Способ передачи информации с использованием замещающего логического троичного помехоустойчивого кода

Изобретение относится к системам передачи информации и может быть использовано для повышения помехоустойчивости принимаемых сообщений и цифровых сигналов в условиях помех. Технический результат состоит в одновременном выполнении двух требований: сокращение избыточности передаваемых символов цифрового кода и повышение помехоустойчивости их приема на основе перехода перед модуляцией сигнала импульсной последовательностью, имеющей не два символа кода «1» и «0», а три символа S_i(i=0, 1, 2) троичного кода, которые представляют в виде амплитудно-импульсной модуляции (АИМ₃) с соответствующими значениями амплитуды импульсов: А₀, A₁ и А₂. Символы S_i (i=0, 1, 2) троичного кода дублируют соответствующими символами T_i (i=0, 1, 2), которые представляют в виде широтно-импульсной модуляции (ШИМ₃) с соответствующими значениями длительности импульсов: Т₀, T₁=1,5Т₀ и Т₂=2Т₀, где Т₀ - продолжительность исходных символов двоичного кода «1» и «0». Суть изобретения также заключается в том, что сформированные импульсы ШИМ₃ Т₀, T₁=1,5Т₀ и Т₂=2Т₀ заполняют на следующем этапе кодирования двоичными символами кода Баркера соответственно и с длительностью каждого из них (τ_и), в 4 раза меньшей Т₀. Для расширения спектра сигнала используют каждый из кодов Баркера, дополняют в конце кодовой конструкции двоичным символом «1», заполняя образующиеся первоначально паузы в единой расширяющей кодовой последовательности бит. В результате этого реализуют возможность организации широкополосной связи. Также это представляется необходимым при использовании в системах передачи данных алгоритмов быстрого преобразования Фурье (БПФ), который ориентирован только на определенную длительность бит. 2 н. и 1 з.п. ф-лы, 8 ил.

 

Изобретение относится к системам телекоммуникации и может быть использовано в системах передачи данных по каналам связи. Оно направлено на разрешение существующего множества противоречий в этой области науки и техники, которые появляются из-за необходимости дальнейшего повышения скоростей передачи информации при существующих ограничениях на бюджет каналов связи, что приводит к ухудшению показателей ее достоверности при приеме.

Кризис такого плана становится реальностью уже в настоящее время при передаче информации с космических аппаратов (КА), используемых для дистанционного зондирования Земли (ДЗЗ) и от многих других высокоинформативных источников данных. Он может перерасти из-за существующих международных противоречий, жесткой конкуренции, а в ряде случаев и претензий на мировое господство, в глобальную проблему при переходе к использованию современных средств радиоэлектронного противоборства (РЭП). Также к подобным проблемам в настоящее время и без использования средств РЭП приводит ускоряющийся рост числа радиостанций, работающих в коротковолновом диапазоне, когда вследствие большого их количества растет уровень взаимных помех, а задача распределения спектра в условиях строгого регламентирования его использования стала трудно разрешимой. При этом борьба за повышение показателей достоверности получаемой информации, которая ранее успешно решалась за счет избыточного помехоустойчивого кодирования, также приводит к сбоям, поскольку работоспособность известных методов определяется границей в виде показателя вероятности искажения бит Р_б≤10^-2. Чем больше отличаются реальные значения Р_б от этой границы (10^-2) в сторону ее уменьшения, тем выше корректирующая способность известных помехоустойчивых кодов [7]. Однако в целом ряде случаев, число которых быстро растет, это значение становится больше границы: Р_б>10^-2, в результате чего уже внедренные избыточные помехоустойчивые коды становятся вредными - их использование приводит к еще большему ухудшению получаемой информации по сравнению с той ситуацией, когда помехоустойчивое кодирование отсутствует. Среди развитых стран это положение становится все более критичным для РФ в связи с тем, что, начиная с 1991 года, по экономическим причинам прекратилась разработка и производство антенных систем высокой эффективности. Следовательно, особую актуальность приобретают нетрадиционные решения этой проблемы, не требующие больших затрат на их реализацию. Такие предложения в настоящее время существуют, и они ориентированы на следующие две основные составляющие:

1) на распределенные структурно-алгоритмические преобразования (САП), используемые при передаче и при приеме информации [1, 2, 4, 5, 8];

2) на методы математической обработки с использованием конструктивной теории конечных полей и адаптивной нелинейной фильтрации [12, 13, 14].

Предлагаемое изобретение относится к области распределенных структурно-алгоритмических преобразований (САП), используемых при передаче и при приеме информации. В нем обобщен предшествующий опыт разработки изобретений [1, 2, 4, 5, 8] и определено новое направление их совершенствования, связанное с использованием для передачи информации не только узкополосных, но и широкополосных каналов связи [6, 9].

Его использование позволяет повысить достоверность передачи информации без введения структурной избыточности в передаваемые сообщения, обнаруживать возникающие при передаче ошибки, как одиночные, так и кратные, благодаря чему повышают показатели достоверности получаемых данных. При его применении появляется возможность повышения, при необходимости, скорости передачи информации и обеспечения ее скрытности на основе новых резервов в виде замены одной системы представления данных (системы счисления) другой - более экономичной, учитывающей специфические особенности передаваемой информации.

Известны «Способы передачи информации и системы для их осуществления» (патент RU №2475861 с приоритетом от 27.04.2013 г. [1] и патент RU №2581774 с приоритетом от 30.09.2014 г. [2]).

В патенте [1] приведена последовательность операций, посредством которых реализуют алгоритм экономного помехоустойчивого кодирования, а также представлен один из возможных вариантов реализации патента на основе логических схем. Эпюры, поясняющие основополагающие логические операции и составляющие основу предлагаемого перехода от традиционного двоичного кодирования к его замещающему коду на основе дублирующих троичных символов S₂(T₂), S₁(T₁) и S₀(T₀), приведены на фиг. 1 и 2. Структурные схемы устройств, которые реализуют способ [1] приведены на фиг. 3 и 4. При этом на фиг. 4 представлена логическая схема формирователя 5 троичного кода на основе символов S₂(T₂), S₁(T₁) и S₀(T₀). На фиг. 4 представлены буквами от а) до ф) информационные сечения, которые совпадают с соответствующими обозначениями, использованными при обозначениях эпюр, которые приведены на фиг. 1 и фиг. 2.

Основная задача патента [1] заключалась в том, чтобы показать возможность достаточно простой реализации возможности перехода от двоичного кода к предлагаемому троичному кодированию на основе двоичной логики существующей элементной базы.

Недостаток изобретения [1] заключен в том, что потенциальные возможности предлагаемого троичного кодирования не были достаточно полно раскрыты. В частности, не были заявлены и продемонстрированы новые свойства предлагаемого троичного кода с точки зрения совмещения в одном техническом решении принципов узкополосной и широкополосной связи. В существующей теории и практике передачи информации рассмотрены варианты их раздельного использования. При этом широкополосная связь выделена в качестве самостоятельного направления совершенствования телекоммуникационных систем (ТКС), которое первоначально было ориентировано на системы военного назначения, обеспечивающие скрытность и помехоустойчивость передачи информации (Шумоподобные сигналы в системах передачи информации / Под ред. В.Б. Пестрякова. - М.: Сов. радио, 1973. - 424 с. [6], Семенов A.M., Сикарев А.А. Широкополосная связь - М.: Воениздат, 1970. - 280 с. [9]). Предлагаемый в нем переход к широкополосной связи осуществляют за счет заполнения исходной модулирующей импульсной последовательности символов «1» и «0» исходного двоичного кода с длительностью Т₀, широкополосным импульсным сигналом с длительностью τ₀: τ₀ << Т₀ и, соответственно, базой сигнала В=Т₀/τ₀ [6]. Однако при этом не рассматривают возможность предварительного перевода исходного позиционного двоичного кода в другую более экономичную систему представления данных и передаваемых сообщений. При этом экономичность рассматривают с позиций сокращения избыточности передаваемых символов цифровых сигналов, уменьшения плотности изменения состояний модуляции несущей радиочастоты [3] при неизменных показателях объемов передаваемой информации и скоростей передачи данных. В предыдущих изобретениях [1, 2, 4, 8] показано, что такими символами могут быть не только традиционно используемые «1» и «0» двоичного кода, но и символы троичного кода, представленные, например, условными символами S₂(T₂), S₁(T₁) и S₀(T₀) [2].

