Способ передачи информации с помощью широкополосных сигналов

Изобретение относится к области радиотехники, а именно к передаче дискретной информации широкополосными системами беспроводной связи, и предназначено для повышения помехоустойчивости за счет обеспечения высокого уровня отношения сигнал/помеха. Предлагаемый способ включает формирование на передающей стороне частотно-модулированного сигнала, инвариантного к доплеровскому изменению, его использование в качестве несущего колебания, кодирование каждого передаваемого символа алфавита a_i, индивидуальным временным сдвигом т начала отсчета аргумента несущего колебания, передачу модулированного сигнала через линию связи. На приемной стороне находят значения энергетических сумм взаимно-корреляционных функций Y(τ) входного сигнала с квадратурными эталонами частотно-модулированных сигналов с заданными параметрами и различными временными сдвигами τ_i начала отсчетов аргумента несущего колебания. Принятому символу присваивают то значение a_i, для которого найденное значение энергетической суммы взаимно-корреляционной обработки сигналов Y(τ_i) оказалось максимальным. 1 ил.

 

Изобретение относится к области радиотехники, а именно, к передаче дискретной информации широкополосными системами беспроводной связи, и может быть использовано при эксплуатации многоканальных систем с модулированными несущими частотами.

Известен способ передачи информации в системе связи с широполосными шумоподобными сигналами (RU 2279182, опубл. 2006.06.27), заключающийся в том, что формируют сигналы несущей и тактовой частот, из сигнала тактовой частоты образуют две квазиортогональные или ортогональные псевдослучайные последовательности, одна из которых предназначена для синхронизации (СП), а другая для передачи информации (ИП), осуществляют фазирование псевдослучайных последовательностей, в приемном устройстве формируют две квазиортогональные или ортогональные псевдослучайные последовательности СП и ИП, осуществляют синхронизацию входного сигнала с опорными псевдослучайными последовательностями, сформированными в приемнике, и выделяют информацию, при этом цифровые данные, поступающие от источника информации за время, равное периоду псевдослучайной последовательности, преобразуют в сдвиг одной псевдослучайной последовательности относительно другой, а при приеме сигнала определяют величину этого сдвига и преобразуют ее в цифровые данные принятой информации. Таким образом, известный способ за счет преобразования информации в смещение ИП относительно СП позволяет создать в дополнение к бинарному каналу высокоскоростной канал передачи информации. Однако обработка сигнала известным методом не обеспечивает достаточной помехоустойчивости, что является недостатком известного технического решения, который особенно проявляется в случае сложных сигналов большой длительности. При работе с такими сигналами значительно усложняется учет эффекта Доплера, что объясняется существенной декорреляцией сигналов, искаженных вследствие доплеровской дисперсии и явлений нарушения когерентности при распространении в среде. Для широкополосного сигнала доплеровское искажение приводит к нелинейному преобразованию сигнала, при этом оказывается неприменимой аппроксимация доплеровского преобразования постоянным сдвигом частотных составляющих спектра сигнала, поскольку сдвиг не в этих условиях не отражает деформацию сигнала в канале, а также в процессе излучения и приема. В отличие от узкополосного сигнала, для которого сдвиг можно компенсировать с помощью пилот-сигнала, для широкополосного сигнала упомянутый пилот-сигнал не нужен и может быть использован для увеличения информационной составляющей передаваемого сигнала.

Известны способ и система передачи информации с помощью широкополосных сигналов с множественным кодовым разделением информационных каналов (МДКР) (Варакин Л.Е. Теория систем сигналов. - М.: Советское радио, 1970. - 376 с), согласно которому двоичные символы информации 1 и 0 передаются с использованием множества сигналов S_i(t), где i - номер абонента, , K - число абонентов, объединенных в систему. В общем случае сигналы различных абонентов должны быть попарно ортогональны на интервале длительности двоичных символов T:

