК чипа обрабатываются соответствующей ИС привода, хотя все они получают одинаковую рассылку данных. ИК чипа обычно программируется аппаратными средствами для каждой ИС привода СИД с одним или двумя контактами на ИС. Используя 4 состояния входа, где каждый контакт можно заземлить, привязать к V_logic, оставить открытым или заземлить через резистор, аналоговый компаратор обрабатывает аналоговый уровень и выдает 2-битный цифровой код. Посредством двух контактов 4-битное двоичное слово (двоичный полубайт) однозначно определяет один из 4² или 16 ИК чипа. Всякий раз, когда данные поступают в SPI шину 921 к соответствующему ИК чипа какого-либо определенного привода СИД, то есть ʺвыбираютʺ определенную ИС, это означает, что только конкретная ИС привода будет реагировать на команды и настройки. Передача данных, не совпадающая с ИК чипа ИС привода СИД, игнорируется. В целом, каждый канал привода СИД, включающий набор из n схем привода каналов, обычно реализуется как единая интегральная схема со своим уникальным ИК чипа, используемым для направления команд от микроконтроллера 920 напрямую именно в эту ИС и каналы привода внутри нее. Эти же данные из микроконтроллера 920 игнорируются другими приводами СИД, полученными в интегральных схемах без соответствия ИК чипа.

В рамках выбранной ИС привода СИД SPI интерфейс 922 получает инструкции от SPI шины 921, затем интерпретирует и отправляет эту информацию в декодер 925a и в другие декодеры каналов по внутренней цифровой шине 923, которая отдает команды отдельным каналам привода СИД по условиям привода (включая синхронизацию каналов и смещение СИД). Для высокоскоростной передачи данных с минимальным числом соединений внутренняя цифровая шина 923 включает в себя некоторые комбинации последовательной и параллельной связи. Поскольку шина 923 специально предназначена для привода СИД панели светодиодов и является для него внутренней, она может соответствовать собственным определенным стандартам и не соблюдать какой-либо заранее установленный протокол.

После обработки декодером 925a и другими каналами цифровая информация с цифровой шины 923 далее переходит в цифровые регистры данных, которые присутствуют внутри каждого отдельного канала привода СИД. Для простоты идентификации соответствующие элементы в пределах данного канала используют те же буквенные обозначения, что и сам канал, например, счетчик 227 обозначен как 227a в а-канале и как 227b в b -канале (не показано). Эти регистры можно реализовать посредством триггеров S-типа или D-типа, схемы статической защелки или ячеек статического ОЗУ, хорошо известных специалистам в данной области техники.

В частности, для показанной ИС привода декодированные данные для каждого канала включают 12-битное слово, определяющее время включения канала t_on, 12-битное слово, определяющее фазовую задержку φ и 8-битное слово, определяющее ток СИД, каждое из которых хранится, соответственно, в t_on регистре 927a, φ регистре 928a и регистре тока светодиодов 931a и в соответствующих регистрах t_on, φ и тока в других каналах (не показано). Например, обработанный выходной сигнал декодера 925a, содержащий данные t_on, φ и тока для а-канала, загружается в регистры 927a, 928a, и 931a, соответственно.

Как указывалось выше, время включения t_on цепочки СИД 940a, тактовые сигналы θ и синхронизация по тактовой линии 924 объединяются, чтобы установить яркость светодиодов с помощью соответствующего коэффициента заполнения D ШИМ, а при синтезе сигнала установить импульсную частоту f_synth синтезированного шаблона фотовозбуждения. В то время как при синтезе импульсов данные t_on, φ и тока, загруженные в соответствующие регистры, меняются редко, при синусоидальном синтезе они обновляются с каждым синхронизирующим импульсом для загрузки нового значения ШИМ в счетчик 929a.

Аналогичным образом обработанный выходной сигнал декодера 925b (не показан), содержащий данные t_on, φ и тока для b-канала, загружается в соответствующие регистры 927b, 928b и 931b (не показано), а обработанный выходной сигнал декодера 925n, содержащий данные t_on, φ и тока для n-канала, загружается в регистры 927n, 928n и 931n, соответственно (также не показано).

Эти регистры данных могут работать как тактовые защелки, загружая данные только в определенное время, например, при синхронизации импульсов, или могут непрерывно изменяться в режиме реального времени. Синхронизация загрузки данных и исполнения команд с тактовыми импульсами здесь и далее именуется как ʺсинхронныйʺ или ʺфиксированныйʺ режим работы, тогда как использование защелок и счетчиков, при котором данные могут быть динамически изменены в любой момент времени, называется ʺасинхроннымʺ или ʺнефиксированнымʺ режимом. Фиксированный режим ограничивает максимальную рабочую частоту, но имеет большую помехозащищенность, чем асинхронный режим. В данном изобретении синтез синусоидальных сигналов, осуществляемый приводом СИД, может быть реализован любым методом - фиксированным или асинхронным. Однако в приложениях дисплея используется только фиксированный режим из-за сильной чувствительности ЖК-изображения к помехам.