В патенте [2], который был награжден дипломом Роспатента в номинации «100 лучших изобретений России - 2016», предлагаемый троичный код с символами S₂(T₂), S₁(T₁) и S₀(T₀) был использован по новому назначению - для повышения информационной нагруженности несущей частоты, излучаемой передатчиком, для чего была использована одновременная (комплексная) модуляция по амплитуде, частоте и фазе. Помимо этого, была обеспечена «сопоставимость результатов демодуляции относительной фазовой модуляции (ОФМ) с основанием два, применяемой по основному каналу связи, и предлагаемой троичной фазовой модуляции с основанием два (ФМ₂³), основу которой составляют логические помехоустойчивые коды с основанием три, представленные символами S₂(T₂), S₁(T₁) и S₀(T₀)» (п. 4 формулы изобретения). Однако для реализации такой возможности требуется наличие дополнительного (дублирующего) канала передачи информации, что не всегда может быть обеспечено в разнообразных практических приложениях. Суть предлагаемого логического помехоустойчивого кодирования сформированных сообщений замещающим троичным кодом в его первоначальном виде заключается в следующем [1, 2].

Основу способа составляют формулы преобразования F, связанные с заменой последовательности символов a_i0, a_il, …, a_in двоичного алфавита А={0,1} последовательностями символов d_i0, d_i1, …, d_im алфавита D={00, 11, 10, 001, 101} на основе следующих логических схем кодирования:

Предлагаемое кодирование устанавливает логическое соответствие между двоичными символами, представленными в скобках, и их троичными эквивалентами S₀, S₁ и S₂.

Кроме того, при получении сигналов S₀, S₁ и S₂ обеспечивают их дублирование сигналами Т₀, T₁ и Т₂ (фиг. 1(a) и фиг. 2(ф)). В результате этого формируют две модулирующие последовательности на основе сигналов S₀, S₁, S₂ и сигналов Т₀, Т₁, Т₂. При этом, если сигналы S₀, S₁, S₂ представлены в виде амплитудно-импульсной модуляции на три состояния (АИМ₃), то соответствующие им сигналы Т₀, Т₁, Т₂ отображают в виде широтно-импульсной модуляции (ШИМ₃), имеющей также три разрешенные позиции длительности импульсов Т₀, T₁=1,5T₀, Т₂=2Т₀, где Т₀ - временная продолжительность символов «1» и «0» исходного двоичного кода. В результате этого поток сформированных для передачи цифровых данных, отображаемый вначале последовательностями символов «1» и «0» двоичного кода, после перекодирования в логический помехоустойчивый троичный код с символами S₂(T₂), S₁(T₁) и S₀(T₀), представляют двумя дублирующими потоками на уровне первичной (импульсной) модуляции: АИМ₃ и ШИМ₃. Возможность подобного представления исходного потока передаваемых символов на уровне первичной (импульсной) модуляции двумя их копиями с использованием АИМ₃ и ШИМ₃ не имеет аналогов за исключением первоисточников [1] и [2]. Их структурные схемы приведены на фиг. 3 и 4. В самом общем виде структурная схема системы для осуществления предлагаемого способа, включающая в себя как передающую, так и приемную стороны, приведена на фиг. 3. Применительно к бортовой радиотелеметрической системе (БРТС) передающая сторона содержит: датчики - 1₁, 1₂, …, 1_N, выходы каждого из которых подключены к соответствующим N входам блока 2 уплотнения и синхронизации сигналов, выход которого соединен со входом передатчика 3. Блок 2 уплотнения и синхронизации сигналов содержит коммутатор 4, N входов которого являются входами блока 2, формирователь 5 логического троичного кода и формирователь 6 синхросигналов. При этом выход 7 коммутатора 4 соединен с первым входом формирователя 5 логического троичного кода, первый выход 8 которого является выходом блока 2, а второй выход 9 соединен со входом формирователя 6 синхросигналов, выход которого подключен к (N+1) входу коммутатора 4. Выход передатчика 3 через канал связи 10, подверженный действию помех 11, подключен ко входу приемника 12.

Приемная сторона содержит приемник 12, имеющий три выхода - один служебный выход 22, подключенный ко входу селектора сигналов синхронизации 13, и два информационных, соединенных с первыми входами 25, 26 демодуляторов 15 и 14 информационных сигналов, соответственно, вторые входы которых объединены и подключены к первому выходу 23 селектора сигналов синхронизации 13, второй выход которого соединен с объединенными вторыми входами корректоров 18 и 19 ошибок передачи, первые входы которых через соответствующие расшифровщики 16 и 17 троичных символов подключены к выходам соответствующих демодуляторов 14 и 15 информационных сигналов, выходы корректоров 18 и 19 ошибок передачи соединены с первым и вторым входами формирователя 20 общего потока сообщений, выход которого подключен ко входу декоммутатора 21, N выходов которого 27₁ 27₂, …, 27_N, являются выходами системы. На фиг. 4 представлена структурная схема формирователя 5 логического троичного кода на основе символов S_i(T_i), i=0, 1, 2, а на фиг. 3 и фиг. 4 приведены диаграммы, поясняющие его работу. При этом эпюры, представленные на фиг. 1, и обозначенные буквами от «а» до «м», считаются началом диаграмм, а эпюры, представленные на фиг. 2, и обозначенные буквами от «м» до «ф» являются их продолжением. Для того, чтобы представить их как единое целое, необходимо совместить изображения, приведенные на фиг. 1 и фиг. 2, на уровне эпюры, обозначенной повторяющейся буквой «м». Такое же буквенное обозначение представлено и на фиг. 4. Оно определяет те сечения преобразований формирователя 5 логического троичного кода на основе символов S_i(T_i), i=0, 1, 2, которые соответствуют эпюрам, приведенным на фиг. 1 и фиг. 2.

Структурная схема формирователя 5 логического троичного кода (фиг. 4) содержит: синтезатор 28 основной частоты преобразований кода с высокой стабильностью следования импульсной последовательности, у которой временные интервалы между импульсами равны Т₀/4, делитель 29 на два основной частоты следования импульсов, приводящий к формированию интервалов между импульсами Т₀/2, генератор 30 синхронизирующего меандра, а также синхронизатор 31, на выходе которого формируют высокостабильные границы смены символов двоичного кода сформированного группового сигнала, кратные Т₀. Групповой сигнал, сформированный на выходе 7 коммутатора 4 (фиг. 3), может, например, представлять собой результат временного уплотнения данных, дополненных словами синхронизации и другими служебными параметрами.

На выходе синхронизатора 31 из последовательности двоичных символов «0» и «1» формируют двоичный видеосигнал (фиг. 1 (эпюра «г»)) с повышенной стабильностью моментов времени смены (следования) двоичных символов группового телеметрического сигнала (ГТС).

Кроме того, формирователь 5 логического троичного кода на основе символов S_i(T_i), i=0, 1, 2, (фиг. 4) содержит: логические элементы «НЕ» 32, «И» 33₁, 33₂, и 33₃, «Запрет» 38, «ИЛИ» 39, четыре триггера 34₁, 34₂, 34₃ и 34₄, пять формирователей 35₁, 35₂, 35₃, 35₄, 35₅ преобразованных последовательностей тактовых импульсов, каждый из которых состоит из последовательно соединенных дифференцирующих элементов 36₁, 36₂, 36₃, 36₄, 36₅ и ограничителей 37₁, 37₂, 37₃, 37₄, 37₅, а также дешифратор 40, модулятор 41 сигналов и формирователь 42 сигналов запрета X) (фиг. 2, эпюра «о»). Вход 7 формирователя 5 логического троичного кода - это исходный двоичный код, представленный эпюрой «в» (фиг. 1), а эпюры «ф» и «о» - это информационный 8 (фиг. 1 «ф») и служебный 9 (фиг. 1 («о», отметка X)) запрещающий выходы формирователя 5, соответственно.