Передача символов сообщения с помощью сигналов S_i(t) показывает, что это сообщение предназначено i-му абоненту, т.е. сигнал S_i(t) является одновременно и адресом сообщения. В системах с МДКР сигналы различных абонентов передаются одновременно в общей полосе частот, равной полосе частот системы. Ширина спектра сигналов F оказывается намного больше ширины спектра сообщения F_сообщ. Используемые в указанных системах сигналы имеют широкую полосу и, соответственно, большую базу: B=FT=F/F_сообщ>>1. Широкополосные сигналы с большой базой, используемые при МДКР, различаются между собой только по форме (по структуре). Величина базы сигналов определяет возможное число ортогональных сигналов, т.е. объем ансамбля сигналов. При объединении в систему числа абонентов K>>1 потребуется большое число возможных сигналов, равное приблизительно К, т.е. необходимо использовать сигналы с базой B≥K. Все сигналы выбранного ансамбля должны формироваться с использованием определенных правил, согласно которым отклики взаимной корреляции входного сигнала с эталонными сигналами алфавита минимальны и только один канал имеет на выходе максимум, соответствующий переданному символу, который описывается выражением (2):

где E - энергия сигнала S(t),

и удовлетворять условию ортогональности (1) или почти ортогональности. При осуществлении известного способа происходит значительная декорреляция передаваемых сложных сигналов, искажаемых вследствие доплеровской дисперсии при повышенных скоростях перемещения объектов связи, т.е. отклик согласованного фильтра может оказаться недостаточным для устойчивой работы системы. Указанный недостаток является характерным для всех способов передачи информации с помощью широкополосных сигналов с большой базой. Именно этим объясняется потеря скорости связи с мобильными абонентами.

Известен разработанный фирмой Qualkomm способ передачи информации с кодовым разделением каналов, который используется в сотовой системе подвижной радиосвязи общего пользования с кодовым разделением каналов, описанный в работе Громакова Ю.А. Стандарты и системы подвижной радиосвязи. - М; АОЗТ «Эко-трендз Ко», 1996. Система многостанционного доступа с кодовым разделением Qualkomm построена по принципу расширения спектра частот на основе использования 64 видов последовательностей, сформированных по закону функций Уолша. Передатчик базовой станции может одновременно передавать информацию по 64 каналам. В каждом канале используется одна из 64 последовательностей Уолша. При изменении знака информационного сообщения фаза используемой последовательности изменяется на 180 градусов. Синхронизирующий сигнал, на фоне которого передаются информационные сигналы, служит для введения передатчика базовой станции и приемника абонентской станции в цикловую фазу и обеспечивает передачу служебной информации. Поскольку сигналы Уолша имеют ярко выраженную регулярную структуру, которая общеизвестна, данный способ обладает низкой структурной скрытностью в системах многостанционного доступа с кодовым разделением каналов, а также плохими корреляционными свойствами и недостаточно длинными кодовыми последовательностями. Помимо этого, используемые ортогональные последовательности имеют ограниченный объем ансамбля, причем условие ортогональности соблюдается только точечно, а при рассогласовании во времени и по частоте необходимо использовать сигнал синхронизации, что приводит к усложнению системы.

Наиболее близким к предлагаемому является способ передачи дискретной информации с помощью широкополосных сигналов (RU 2362273, опубл. 2006.02.20), включающий модуляцию несущего колебания шумоподобным сигналом на передающей стороне, передачу модулированного сигнала через линию связи, нахождение автокорреляционной функции Y(T) сигнала на приемной стороне и принятие решения о значении передаваемого символа путем сравнительного анализа значений Y(T), вычисленных для различных периодов повторения Т, причем каждый символ a_i алфавита кодируют периодическим шумоподобным сигналом с индивидуальным, отличным от других, периодом повторения T_i, а на приемной стороне вычисляют значения автокорреляционной функции Y(T) в точке T=T_i и присваивают принятому символу то значение a_i, для которого Y(t=T) оказалось максимальным.

Известный способ характеризуется сравнительно низкой помехоустойчивостью, что обусловлено изменением доплеровского параметра в пределах длительности сигнала и параметров сигнала в процессе его распространения до абонента.