В нефиксированном, или асинхронном, режиме данные, полученные по SPI шине 921 для а-канала, декодируются и сразу же загружаются в регистры t_on, φ и тока 927a, 928a и 931a и в соответствующие регистры других каналов через регистры 927n, 928n и 931n в n-канале. В зависимости от применяемой ИС привода СИД возможны два дальнейших сценария. В первом случае отсчет, выполняемый в счетчике 929a, доводится до конца, прежде чем новые данные загрузятся в счетчик 929a, и начнется новый отсчет.

Например, в нефиксированном режиме последние данные, недавно загруженные из декодера 925a в регистры t_on, φ и тока 927a, 928a и 931a, будут ждать, пока продолжающийся отсчет в счетчике 929a не завершится. После завершения отсчета обновленные данные для t_on и φ из регистров 927a и 928a загружаются в счетчик 929a; одновременно обновленные данные тока из регистра 931a загружаются в ЦАП 932a, изменяя условия смещения на прецизионном затворе и в схеме управления 935a. После загрузки данных счетчик 929a сразу начинает подсчет тактовых импульсов θ на тактовой линии 924, сначала выключив светодиодную цепочку 940a, если она горела, затем считает количество импульсов в регистре φ 928a перед переключением прецизионного затвора смещения, схемы управления 935a и новым включением МОП-транзистора 936a. После нового включения цепочки СИД 940a счетчик 929a отсчитывает число, загруженное из t_on регистра 927a на тактовой θ линии 223b перед выключением светодиодной строки 940a. После этого счетчик 929a ожидает новой команды.

При втором варианте нефиксированного или асинхронного режима система ведет себя точно так же, как при нефиксированном режиме, описанном выше, за исключением того, что всякий раз, когда команда поступает через передачу по SPI шине 921, защелка сразу же переписывается и одновременно перезапускается. За исключением прекращения текущего цикла отсчета, когда данные регистра переписываются, операционная последовательность идентична. Независимо от того, какой асинхронный метод используется, нужно время для передачи, декодирования и начала операции для каждого канала последовательно. В приложениях дисплея задержка в записи новых данных (и изменение условий работы цепочки СИД) между первым и последним каналом ЖК-панели может привести к миганию и дрожанию. Поэтому в ЖКД подсветке асинхронный режим не является приемлемым вариантом. Однако при светодиодной фототерапии, где одно и то же состояние может длиться несколько минут, нефиксированный режим является приемлемым вариантом, особенно для создания шаблонов возбуждения высокочастотных СИД, то есть для более высоких значений f_synth.

В отличие от асинхронного режима, когда данные обновляются постоянно, при фиксированном или синхронном режиме условия работы СИД обновляются только в заданных случаях, либо синхронизируются в определенное время или при определенных событиях. При фиксированном режиме работы схемы (Рис. 48), когда на линии 924 появляется импульс синхронизации, последние загруженные в t_on регистр 927a и в φ регистр 928a данные попадают в счетчик 929a в тот момент, когда ШИМ счетчик 926a еще ведет отсчет. Затем счетчик 929a начинает отсчет количества импульсов на тактовой линии 924, равного числу, хранящемуся в φ регистре 928a, до переключения прецизионного затвора смещения и схемы управления 935a. После завершения счета счетчик 929a включает прецизионный затвор смещения и схему управления 935a, смещая затвор стокового тока МОП-транзистора 936a для проведения установленной величины тока СИД, тем самым освещая цепочку СИД 940a на нужном уровне яркости. Далее счетчик 929a отсчитывает количество тактовых θ импульсов, загруженных из t_on регистра 927a, до нуля, а затем переключает прецизионный затвор смещения и схему управления 935a на отключение тока МОП-транзистора 936a и выключение освещения. С этого момента, в зависимости от типа ИС привода СИД, цепочка 940a может оставаться выключенной в течение оставшейся части периода T_sync, то есть до появления следующего синхронизирующего импульса на тактовой линии 924, либо попеременно переключаться «вкл./выкл.» на значении, загруженном в t_on регистр 927a до следующего синхронизирующего импульса на линии 924.