В результате предлагаемых преобразований двоичный код сформированного коммутатором 4 группового сигнала, составленный из последовательности двоичных символов «0» и «1», преобразуют в троичный код, представленный символами «S₀», «S₁» и «S₂», которые ассоциируют с амплитудно-импульсной модуляцией (АИМ₃), и символами «Т₀», «1,5Т₀» и «2Т₀», которые представляют собой широтно-импульсную модуляцию (ШИМ₃). Предлагаемое логическое правило преобразования двоичного кода в замещающий троичный код имеет одну неточность, которая при практической реализации приводит к одному из исключений из принятого правила логического помехоустойчивого кодирования, который помечен на эпюрах «н» и «о» (фиг. 2) пунктирной линией и отмечен буквой X. Исключение заключается в том, что временной интервал, соответствующий символу «2Т₀», при предлагаемом преобразовании двоичного кода в троичный обозначают сдвоенными импульсами (эпюра «о»), отстоящими друг от друга на Т₀/4. В формирователе 5 логического троичного кода их выделяют в формирователе 42 сигналов и используют для подсчета в формирователе 6 синхросигналов количества кодовых комбинаций вида «101». В дешифраторе 40 сдвоенные импульсы, отстоящие друг от друга на Т₀/4, преобразуют при АИМ₃ в амплитуду, соответствующую «S₂», а при ШИМ₃ - в интервал времени «2Т₀». В результате этого на выходе 8 модулятора 41 сигналов формируют сигнал, одновременно промодулированный, как по амплитуде (АИМ), так и по продолжительности импульсов (ШИМ) (фиг. 2 (эпюра «ф»)).

В результате этого вместо только одного вида первичной импульсной модуляции передаваемой информации, например, АИМ, ШИМ или КИМ, будут совместно использованы два из них: АИМ₃ и ШИМ₃. Такая возможность появляется впервые при использовании замещающего логического экономного помехоустойчивого кодирования. Экономным оно является по той причине, что количество сформированных троичных символов «S₀,T₀», «S₁,T₁» и «S₂,T₂», будет в среднем уменьшено в k=log₂3=1,6 раз, что продемонстрировано на фиг. 5. В исходной двоичной последовательности было 16 бит, а после перекодирования в предлагаемый логический экономный помехоустойчивый код число троичных символов «S_i,T_i», i=0, 1, 2 равно 10. При этом интервал времени представления передаваемой кодовой последовательности импульсов уменьшился с 16 τ₀, где τ₀=Т₀, до 15 τ₀. В результате этого при перекодировании сообщений (в нашем примере исходных 16-тиразрядных двоичных) появляется своего рода разделительный промежуток, который может быть дополнительно использован для повышения точности синхронизации и выделения информационных слов. В этом также заключается одно из преимуществ (сущностная характеристика) предлагаемого способа передачи с использованием замещающего логического экономного помехоустойчивого кодирования.

В соответствии с существующей теорией передачи информации эта сущностная характеристика заявленного способа может рассматриваться с различных позиций ее новизны. Первая из них - это сжатие данных при их передаче, которое отличается от известных способов не только тем, что является «сжатием без искажений», т.е. сжатием, при котором не появляются дополнительные ошибки при передаче информации из-за сокращения избыточности передаваемой информации. Второе теоретическое положение заключается в том, что сжатие данных должно приводить к использованию помехоустойчивого кодирования, а все известные до появления изобретения [1] помехоустойчивые коды являются избыточными [7]. При этом в соответствии с теорией помехоустойчивого кодирования [7] избыточность может быть только привнесенной (искусственно сформированной и добавленной к передаваемым кодовым конструкциям). Это известное теоретическое положение было разрушено при появлении патентов [4] и [8]. Их основу составляет использование не специальной вводимой, а внутренней избыточности передаваемой информации, которая, например, появляется при наличии корреляционной взаимосвязи между соседними значениями передаваемой информации. Такими свойствами обладают практически все известные источники информации. При этом некоторые из них, например, потоковое видео, радиотехнические измерения (телеметрия, навигационная информация) обладают ярко выраженными свойствами корреляционной зависимости между соседними значениями. Так, например, при передаче видеоинформации и телеметрии внутренняя избыточность передаваемых данных составляется более 90%.

В [4] показано, что такая возможность экономного малоизбыточного помехоустойчивого кодирования, требующего, в общем случае, введения в каждое из передаваемых сообщений только одного дополнительного двоичного символа «1» или «0», появляется при преобразовании исходных значений передаваемых сообщений в образы-остатки, в результате чего от традиционного позиционного представления данных переходят к более экономичной системе счисления в виде системы остаточных классов (СОК) [10, 11]. Этот символ может и не вводиться при использовании технологии «контрольных символов четности бит в слове». В соответствии с новым понятием он может быть дополнительно нагружен функцией различения двух состояний кодовых конструкций, вероятность появления которых равна: Р=1/n, где n=N/2 - значение, равное половине числа двоичных разрядов, которыми представлены слова или сообщения.

Во втором случае (патент [8]) используют один из вариантов безызбыточного помехоустойчивого кодирования, которое является в плане повышения помехозащищенности канала связи эквивалентом представления данных в СОК [4, 10, 11, 12], но не требует введения дополнительных символов в исходную кодовую последовательность слов или сообщений. В [8] показано, что эта идея может быть реализована наиболее простым способом, суть которого заключается в разделении исходной N-разрядной кодовой конструкции на два кодовых сегмента меньшей разрядности, например, на младшее и старшее полуслова с последующей их перестановкой местами с новом сформированном (закодированном) слове или сообщении. Но при этом в качестве своеобразной платы за упрощение придется расплатиться отсутствием одной из дополнительных возможностей контроля достоверности их приема.

Таким образом, предлагаемый способ можно рассматривать как продолжение темы, связанной с повышением эффективности передачи информации на основе дополнительного экономного ее кодирования на следующем этапе САП, который предшествует модуляции сигналов, патенты [1, 2, 4, 5, 8]. При этом помимо процессов распараллеливания операций формирования и передачи информации на основе нетрадиционного представления данных в СОК [4] используют дополнительную процедуру одновременного использования двух сигналов первичной импульсной модуляции. Подобный способ распараллеливания потоков передаваемых символов разработан применительно к процессу вторичной модуляции (модуляции несущей частоты радиосигналов), который следует за операцией первичной модуляции. Известный способ распараллеливания потоков сформированного цифрового группового сигнала связан с формированием его квадратурных составляющих: синфазной (Q(t)) и квадратурной (I(t))) (Феер К. Беспроводная цифровая связь. Методы модуляции и расширения спектра (Wireless Digital Communications: Modulation and Spread Spectrum Applications). - M.: Радио и связь, 2000. - 552 с. - ISBN 5-256-01444-7 [3]). При этом поток сформированных для передачи символов двоичного кода «1» и «0», представляющий собой цифровой групповой сигнал (ЦГС), разделяют на две составляющие, одна из которых представляет собой условные «нечетные» биты (синфазный поток бит (Q(t)), а вторая «четные» биты (квадратурный поток разделенных бит (I(t)). С необходимостью использования подобного способа деления исходного потока двоичных символов цифровых групповых сигналов (ЦГС) приходиться иметь дело при высоких скоростях передачи информации в высокоскоростных радиолиниях (ВРЛ), например, при передаче информации с космических аппаратов (КА) дистанционного зондирования Земли (ДЗЗ).

Дело в том, что рентабельность КА определяется его способностью передать в единицу времени больший поток информации, поэтому в настоящее время требуемая скорость передачи в несколько раз превосходит достигнутую в настоящее время производительность элементной базы (ЭБ), на основе которой создают бортовую радиоэлектронную аппаратуру (РЭА) спутников. Поэтапное разделение исходного сформированного потока ЦГС, представленного двоичным кодом, на подпотоки снижает требования к производительности ЭБ РЭА. Полученный при этом выходной технический эффект определяется степенью распараллеливания ЦГС исходного потока. До настоящего времени основной способ глубокого распараллеливания, который необходим для реализации телекоммуникационной системы (ТКС) на основе существующей ЭБ РЭА, был связан только с возможностью многократного разделения исходного потока в соответствии со способом К. Феера, предполагающего последовательное деление исходного кодовой последовательности на четные и нечетные биты.