Как уже отмечено, для гармонического узкополосного сигнала доплеровская деформация практически заключается в сдвиге, при этом дополнительный пилот-сигнал позволяет определить и компенсировать сдвиг частот принимаемого сигнала, но для широкополосного сигнала трансформация имеет сложный нелинейный характер и компенсация путем сдвига неспособна устранить снижение помехоустойчивости. При этом чем шире спектр сигнала, тем сложнее выделить его на приеме, имея только информацию о переданном сигнале при отсутствии информации о дисперсии канала. Согласованный фильтр, или коррелятор, «не видит» искаженного сигнала из-за его деформации в частотно-временной плоскости.

Задачей изобретения является создание помехоустойчивого способа передачи широкополосных сигналов, обеспечивающего высокое отношение сигнал/помеха.

Технический результат предлагаемого способа заключается в повышении помехоустойчивости за счет использования в качестве несущих сигналов мультипликативных сигналов, инвариантных к допплеровской дисперсии, обусловленной изменением доплеровского параметра в пределах длительности сигнала.

Указанный технический результат достигают способом передачи информации с помощью широкополосных сигналов, включающим модуляцию несущего колебания на передающей стороне, передачу модулированного сигнала через линию связи, нахождение корреляционной функции Y(τ) сигнала на приемной стороне и принятие решения о значении передаваемого символа путем сравнительного анализа значений Y(τ), вычисленных для выбранного параметра модуляции и кодирования, в котором, в отличие от известного, в качестве несущего колебания используют частотно-модулированный сигнал, инвариантный к доплеровскому изменению, при этом каждый символ a_i алфавита кодируют индивидуальным, отличным от других, временным сдвигом т начала отсчета аргумента несущего колебания, а на приемной стороне находят значения энергетических сумм взаимно-корреляционных функции Y(τ) входного сигнала с квадратурными эталонами частотно-модулированных сигналов с заданными параметрами и различными временными сдвигами и начала отсчетов аргумента несущего колебания, при этом присваивают принятому символу то значение a_i, для которого значение упомянутой энергетической суммы оказалось максимальным.

Суть способа состоит в следующем.

В среду излучается сигнал вида:

где Ω - начальная частота (ω(t)=Ω/(t-τ));

τ - смещение начала сигнала относительно начала отсчета;

Т - аддитивная длительность сигнала;

γ=const(0≤γ≤1).

Принимаемый сигнал вследствие доплеровской деформации и конечной скорости распространения электромагнитных колебаний (Кук Ч., Бернфельд М. Радиолокационные сигналы. - М.: Сов. Радио, 1971; Ремли В.Р. Влияние доплеровской дисперсии на обнаружение и разрешающую способность при использовании согласованных фильтров. // ТИИЭР. - 1966. - Т. 54. - N 1. - с. 39-46) имеет вид:

где τ' - задержка за счет конечности скорости распространения электромагнитных волн;

α=1±2V/C - доплеровский параметр;

V - относительная радиальная скорость между излучателем и приемником;

С - скорость распространения сигнала в среде;

τ_α - временной сдвиг отклика при наличии доплеровских искажений.

В результате корреляционной обработки входного сигнала с парой ортогональных эталонов и их энергетического накопления получают устойчивый к доплеровской дисперсии корреляционный отклик R, имеющий контрастный максимум. Сравнение корреляционных откликов каналов, соответствующих выбранному признаку, например, сдвигу сигнала, позволяет выделить максимальный из них и присвоить принятому символу значение a_i, соответствующее этому признаку.

В предлагаемом способе в качестве широкополосного использован частотно-модулированный сигнал, обладающий инвариантностью к доплеровскому изменению, который носит название мультипликативного и сформирован по закону:

где t - текущее время, τ=const, параметр определяющий объем ансамбля ортогональных сигналов.