В системах с фиксированным режимом синхронизирующий импульс выполняет сразу несколько задач. Во-первых, это команда загрузки данных из t_on и φ регистров 927a и 928a в программируемый цифровой счетчик 227a. Во-вторых, это команда сброса и начала отсчета в счетчике 929a, вначале по истечении периода времени, соответствующего фазовой задержке φ, а затем при включении светодиодной цепочки 940a, по количеству тактов, загруженных в соответствующий t_on регистр 927a. В-третьих, это команда загрузки значения из регистра тока 931a в ЦАП 932a с точной настройкой аналогового значения тока αI_ref. Такие же операции проводятся в соответствующих счетчиках, ЦАП, регистрах t_on, φ и тока и в других каналах. Наконец, он предотвращает помехи от перезаписи данных в регистрах 927a, 928a и 931a, перемешивая счет по ходу выполнения операций.

Фототерапевтическая стратегия

Использование вышеописанных изобретений, облегчающих синусоидальный синтез привода СИД и шаблонов освещения для применения в фототерапии, позволяет стимулировать фотобиологические процессы восстановления тканей и иммунный ответ с большей степенью точности, контроля и тканевой специфичности, а также без спектрального загрязнения, присутствующего в импульсных приводах СИД. Генерирование сигналов синусоидального привода может выполняться методами аналогового синтеза, аналогового синтеза с цифровым управлением (ИКМ) или только цифрового синтеза, желательно с использованием методов ШИМ с фиксированной частотой. Сигналы привода СИД могут содержать одновременно смешение и/или программируемую последовательность прямоугольных импульсов в звуковом диапазоне, синусоидальных волн, аккордов из синусоид и любые другие изменяющиеся во времени сигналы, такие как волны в виде последовательности наклонных и треугольных импульсов, отфильтрованные источники звука или их комбинации.

Описанные методы можно использовать для управления СИД или лазерным диодом с любой длиной волны, включая дальнее ИК, ближнее ИК и видимое излучение, в том числе бордовый, красный, синий и фиолетовый цвета, а также ближний УФ. Дальний УФ и более коротковолновое излучение исключаются из-за опасных рисков ионизирующего излучения для здоровья.

Как было указано, методы и аппаратура облегчают контроль ключевых параметров для фототерапии, а именно:

Магнитуду колебаний тока привода СИД (амплитуду переменного тока)

Частоты синтезируемых синусоидальных колебаний в приводе СИД

Магнитуду постоянного тока привода СИД (смещение постоянного тока)

Аккорды из нескольких синусоидальных частот

Управление можно осуществлять динамически или по установленным шаблонам, составленным заранее и хранящимся в библиотеке. Стратегия, соответствующая принципам биорезонанса и фотобиологических временных констант, может быть реализована посредством контроля вышеуказанных параметров без возможного негативного влияния нежелательных, особенно нечетных кратных, гармоник звукового диапазона.

Пример фототерапевтической стратегии графически показан в трехмерном виде на Рис. 49, где по оси х отложен полный диапазон переменного тока светодиодов 0-30 мА, по оси у - постоянный компонент тока светодиодов 0-30 мА, а по оси z - частота переменного тока синусоидальных колебаний в диапазоне от 0,1 Гц (практически постоянный ток) до более чем 10 кГц. Расположение различных физиологических структур и условий, показанных цифрами 960-983, иллюстрирует зоны возможного максимального полезного эффекта от сочетания амплитуды, синусоидальной частоты и постоянного тока, предназначенного для управления цепочкой СИД. График в общих чертах иллюстрирует предварительное наблюдение, что перенос электронов 960 может происходить на более высоких частотах в диапазоне кГц и выше, ионный перенос 961 происходит «от десятков до сотен» Герц, а химические преобразования 962 происходят в одноразрядном диапазоне Герц. Также в одноразрядном диапазоне, хотя с более высоким постоянным током или с низкочастотным переменным током, проявляются переходные тепловые эффекты 963. Устойчивые тепловые процессы 964 происходят даже при высоком постоянном токе от повышенного нагрева на частотах от 0,1 Гц до постоянного тока, то есть 0 Гц.

Кроме того, как выяснилось, требуется более высокая магнитуда переменного тока, чтобы стимулировать все органы 967, в то время как меньший ток нужен, чтобы обработать участки тканей 966, и еще меньший, чтобы влиять на сконцентрированные группы клеток 965. Использование слишком высокой амплитуды переменного тока может фактически уменьшить эффективность из-за большего введения энергии, чем определенный фотобиологический процесс может поглотить или использовать. Среди методов лечения, приведенных в качестве примеров на Рис. 49, мышечная терапия 970 и термотерапия 969 приносят пользу при большем нагревании, а значит, требуют более сильного непрерывного светодиодного освещения, то есть большего смещения постоянного тока.