Сущностные характеристики предлагаемого способа также заключаются в обеспечении подобного размножения копий передаваемого потока данных и символов различных кодов. Но его отличие заключается в том, что распараллеливание потоков данных на передающей стороне выполняют еще до операции модуляции: вначале путем нетрадиционного представления значений слов или сообщений их образами-остатками, что подробно рассмотрено в патенте [4], а затем еще и на основе замещающего на время передачи информации логического экономного помехоустойчивого кодирования с троичными символами S₂(T₂), S₁(T₁) и S₀(T₀). В результате этого преобразования структур передаваемых данных производятся в различных информационных сечениях тракта формирования сообщений и передаваемой информации, а не только на заключительном этапе, связанном со вторичной модуляцией передаваемых сигналов [3]. Кроме того, отличительные особенности предлагаемого изобретения связаны с потребностью объединения подобных структурно-алгоритмических преобразований (САП), относящихся к кодированию и модуляции сигналов в единую непротиворечивую информационную систему, составляющую основу синтеза различных проблемно-ориентированных структурно-кодовых (СтКК) и сигнально-кодовых конструкций (СиКК). Ее непротиворечивость заключается в соответствии с замыслом данного изобретения в следующем. Необходимо, обеспечить совместимость различных предлагаемых распределенных способов САП-i, где i - различные информационные сечения тракта формирования передаваемой информации, реализовывая при этом возможность использования без потерь в эффективности существующих САП в виде алгоритмов сжатия данных, их помехоустойчивого кодирования с использованием известных способов, скремблирования, шифрования, рандомизации, и создавая дополнительные возможности для распараллеливания формируемых потоков данных высокоскоростной информации. При этом каждое из информационных сечений реализации САП-i должно представлять собой соответствующий элемент конвейерного процесса преобразования на передающей стороне, и восстановления с последовательным исправлением ошибок и искажений передачи при приеме информации. Такой принцип формирования, передачи и приема информации обеспечивает наилучшие условия для реализации комплексной системы защиты передаваемой информации от помех, иностранных технических разведок (ИТР) и информационно-технических воздействий (ИТВ) [15].

Известен «Способ передачи информации и система для его осуществления» ([4], патент RU 2586605). В нем для дополнительного распараллеливания трактов формирования копий передаваемой информации используют нетрадиционное представление данных и сообщений их образами-остатками. При этом исходный поток данных и/или сообщений разделяют на подпотоки, каждый из которых состоит из образов-остатков, представляющих собой независимые информационные элементов меньшей разрядности. Таким образом, получают еще один вариант дополнительного дублирования исходного потока передаваемых данных и/или сообщений. В результате этого создают глубоко распараллеленную структуру представления данных и/или сообщений новыми СтКК и СиКК, в результате чего повышают информационную нагрузку несущей частоты передаваемого сигнала.

В патентах RU 2475861 С1, опубл. 22.03.2013, бюл. №16 [1] и RU 2480840 С1, опубл. 25.04.2013, бюл. №21 [5] разработаны способы операции обратных САП и демодуляции сигналов со сложной модуляцией. Предлагаемый алгоритм перекодирования исходного двоичного кода с символами «1» и «0» заключается в следующем. Дана последовательность двоичных символов <10101000111100101>₂ (N₁=17). Необходимо перевести его в новое алфавитное кодирование с использованием верхних и нижних разбиений (ℜ1 и ℜ2):

ℜ1, ℜ2: S₂S₂S₁S₀S₁S₀S₀S₀S₁S₁S₂ - новая последовательность из 11 символов S_i (i=0, 1, 2), используемая для передачи информации.

В результате кодирования последний двоичный символ предыдущей закодированной посылки S_i повторяет первый двоичный символ последующей троичной посылки S_i+1 (повторы двоичных символов выделены жирно и обведены). Если при приеме данные условия не обеспечивается, то это свидетельствует об ошибке. Исправление ошибок обеспечивают при достоверном приеме символов S₂, которые расшифровывают однозначно в виде исходной кодовой комбинации двоичного кода «101»: S₂⇔(101).

Предлагаемый способ восстановления переданной информации заключается в следующем. Предположим, что в результате демодуляции восстановлен следующий фрагмент последовательности троичных сигналов S_i:

1 Первая операция восстановления данных в исходном двоичном коде заключается в том, чтобы выделить сигналы S₂, допускающие однозначную расшифровку: S₂↔«101». В результате этого в принятой последовательности (2) формируют признак приема символа S₂, который выделяют для контроля достоверности приема символов S₁ на временном интервале между соседними символами S₂:

2 Преобразование в двоичный код всей последовательности принятых троичных символов начинают с того, что записывают в двоичном коде результат однозначной расшифровки символов S₂:

Для контроля достоверности приема символов S₁ на временном интервале между соседними символами S₂ используют следующее правило: число символов S₁ должно быть четным.

3 Затем, используя первый из полученный признаков приема символа S₂, приступают к расшифровке следующего за ним троичного символа S₁, которому поставлены в соответствие не одна, а две кодовые комбинации, составленные из двоичных символов: S₁↔«10» и «001». Так как по условию формирования предлагаемого троичного кода последний двоичный символ, предыдущей расшифровки 101, должен быть первым символом последующей расшифровки троичного символа (в приведенном приеме сигнала S₁), то в качестве кандидата на замену следует выбрать кодовую комбинацию 10. Выбор подходящей следующей кодовой комбинации, соответствующей принятому сигналу S₁, определяется последним двоичным символом, полученным в результате расшифровки предыдущего сигнала троичного кода S₂ (совпадающие символы выделены жирным шрифтом).

Далее очередной восстановленный троичный символ соответствует сигналу S₀, у которого также два возможных варианта расшифровки: S₀↔«00» и «11». Так как предыдущая расшифровка 10 оканчивалась двоичным символом «0», то и очередной сигнал S₀ должен быть заменен на двоичную кодовую комбинацию, состоящую из двух символов «0» - 00. Аналогичным образом, следующий восстановленный троичный символ S₁↔«10» и «001» должен быть замещен двоичной кодовой комбинацией 001. Затем следуют подряд два символа S₀↔«00» и «11» и, поскольку расшифровка предыдущей двоичной кодовой комбинации заканчивалась символом «1», то и два последующих троичных символа S₀ должны быть заменены на последовательность, состоящую из двух символов «1» - 11. О том, что расшифровка произведена правильно, свидетельствует то обстоятельство, что следующим троичным символом снова будет S₂↔«101», который начинается с такого же двоичного символа «1», который получен в конце предыдущей расшифровки сигнала S₀. Последующий процесс восстановления переданных сообщений в традиционном двоичном коде аналогичен. Исправляющая способность предлагаемого кода заключена в том, что вся цепочка восстановленных при приеме троичных символов определяется опорными сигналами S₂↔«101».

4 Следующая операция предполагает, что принятую последовательность троичных символов S₁ и S₀, допускающих не однозначные расшифровки

замещают двоичным кодом таким образом, чтобы последний двоичный символ расшифровки предшествующего символа S_i, где i=0, 1, 2, совпадал с первым символом расшифровки последующего символа S₁ или S₀.

В результате этого для последовательности (6) получают следующую восстановленную последовательность исходного двоичного кода:

где «точками» разделены между собой результаты расшифровок символов S₁ и S₀ троичного кода.

Затем совпадающие двоичные символы на границах расшифровок троичных сигналов S_i, где i=0, 1, 2, объединяют и заменяют одним соответствующим двоичным символом:

где выделены и подчеркнуты совпадающие символы, которые объединяют и заменяют одним двоичным символом.

В результате будет восстановлен следующий фрагмент исходной последовательности двоичных кодов:

Последовательность сформированных троичных символов S_i, где i=0, 1, 2 с первичной АИМ₃ и троичных символов Т_i, где i=0, 1, 2 с первичной ШИМ₃ объединяют в единую импульсную последовательность видеосигналов (фиг. 2 «ф»). При последующей вторичной их модуляции типа: АИМ₃ - АМ₃ и АИМ₃ - ЧМ₃, а также ШИМ₃ - ФМ₂⁽³⁾ промодулированный сигнал, передаваемый в канал связи будет иметь вид, условная иллюстрация которого приведена на (фиг. 5). Иллюстрация, приведенная на фиг. 5, позволяет сделать следующий вывод: 1) использование троичных символов S₂(T₂), S₁(T₁) и S₀(T₀), позволяет, в среднем, уменьшить в 1,6 раза их количество по сравнению с двоичным кодом; 2) существует определенная закономерность следования символов S₁ в интервалах, заключенных между соседними сигналами S₂: число сигналов S₁ может быть только четным.