Для передачи информации каждый символ a_i алфавита кодируют индивидуальным, отличным от других, временным сдвигом начала отсчета аргумента несущего колебания. Таким образом, модулированный сигнал, инвариантный к доплеровскому искажению, кодируют (моделируют) изменением, от символа к символу, параметров мультипликативного сигнала, а именно, изменением сдвига начала отсчета фазы упомянутого сигнала. При этом получают расширенный объем ансамбля сигналов, обладающих повышенной помехоустойчивостью за счет нелинейного, но контролируемого изменения его внутренней фазовой структуры путем согласования масштабов аргумента на передающей и приемной сторонах.

При таком способе передачи информации вероятность правильной идентификации принятого символа существенно повышается. Также возрастает количество одновременно работающих и не мешающих друг другу линий связи между парами абонентов, использующих известную комбинацию параметров частотно-модулированных сигналов и известные абонентам временные сдвиги начала отсчета аргумента несущего колебания.

Согласно предлагаемому способу, в заданной соответствии с разработанным алгоритмом последовательности, выполняют следующие операции:

1. Формируют частотно-модулированный (ЧМ) сигнал, инвариантный к доплеровскому изменению.

2. Назначают для передачи символ a_i из m-мерного алфавита, представляющий собой частотно-модулированный сигнал с индивидуальным, отличным от других, временным сдвигом х\ начала отсчета аргумента несущего колебания.

3. Сформированный таким образом сигнал передают по линии связи.

4. Вычисляют совокупность значений энергетических сумм взаимно-корреляционных функции Y(τ) входного сигнала с квадратурными эталонными частотно-модулированными сигналами с заданными параметрами, которые характеризуются различающимися между собой временными сдвигами а начала отсчета аргумента несущего колебания.

5. Полученные значения энергетических сумм взаимно-корреляционных функций сравнивают и выбирают из них максимальное.

6. Тому принятому символу, для которого значение энергетических сумм взаимно-корреляционных функции Y(τ_i) оказалось максимальным, присваивают значение a_i.

Осуществляют способ с помощью системы радиосвязи, блок-схема которой приведена на чертеже.

Система содержит на передающей стороне: источник (источники) 1 информации, коммутатор 2, преобразователь 3 "аналог-цифра", формирователь 4 сдвигов мультипликативного сигнала (импульса) относительно начала его отсчета, блок 5 памяти с алфавитом сигналов, управляемый 6 генератор-передатчик мультипликативных сигналов, первый блок согласования 7 с радиоканалом связи 8; на приемной стороне: второй блок 9 согласования с линией связи, приемник 10, многоканальный коррелятор 11, матрицу 12 цифрового преобразования, потребителя 13 информации (индикации, воспроизведения и регистрации); а также блоки питания передающей и приемной сторон, соответственно, блок 14 и блок 15.

Информация в аналоговом виде подается на информационные входы коммутатора 2, осуществляющего подключение соответствующего входа к своему выходу, при этом выходное напряжение коммутатора подводится к аналого-цифровому преобразователю 3. Информация с выходов преобразователя 3, задаваемая пятью двоичными символами, которые появляются параллельно в виде сигналов "0" и "1", подается на входы формирователя 4 сдвигов мультипликативного сигнала относительно начала его отсчета. На выход формирователя 4 выдается одно из значений сдвига мультипликативного сигнала относительно начала его отсчета (τ₁÷τ_n), которое поступает на вход блока 5 памяти для выбора сигнала, соответствующего элементу алфавита, и далее это выбранное значение передается на вход управляемого генератора 6 мультипликативных сигналов с параметрами, заданными в соответствии с выражением:

и в радиоканал через первый блок 7 согласования с линией связи (антенна).

На приемной стороне принятый сигнал через второй блок 9 согласования с линией связи (антенна) поступает на вход приемника 10, осуществляющего полосовую фильтрацию несущей частоты приходящего сигнала. Сигнал с выхода приемника 10 поступает на вход многоканального коррелятора 11, на второй вход которого подаются сигналы алфавита a_i с блока 5 памяти с упомянутым алфавитом.

Опорные сигналы (сигналы алфавита a_i) представляют собой частотно-модулированные сигналы заданной формы с параметром Ω, отличающиеся разными τ_i сдвигами начала мультипликативного сигнала относительно отсчета посылки.