Неврологические реакции, например, нейрореакции 982 и релаксация 981 эффективны при высокочастотном и умеренном переменном токе с минимальным смещением постоянного тока. Фотодинамическая терапия 980, использующая фотоны для стимуляции или активации фотохимического процесса, или антибактериальная обработка, когда мы энергией пытаемся препятствовать нормальному бактериальному метаболизму, требует сочетания высокой частоты возбуждения и высокого переменного тока СИД. Фотодинамическая терапия также проходит более успешно при высокой общей интенсивности освещения, то есть яркости, а значит, при большем постоянном токе.

При умеренных частотах и амплитудах переменного тока с небольшим уровнем постоянного тока или вовсе без него существуют различные средства, в том числе методы лечения циркуляции и развития кровеносных сосудов 974, иммунной системы и гормональной стимуляции 973, кожных заболеваний 972; они демонстрируют механизмы лечения на клеточном и тканевом уровне. Легкие 971, сердце, почки, печень, поджелудочная железа и другие основные органы получат пользу при увеличении переменного тока от активизирующих механизмов на уровне тканей и органов в целом.

Независимо от соответствия эффективности конкретной процедуры приведенному 3D графику, предыдущие эксперименты со световыми импульсами и их спектральным загрязнением выявили существенное влияние частоты импульсов и яркости светодиодов на эффективность лечения. С помощью приведенных здесь методов аналогового и цифрового синтеза, возможности аппаратуры и методов генерирования и управления амплитудой и частотой синусоидального возбуждения СИД, описанные в данной заявке, как предполагается, коренным образом улучшат контроль фототерапии и ее эффективность по сравнению с любыми прототипами предыдущих конструкций на основе цифровых импульсных светодиодов или лазерных систем.

1. Способ фототерапии, включающий в себя:

обеспечение светодиодной панели, причем упомянутая светодиодная панель имеет светоизлучающие диоды (светодиоды);

расположение упомянутой светодиодной панели таким образом, чтобы свет направлялся на человека или животное; и

изменение интенсивности света, излучаемого упомянутыми светодиодами, в соответствии с синусоидальной функцией, причем упомянутая синусоидальная функция состоит из одного синусоидального сигнала, имеющего частоту менее 20 кГц.

2. Способ фототерапии согласно п. 1, в котором свет не содержит частот ниже 20 кГц, кроме частоты синусоидального сигнала.

3. Способ фототерапии, включающий в себя:

обеспечение светодиодной панели, причем упомянутая светодиодная панель имеет светоизлучающие диоды (светодиоды);

расположение упомянутой светодиодной панели таким образом, чтобы свет направлялся на человека или животное; и

изменение интенсивности света, излучаемого упомянутыми светодиодами, в соответствии с синусоидальной функцией,

причем упомянутая синусоидальная функция состоит из синусоидальных сигналов, имеющих частоту менее 20 кГц.

4. Способ фототерапии согласно п. 3, в котором свет не имеет частот менее 20 кГц, кроме соответствующих частот синусоидального сигнала.

5. Система фототерапии, включающая в себя:

светодиодную панель, содержащую цепочку светодиодов;

МОП-транзистор, соединенный последовательно с упомянутой цепочкой светодиодов; и

средство управления напряжением на затворе МОП-транзистора в соответствии с синусоидальной функцией, причем упомянутое средство управления включает в себя опорный ток и средство, вызывающее колебания упомянутого опорного тока в соответствии с синусоидальной функцией.

6. Система фототерапии согласно п. 5, в которой упомянутое средство управления включает в себя средство для сравнения упомянутого опорного тока с током, протекающим через упомянутый МОП-транзистор.

7. Система фототерапии согласно п. 6, в которой упомянутое средство, вызывающее колебания опорного тока, содержит устройство, выбранное из группы, состоящей из LC генератора, резистивно-емкостного генератора, мостового генератора Вина и генератора с двойным Т-образным мостом.

8. Система фототерапии, включающая в себя:

светодиодную панель, содержащую цепочку светодиодов;

МОП-транзистор, соединенный последовательно с упомянутой цепочкой светодиодов; и

средство управления напряжением на затворе МОП-транзистора в соответствии с синусоидальной функцией, причем упомянутое средство управления включает в себя цифроаналоговый преобразователь (ЦАП) и регистр, подключенный к входному разъему упомянутого ЦАП, для передачи числовых значений упомянутой синусоидальной функции в определенное время.

9. Система фототерапии, включающая в себя:

светодиодную панель, содержащую цепочку светодиодов;

МОП-транзистор, соединенный последовательно с упомянутой цепочкой светодиодов; и

средство управления напряжением на затворе МОП-транзистора в соответствии с синусоидальной функцией, причем упомянутое средство управления включает в себя аналоговый микшер для объединения компонентных сигналов упомянутой синусоидальной функции.