Отличительная особенность патентов [2] и [3] также заключалась в том, что они были ориентированы на узкополосные каналы связи.

В широкополосной связи, как было отмечено ранее, внутрь информационных импульсов, соответствующих символам «1» и «0» исходного двоичного кода, вводят кодовые двоичные последовательности, которые после приема на основе корреляционной обработки или согласованной фильтрации дают основной пик, соответствующий сумме их энергий при минимальной энергии, которая отводится на боковые лепестки. В результате этого может быть выделен сигнал, находящийся под шумом [6].

Дополнительные сущностные характеристики предлагаемого изобретения заключаются в следующем.

В предлагаемом изобретении реализована возможность совмещения узкополосной и широкополосной систем связи, которая может быть реализована при замене двоичного кода с символами «1» и «0» на логическое безызбыточное помехоустойчивое троичное кодирование с символами S₂(T₂), S₁(T₁) и S₀(T₀) (фиг. 2(Б)). Для перехода к широкополосной связи, потребность в которой появляется при необходимости повышения скрытности и помехоустойчивости передачи информации, в сформированную импульсную последовательность, состоящую из импульсов ШИМ₃ с длительностями τ₀, T₁=1,5τ₀, Т₂=2τ₀, вписывают кодовые псевдослучайные последовательности (ПСП). В их качестве, например, используют коды Баркера с длинами кодовых конструкций 7, 5 и 3 (фиг. 2(Б)). При этом в импульсы, соответствующие символу Т₂=2τ₀, вписывают код Баркера длины 7 в прямой форме: 1110010 (фиг. 2(Б)). Аналогично, в импульсы, соответствующие символам T₁=1,5τ₀, заполняют кодом Баркера длины 5 в инверсной форме: 00010. Наконец, в импульсы с длительностью τ₀, соответствующим тактовым импульсам формирования символов исходного двоичного кода (фиг. 1(в)) и равным символам Т₀ предлагаемого троичного кода, идентичным по расшифровке символам S₀, подставляют код Баркера длины в прямой форме 3: 110 (фиг. 2(Б)). При этом продолжительность подставленных символов «0» и «1» кодов Баркера (τ_0Б) в 4 раза меньше исходного двоичного кода (τ₀): τ_0Б=1/4 τ₀.

Затем кодовые последовательности Баркера 1110010, 00010 и 110, имеющие по определению нечетное число бит, дополняют до ближайшего четного числа путем заполнения оставшихся в конце каждого из них пауз символами двоичного кода «1», соответствующими длительности τ_0Б=1/4 τ₀. В результате этого незаполненные символами двоичного кода промежутки времени, выделенные на фиг. 2(Б) овалами, дополняют символами «1», в результате чего получают следующие кодовые комбинации: которые всегда независимо от исходной кодовой группы кодов Баркера заканчиваются следующей последовательностью бит: Это стало возможным благодаря тому, что кодовая последовательность Баркера длины 5 в предлагаемом изобретении представлена в инверсном виде: 00010. Ее прямая форма 11101 не подходит, поскольку при подстановке символа «1» для заполнения неиспользовавшегося последнего промежутка времени τ_0Б=1/4 τ₀, не будет выполнено условие окончания предыдущего и начала следующего информационного импульса ШИМ₃.

В результате этого при приеме существует дополнительная возможность для идентификации информационных фронтов импульсов ШИМ3 на основе выделения кодовых групп

При приеме сформированных таким образом расширяющих кодовых последовательностей, например, всегда выделенная кодовая группа будет являться признаком границ импульсов ШИМ₃ (фиг. 6 (а, б, в, г)), которые идентифицируют, как символы логического помехоустойчивого троичного кода Т₂, Т₁, Т₀, Т₁, Т₂ (фиг. 6(г)). В результате этого обеспечивают возможность идентификации границ символов Т₂, Т₁, Т₀ и восстановления исходной импульсной информационной последовательности ШИМ₃ (фиг. 6 (г)). Однако такой способ восстановления исходной импульсной информационной последовательности ШИМ₃ (фиг. 6 (г)) является дублирующим. Он не может быть основным из-за снижения значений показателя помехоустойчивости передачи информации, что связано с сокращением длительности символов «1» и «0» замещающих кодов Баркера.

Для устранения этого недостатка при большом уровне помех, когда их мощность равна или превышает мощность принимаемого полезного сигнала, используют корреляционную обработку восстановленных цифровых данных, из которых исключают дополнительно введенные на передающей стороне символы «1» двоичного кода (фиг. 6 (д)) для выделения в непосредственном виде кодовых последовательностей Баркера длины 7, 5 и 3 (фиг. 6 (е)), или же согласованную фильтрацию смеси сигнал/шум (фиг. 6 (ж)). В результате на основе выделения наибольших по амплитуде сигналов, которые получают при корреляционной обработке (фиг. 6 (е)), или же при согласованной фильтрации (фиг. 6 (ж)), формируют уточненные амплитуды восстановленной информационной АИМ₃ и временные интервалы, соответствующие ШИМ₃ (фиг. 6 (з)).

Существующий и дополнительный вариант использования кодов Баркера длины 3, 5 и 7 для заполнения исходных информационного импульсов ШИМ₃, полученных в результате перехода к троичному кодированию. Его сущностные характеристики заключаются в использовании в качестве замещающего двоичного кодирования следующих кодов Баркера длины 7, 5 и 3: 0001101 (инверсная форма для n=7), 11101 (прямая форма для n=5) 001 (инверсная форма для n=3). Тогда для заполнения неиспользовавшегося последнего промежутка времени импульсов ШИМ₃ с τ_0Б=1/4 τ₀ используют двоичный символ «0». Тогда границы импульсов Существующий и дополнительный вариант использования кодов Баркера длины 3, 5 и 7 для заполнения исходных информационного импульсов ШИМ₃, полученных в результате перехода к троичному кодированию. Его сущностные характеристики заключаются в использовании в качестве замещающего двоичного кодирования следующих кодов Баркера длины 7, 5 и 3: 0001101 (инверсная форма для n=7), 11101 (прямая форма для n=5) 001 (инверсная форма для n=3). Тогда границы импульсов ШИМ₃ при приеме определяют на основе появления кодовой группы: 010.

В результате этого реализуют режим приема информации, соответствующий широкополосным принципам организации передачи и приема информации.

Сущностные характеристики предлагаемого изобретения заключаются, таким образом, также и в том, что временные интервалы, соответствующие формируемой при использовании изобретений [1] и [2] импульсной последовательности в виде ШИМ₃ различной условной полярности (фиг. 2 и фиг. 6(а)) заполняют символами двоичного кода «0» и «1», соответствующими кодам Баркера, длины 3, 5 и 7. При этом импульс различной полярности, соответствующий символам S_i(T_i) (i=0, 1, 2), предлагаемого троичного кода соответствующей продолжительности заполняют символами двоичного кода «0» и «1», соответствующими кодам Баркера длины 3, 5 и 7, в соответствии со следующим правилом:

1) импульс ШИМ₃, имеющий продолжительность во времени Т₂=2τ₀, заполняют кодом Баркера длины 7, представленному, например, в прямой форме: 1110010;

2) импульс ШИМ₃, имеющий длительность во времени T₁=1,5τ₀, заполняют кодом Баркера длины 5, представленному, например, в инверсной форме: 00010;

3) импульс ШИМ₃, имеющий продолжительность во времени Т₀=τ₀, заполняют кодом Баркера длины 3, представленному, например, в прямой форме: 110.

Тогда при приеме границы импульсов ШИМ₃ определяют на основе появления в передаваемой последовательности бит кодовой комбинации 101.

Также сущностные характеристики изобретения заключаются в том, что используют противоположные по конструкции коды Баркера 7, 5 и 3: коды Баркера длины 7 и 3 в инверсном виде, а код Баркера длины 5 в прямой форме. Тогда при приеме границы импульсов ШИМ₃ определяют на основе появления в передаваемой последовательности бит инверсной кодовой комбинации 010.

Использование различных форм заполнения импульсов ШИМ₃ кодами Баркера длины 7, 5 и 3 расширяет возможности организации предлагаемого способа передачи информации.

На фиг. 3 представлена схема реализации предлагаемого экономного помехоустойчивого кодирования с использованием замещающего троичного кода с символами S_i(T_i) (i=0, 1, 2) в общем виде. Однако она не дает ясного определения того, как ее интерпретировать применительно к существующей аппаратуре. Это мешает расширенному применению разработанных способов.