Выходы многоканального 11 коррелятора подключены к входам матрицы 12 цифрового преобразования, осуществляющей преобразование номера выхода упомянутого коррелятора 11, соответствующего сдвигу начала мультипликативного сигнала относительно начала его отсчета (τ₁÷τ_n), в пять двоичных символов, которые появляются параллельно в виде сигналов "0" и "1" на выходах матрицы 12. Эта пятиразрядная комбинация совпадает с комбинацией, поданной на информационные входы формирователя 4 сдвигов начала мультипликативного сигнала относительно начала его отсчета на передающей стороне. Далее сигналы с выходов матрицы 12 цифрового преобразования подаются потребителю 13 информации, например, на входы аппаратуры индикации и регистрации.

В системе передачи информации, реализующей предлагаемый способ, может быть задействован многоканальный коррелятор известного типа, в частности, изготовленный по схемам, описанным в работах Пенина П.И. Системы передачи цифровой информации. - М: Советское радио, 1976, с. 11); Окунева Ю.Б. Цифровая передача информации фазоманипулированными сигналами. - М.: Радио и связь, 1991. - 196 с. и других.

Предлагаемый способ с помощью, описанной выше системы радиосвязи может быть реализован с различной степенью помехоустойчивости за счет возможности дополнительного использования ресурса канала, высвободившегося благодаря отсутствию необходимости применения пилот-сигнала для повышения пропускной способности передачи информации. Пилот-сигнал позволяет определить доплеровский сдвиг и компенсировать его в приемнике (при сдвиге спектра сигнала таким образом, что он оказывается в ширине полосы согласованного фильтра, вся энергия принятого сигнала участвует в формировании отношения сигнал/помеха). Однако в предлагаемом способе применяемый сигнал инвариантен к доплеровской трансформации и компенсировать ее влияние нет необходимости.

Таким образом, замена шумоподобных и широкополосных сигналов, обнаруживающих высокую чувствительность к увеличению дисперсии канала, мультипликативными сигналами, инвариантными к допплеровской деформации, вкупе с заменой процесса автокорреляции многоканальной взаимно-корреляционной обработкой принятого сигнала с квадратурными составляющими сигналов алфавита с последующим энергетическим накоплением, которая позволяет получить устойчивый пик отклика, характеризующегося повышенной помехоустойчивостью и низким уровнем боковых лепестков, обеспечивают принципиальное увеличение помехоустойчивости. Это увеличение определяется уровнем взаимно-корреляционных откликов согласованного фильтра, которые, в свою очередь, зависят от изменения параметров, используемых для кодирования символа.

Новая совокупность параметров разделения каналов (линий связи), описываемая математической моделью мультипликативного сигнала, позволяет расширить сигнальное пространство алфавита передаваемых информационных компонентов за счет использования сочетаний параметров, известных входящим в информационную связь абонентам.

Кроме того, для осуществления предлагаемого способа не нужны каналы синхронизации и несущественно использование пилот-сигнала.

Способ передачи информации с помощью широкополосных сигналов, включающий модуляцию несущего колебания на передающей стороне, передачу модулированного сигнала через линию связи, нахождение корреляционной функции Y(τ) сигнала на приемной стороне и принятие решения о значении передаваемого символа путем сравнительного анализа значений Y(τ), вычисленных для выбранных параметров модуляции и кодирования, отличающийся тем, что в качестве несущего колебания используют частотно-модулированный сигнал, инвариантный к доплеровскому изменению, при этом каждый символ a_i алфавита кодируют индивидуальным, отличным от других, временным сдвигом τ начала отсчета аргумента несущего колебания, а на приемной стороне находят значения энергетических сумм взаимно-корреляционных функции Y(τ) входного сигнала с квадратурными эталонами частотно-модулированных сигналов, характеризующихся заданными параметрами и различными временными сдвигами τ_i начала отсчетов аргумента несущего колебания, при этом присваивают принятому символу то значение a_i, для которого значение энергетической суммы взаимно-корреляционной обработки сигналов Y(τ_i) оказалось максимальным.