Одна из возможных реализаций предлагаемого способа, которая ориентирована на блок сбора и обработки информации (БСОИ) бортовой радиотелеметрической системы (БРТС) космического аппарата (КА), представлена на фиг. 7.

В этом варианте реализации БСОИ (фиг. 7) содержит: блок формирования телеметрического кадра (БФТК) - 1, оперативное запоминающее устройство (ОЗУ) - 2, микроконтроллер - 3, блок связи с бортовой аппаратурой измерений и передачи информации - 4, формирователь логического троичного кода с символами S₂(T₂), S₁(T₁) и S₀(T₀) - 5, формирователь кодов Баркера - 6, диспетчер постоянного запоминающего устройства (ПЗУ) блока формирования телеметрического кадра - 7, диспетчер ПЗУ микроконтроллера - 8, оперативная память ПЗУ - 9, 11, постоянная память ПЗУ - 10, 12, системная шина блока обработки информации (БСОИ) - 13, системная шина магистрали командного обмена (МКО) - 14, блок бортового времени (ББВ) - 20, включающий в себя датчик времени (ДВ) - 15 и высокостабильный генератор частот (ВСГЧ) - 16, оконечное устройство (ОУ) магистрального командного обмена (МКО) - 17, генератор частот ОУ МКО - 18, долговременное запоминающее устройство (ДЗУ) - 19, а также следующие входы/выходы: 21 - вход сигнала «Внешняя секундная метка» ГНСС ГЛОНАСС/GPS, 22 - вход «Начальная установка времени», 23 - выход к радиопередающему устройству (РПДУ) и шины обмена информацией: 24 - с модулем сбора информации (МСИ), 25 - с другой бортовой аппаратурой (БА) космического аппарата (КА).

Магистраль БФТК состоит из 2-х шин RS485 (основной или резервной). Физический уровень шин RS485 соответствует стандарту EIA-485. Обмен с приборами модуля сбора информации (МСИ) осуществляется в полнодуплексном режиме. На первой шине БФТК формирует сигналы запроса информации на устройства МСИ, а по второй шине получает информацию с подключенных к магистрали устройств МСИ. Обмен осуществляется посылками типа «UART», под которыми понимаются универсальные асинхронные посылки приемо-передачи. Структура «UART» посылки приведена на фиг. 8(А). При этом может быть реализован способ безызбыточного помехоустойчивого кодирования [8], суть которого заключается в том, что в передаваемом 8-миразрядном слове X_i выделяют два кодовых сегмента - младшее A_i и старшее B_i полуслова (фиг. 8(Б)), которые переставляют местами в посылке типа «UART» (фиг. 8(А)). В результате этого вместо значений X_i, изменение которых во времени представлено на фиг. 8 в виде верхнего графика, получают кодированные значения C_i, поведение которых во времени представлено на фиг. 8 в виде нижнего графика. Из него можно сделать следующие выводы: 1) шкала представления значений телеметрируемого параметра Х_i (ТМП), ограниченная разрядностью передаваемых слов, используется более эффективно; 2) выбор шкалы представления значений X_i может быть сделан без опасения появления искажений в виде эффекта «зашкаливания» значений телеметрируемого параметра (ТМП), в результате чего одна из основных проблем практической метрологии может быть решена наиболее просто.

Данные выводы могут быть пояснены на основе следующих примеров, приведенных на фиг. 8(Б) (верхний график): исходный диапазон изменения значений ТМП был равен 550 ед., в то время, как допустимая шкала представления Ш=0-(2^N-1) определяется разрядностью N двоичного кода (при N=10Ш=0-1023), используемого для передачи, в результате потенциальные возможности 10-разрядного двоичного кода используются с коэффициентом k₁=550/1024=0,54). Причина такого выбора, ухудшающего показатели точности телеизмерений в k₂=1/k₁=1,86 раз, заключена в том, что в целом ряде случаев, например, при информационно-измерительном обеспечении испытаний летательных аппаратов (ЛА), априорно не представляется возможным выбрать необходимый коэффициент усиления датчика. В результате не обеспечивается возможность согласования изменения значений контролируемого ТМП с разрядной сеткой представления его данных цифровым кодом из-за неопределенности изменения показаний датчика во времени. При использовании в качестве предварительного предлагаемого экономного безызбыточного помехоустойчивого, связанного, например, с выделением из сформированного кодового слова полуслов и последующей их перестановкой местами (фиг. 8(Б) (нижний график)) метрологическую проблему оптимального согласования цифровых значений датчика с разрядной сеткой представления слов-измерений решают автоматически в качестве побочного технического эффекта. Коэффициент ее использования будет равен предельному значению k_1мax=1024/1024=1. В результате стандартная посылка типа «UART» будет использована, помимо основной функции и по дополнительному назначению - для повышения помехоустойчивости передачи данных на основе первой ступени экономного помехоустойчивого кодирования, связанного с выделением и перестановкой полуслов. В этом случае предлагаемый в изобретении логический троичный код с символами S₂(T₂), S₁(T₁) и S₀(T₀) будет представлять очередную (вторую) ступень экономного помехоустойчивого кодирования.

Последующие операции, составляющие основу работы предлагаемой для реализации способа бортовой системы передачи информации, заключаются в следующем.

Каждое устройство МСИ имеет на магистрали собственный адрес, который устанавливается с помощью кроссировки в соединителях кабелей, подключаемых к устройствам.

Работа БФТК заключается в следующем. Он формирует запросные посылки «Код» содержащие адрес локального устройства в МСИ, представленные первыми (младшими) информационными 7 разрядами двоичного кодового слова. При этом в 8-м разряде этого слова передается признак «Пуск» или «Фазировка» (значение «0» - «Пуск»; «1» - «Фазировка»). В этом случае шкала представления Ш=0-(2⁷-1)=0-127 и первая ступень безызбыточного помехоустойчивого кодирования предполагает, например, деление исходного 7-миразрядного двоичного слова X_i на два кодовых сегмента: 4 разряда в старшем сегменте (а_сm=4) и 3 разряда в младшем (а_мл=3), после чего их переставляю местами в результате чего получают C_i. К закодированному информационному слову C_i добавляют восьмой разряд, представляющий собой признак «Пуск» или «Фазировка» (значение «0» - «Пуск»; «1» - «Фазировка»), в результате чего последующие прохождения новых слов C_i с добавленным 8-м разрядом не будут иметь отличий от того, что используют в существующей практике передачи ТМИ. Таким образом, предполагается реализовать внутреннее помехоустойчивое кодирование для обеспечения защиты бортовых устройств от искажений на внутренних магистралях обмена информацией. Основной источник искажений такого рода применительно к КА - это старение элементов РЭА и жесткое космическое излучение, которое существенно ускоряет этот процесс, а также различные информационно-технические воздействия (ИТВ), могут применяться по отношению к КА военного и двойного назначения, а также в условиях ожесточения конкуренции при дальнейшем освоении космоса между ведущими странами, претендующими на лидерство.

По команде «Пуск» в приборах МСИ происходит переключение каналов выбора локальных коммутаторов (ЛK_i), i=1, 2, 3, … с предыдущего, например, ЛК_i на следующий ЛК_i+1. По команде «Фазировка» локальное устройство ЛК_i+1 в приборах МСИ «обнуляет» счетчик каналов.

В ответ на запрос локальное устройство МСИ выдает посылку «Инф», в виде двоичного восьмиразрядного кодового слова, которое представляет собой информацию с выхода опрашиваемого канала локального устройства МСИ. Слово «Инф» следует младшим разрядом вперед. В этом случае шкала представления данных определяется диапазоном Ш=0-(2⁸-1)=0-255 и предварительное дополнительное кодирование информации подготовленной к передаче по радиоканалу связи будет заключаться в делении сформированных байтовых слов на два 4-хразрядных полуслова а_cm=и а_мл=4, которые затем переставят местами с образованием нового кодового слова C_i, которое затем вместо исходного слова X_i, будет передано стандартная посылка типа «UART» (фиг. 8(A)).

Информация, поступающая от приборов МСИ, сохраняется во внутреннем ОЗУ БСОИ, которое получило название «зеркало». В нем для хранения информации каждого канала любого из приборов МСИ предоставляется отдельная ячейка ОЗУ. Программа опроса датчиковой сети, определяющая периодическую последовательность сигналов «Код», строится таким образом, что содержимое каждой ячейки ОЗУ обновляется с заданной для данного типа устройств частотой опроса.

Заполнение выдаваемого телеметрического (ТМ) кадра информацией датчиковой сети происходит из внутреннего ОЗУ БСОИ по прерываниям, следующим с частотой слов выдаваемого кадра, определяющей заданную его информативность.

Запись информации в ЗУ осуществляется блоками по 512 байт. Наполнение блока информацией соответствует информационной части телеметрического кадра. Доступ к блокам ЗУ для записи или считывания информации осуществляется по указателям, правила формирования которых определяется текущим режимом работы ЗУ. Для любого режима работы ЗУ БСОИ хранит указатель, определяющий адрес текущей записи (АТЗ) и указатель, соответствующий адресу текущего чтения (АТЧ). Указатель на АТЗ - это указатель адрес, в который будет записан вновь сформированный блок информации. При этом указатель АТЧ представляет собой указатель адреса, из которого будет считан новый блок информации.

Запись информации происходит в режиме кольцевой записи - режим, при котором каждая последующая запись начинается с адреса, следующего за последним адресом записи предыдущего участка и происходит непрерывно до момента изменения состояния или режима системы телеизмерений (СТИ). При заполнении всего объема ЗУ запись продолжается с нулевого адреса ЗУ, тем самым уничтожая ранее записанную информацию.

Считывание информации из ЗУ БСОИ происходит в форме обратного воспроизведения, представляющего собой режим, при котором воспроизведение осуществляется с адреса последней записанной информации по кольцу. При реализации режима «ВОСПР» изменяется только последовательность передачи записанных в ЗУ кадров, структура ТМ кадра не меняется.

БФТК осуществляет прием и запись в ЗУ БСОИ массивов цифровой ТМИ. Логика информационного обмена БСОИ с БКУ по МКО, используемые форматы сообщений, объем и частота передаваемой и принимаемой информации, использование признаков ответного слова, порядок действий при нарушении обмена сообщениями, порядок отработки текста МКО согласовываются отдельным протоколом.

В составе каждого комплекта БСОИ имеется одно оконечное устройство, подключенное к МКО по двум линиям передачи информации (ЛПИ) (основная ЛПИ и резервная ЛПИ). Адрес ОУ БСОИ на МКО устанавливается с помощью кроссировочных соединителей. Такой порядок работы бортовой системы телеизмерений в обычном для нее режиме передачи ТМИ по узкополосному каналу связи.

Однако в некоторых случаях, в том числе при нештатных ситуациях и при ИТВ, требующих повышения показателей достоверности приема ТМИ, может быть по команде, поступающей от микроконтроллера 8, осуществлен переход на режим «широкополосной связи». В этом случае к формирователю 5 логического троичного кода с символами S₂(T₂), S₁(T₁) и S₀(T₀) подключают формирователь 6 кодов Баркера, в результате чего в сформированные импульсы ШИМ₃, поставленные в однозначное соответствие символам S₂(Т₂), S₁(T₁) и S₀(T₀) троичного кода, подставляют коды Баркера длины 7, 5 и 3, соответственно. В результате этого, скорость передачи информации будет уменьшена в 4 раза, но появится возможность использования корреляционного ее приема в наземных станциях или в специально созданных приставках к ним.

Технический эффект, получаемый в результате внедрения изобретения будет комплексным:

1) будут защищены внутренние магистрали обмена информацией от возможных искажений и помех;

2) будет наиболее простым способом решена метрологическая проблема неэффективного использования выделенной ограниченной разрядной сетки представления данных и сообщений и «зашкаливания» значений измеряемых параметров, благодаря чему будет существенно повышены показатели достоверности получаемой информации;

3) появится возможность использования второго этапа экономного помехоустойчивого кодирования троичным кодом с символами S₂(T₂), S₁(T₁) и S₀(T₀) для повышения эффективности модуляции несущей частоты на основе одновременно формируемой двумерной импульсной модуляции АИМ₃ и ШИМ₃, а также для перехода в случае необходимости к передаче информации в режиме широкополосной связи.

В результате выполненной разработки предлагаемый способ может быть описан следующей формулой изобретения.

1. Способ передачи информации, заключающийся в сборе сигналов от источников сообщений, синхронизации их по времени, формировании уплотненного сигнала из собранных синхронизированных сообщений, представленных N-разрядным двоичным кодом, и выполнении над ними следующих операций формирования и передачи информации: сокращения избыточности данных и сообщений, перемежения бит и помехоустойчивого кодирования с введением избыточных проверочных символов двоичного кода, первичной модуляции, используемой для преобразования символов двоичного кода в импульсный двоичный код, имеющий два состояния, условно обозначаемый как «низкий» и «высокий» уровень, соответствующий символам «0» и «1» исходного двоичного кода, вторичной модуляции на основе изменения состояния несущей частоты радиосигнала по закону изменения амплитуд и фронтов импульсов, полученных при первичной модуляции, отличающийся тем, что формируют экономные сигнально-кодовые конструкции, предназначенные для повышения эффективности телекоммуникационных систем и ориентированные на следующие этапы и информационные сечения тракта формирования передаваемых сигналов, отражающих в определенной форме последовательность преобразования и представления передаваемой информации: первый этап, связанный с дискретным представлением исходных, в общем случае, аналоговых сигналов передаваемой информации позиционным двоичным кодом с символами «0» и «1», при котором оцифрованные значения исходных сообщений сначала представляют их образами-остатками или эквивалентными структурно-алгоритмическими преобразованиями (САП), условно обозначаемыми, как (САП-1), результаты САП первого этапа (САП-1), затем, при необходимости, подвергают следующим последовательно выполняемым преобразованиям: перемежению бит и помехоустойчивому кодированию с введением избыточных, проверочных символов, после чего переходят ко второму этапу САП, условно обозначаемому, как (САП-2), заключающемуся в перекодировании последовательности символов двоичного кода «0» и «1» в новую последовательность сигнально-кодовой конструкции (СиКК), относящуюся к первичной модуляции и формированию сигнальной импульсной последовательности передаваемой информации, которая представлена с использованием сжатого помехоустойчивого логического троичного кода S₀, S₁ и S₂, с дублирующими соответствующими символами Т₀, T₁ и Т₂ {S₀(T₀), S₁(T₁) и S₂(Т₂)}, а им поставлены в соответствие следующие структурно-кодовые конструкции (СтКК), составленные из символов «0» и «1» перекодируемого двоичного кода: S₀(T₀)↔<00,11>₂; S₁(T₁)↔<10,001>2 и S₂(T₂)↔<101>₂, где в ломаных скобках < >₂ представлены кодовые конструкции символов исходного двоичного кода «0» и «1», приведенные в соответствие с символами логического троичного кода с преобразованием при первичной модуляции символов троичного кода S₀, S₁ и S₂ в амплитудно-импульсную модуляцию (АИМ) с основанием 3: (АИМ₃), а дублирующих их символов троичного кода Т₀↔<00,11>₂; T₁=1,5Т₀↔<10,001>₂ и Т₂=2Т₀↔<101>₂, где Т₀=τ₀ - длительность символов «0» и «1» исходного двоичного кода, - в широтно-импульсную модуляцию (ШИМ₃) с тремя заранее определенными длительностями Т₀, T₁ и Т₂, которые при вторичной модуляции сигнала на уровне несущей радиочастоты с частотой (f_н) преобразуют первичную амплитудно-импульсную модуляцию АИМ₃ - во вторичную амплитудную (AM) и частотную (ЧМ) виды модуляции несущей радиочастоты (f_н), а второй дублирующий АИМ₃ вид импульсной модуляции - широтно-импульсную модуляцию ШИМ₃ - в фазовую (ФМ) модуляцию несущей радиочастоты (f_н), при этом в случае необходимости использования следующего этапа вторичной модуляции - квадратурной модуляции несущей радиочастоты (f_н) используют соответствующие аналоги квадратичной амплитудной модуляции (КАМ, QAM - в английской интерпретации) и квадратурной фазовой модуляции (КФМ, QPSK - в английской интерпретации).

2. Способ по п. 1, отличающийся тем, что на этапе вторичной модуляции, когда первичную импульсную модуляцию в виде АИМ₃ на основе символов S₀, S₁ и S₂ и в виде ШИМ₃ с использованием символов Т₀, T₁ и Т₂, дублирующих символы S₀, S₁ и S₂, переносят на модуляцию несущей частоты (f_н) передаваемого радиосигнала, при этом амплитудно-импульсную модуляцию АИМ₃ сформированного видеосигнала преобразуют, одновременно в частотную модуляцию (ЧМ) сигнала с тремя фиксированными значениями частоты передаваемого сигнала «f₂=f_н-Δf_д», «f₁=f_н+Δf_д» и «f₀=f_н», где f_н - значение несущей частоты сигнала, Δf_д - значение девиации частоты и в амплитудную модуляцию (AM) несущей частоты, при которой амплитуда несущей радиосигнала, промодулированная по частоте, также приобретает три устойчивых состояния А₀, A₁ и А₂, поставленных в однозначное соответствие с символами S₀(T₀), S₁(T₁) и S₂(T₂) троичного кода, а вторую составляющую сформированного видеосигнала, используют для фазовой модуляции (ФМ) передаваемого сигнала путем, например, изменения фазы на 180° на границах временных интервалов, соответствующих троичным символам «Т₀», «T₁» и «Т₂», при этом сформированные на основе «Т₀», «T₁» и «Т₂» импульсы ШИМ₃ в режиме широкополосной связи заполняют кодами Баркера с двоичными символами «1» и «0» длины 3, 5 и 7.

3. Способ по п. 1, заключающийся в том, что при выборе на основе принятой команды управления широкополосного режима передачи информации, необходимого для повышения помехоустойчивости и скрытности ее передачи, осуществляют переход от узкополосной к широкополосной связи, для чего сформированные импульсные сигналы ШИМ₃ не используют для непосредственной модуляции несущей частоты радиосигнала, а предварительно заполняют двоичными кодами Баркера с числом N_i двоичных символов «1» и «0», равным 3, 5 и 7 (N₀=3, N₁=5 и N₂=7) и длительностями, которые в 4 раза меньше соответствующих значений исходного двоичного кода Т₀, поставленных в однозначное соответствие с появлением в сформированном сигнале символов троичного кода S₀(T₀), S₁(T₁) и S₂(T₂), в первом варианте использования кодов Баркера при организации широкополосной связи кодовые конструкции кодов Баркера с N₀=3 и с N₂=7 представлены прямым кодом <110>₂ и <1110010>₂, соответственно, а кодовая конструкция кода Баркера с N₁=5 в инверсном виде: <00010>₂, при этом для заполнения последнего временного интервала в импульсах ШИМ₃, равного Т₀/4 используют символ «1» двоичного кода, в результате чего передаче по широкополосному каналу связи подлежат кодовые конструкции Баркера, дополненные символом «1» двоичного кода :<1101>₂, <000101>₂ и <11100101>₂, соответствующие длительностям сформированных импульсов ШИМ₃ - Т₀, T₁ и Т₂, в результате этого при приеме информации без корреляционной обработки границы импульсов ШИМ₃ - Т₀, T₁ и Т₂ определяют на основе выделения кодовой группы <101>₂ в принятой кодой последовательности бит, а во втором варианте использования кодов Баркера при организации широкополосной связи кодовые конструкции кодов Баркера c N₀=3 и c N₂=7 представлены в инверсном виде <001>₂ и <0001101>₂, соответственно, а кодовая конструкция кода Баркера с N₁=5 в прямом коде: <11101>₂, при этом для заполнения последнего временного интервала в импульсах ШИМ₃, равного Т₀/4 используют символ «0» двоичного кода, в результате чего передаче по широкополосному каналу связи подлежат кодовые конструкции Баркера, дополненные символом «0» двоичного кода: <0010>₂, <111010>₂ и <00011010>₂, соответствующие длительностям сформированных импульсов ШИМ₃ - Т₀, Т₁ и Т₂, в результате этого при приеме информации без корреляционной обработки границы импульсов ШИМ₃ - Т₀, T₁ и Т₂ определяют на основе выделения кодовой группы <010>₂ в принятой кодой последовательности бит.

4 Способ по п. 1, заключающийся в том, что при приеме информации в режиме широкополосной связи, из принятой кодовой последовательности передаваемой информации с элементарными кодовыми конструкциями, представленными кодами Баркера с N₀=3, N₁=5 и N₂=7, соответствующими символам троичного кода S₀(T₀), S₁(T₁) и S₂(T₂), выделяют кодовые комбинации «101» или «010» в зависимости от выбранного на передающей стороне варианта заполнения импульсных последовательностей ШИМ₃ комбинациями кодов Баркера, представленных в прямом и инверсном виде, удаляют в каждой из них последний двоичный символ, а оставшиеся кодовые группы подвергают корреляционной обработке, в результате чего повышают в принятой информации отношение сигнал/шум, устраняют или уменьшают влияние многолучевости при ее приеме и последствий воздействия на приемное устройство средств радиоэлектронного противодействия.

5. Способ по п. 1, отличающийся тем, что система для его реализации содержит блок формирования телеметрического кадра (БФТК), оперативное запоминающее устройство (ОЗУ), микроконтроллер, блок связи с бортовой аппаратурой (БА) измерений и передачи информации, формирователь логического троичного кода с символами S₂(T₂), S₁(T₁) и S₀(T₀), формирователь кодов Баркера, диспетчер постоянного запоминающего устройства (ПЗУ) блока формирования телеметрического кадра, диспетчер ПЗУ микроконтроллера, первая и вторая оперативная память ПЗУ, первая и вторая постоянная память ПЗУ, системная шина блока обработки информации (БСОИ), системная шина магистрали командного обмена (МКО), блок бортового времени (ББВ), включающий в себя датчик времени (ДВ) и высокостабильный генератор частот (ВСГЧ), оконечное устройство (ОУ) магистрального командного обмена (МКО), генератор частот ОУ МКО, долговременное запоминающее устройство (ДЗУ), а также следующие входы/выходы: вход сигнала «Внешняя секундная метка» ГНСС ГЛОНАСС/GPS, вход «Начальная установка времени», выход к радиопередающему устройству (РПДУ), шина обмена информацией с модулем сбора информации (МСИ), шина обмена информацией с другой бортовой аппаратурой (БА) измерений и передачи информации космического аппарата (КА), при этом выход блока формирования телеметрического кадра подключен к радиопередающему устройству (РПДУ), а его первая, вторая и третья системные шины подключены для двустороннего обмена, соответственно, к системной шине блока обработки информации (БОИ), к модулю сбора информации (МСИ) и к формирователю логического троичного кода с символами S₂(T₂), S₁(T₁) и S₀(T₀), вторая и третья системные шины которого подключены для двустороннего обмена, соответственно, к первой системной шине формирователя кодов Баркера и к диспетчеру ПЗУ формирователя кадра, второй и третий входы которого подключены для обмена информацией с выходом первой оперативной памяти (ОП) ПЗУ и с выходом первого электрически программируемого постоянного (ЭПП) ПЗУ, соответственно, формирователь кодов Баркера по второй системной шине соединен с первым входом диспетчеры ПЗУ микроконтроллера, второй и третий входы которого подключены для обмена информацией с выходом второй оперативной памяти (ОП) ПЗУ и с выходом второго электрически программируемого постоянного (ЭПП) ПЗУ, соответственно, а вторая системная шина диспетчера ПЗУ микроконтроллера через микроконтроллер подключена ко второй системной шине БОИ, третья системная шина которого подключена к оперативному ЗУ, а четвертая, пятая, шестая и седьмая системные шины подсоединены, соответственно, к долговременному ЗУ, к оконечному устройству магистрали командного обмена (МКО), к датчику времени и к блоку связи с БА, который соединен системной шиной с другой БА измерений и передачи информации КА, при этом первые два входа используются для синхронизации датчика времени сигналами, получаемыми от глобальной навигационной спутниковой системы (ГНСС) ГЛОНАСС/GPS в виде «внешней секундной метки», а третий - для обнуления счетчика, четвертый подключен к выходу первого местного высокостабильного генератора частоты, вторая шина оконечного устройства (ОУ) магистрального командного обмена (МКО) подключена к системной шине магистрального командного обмена (МКО), а его вход соединен с выходом второго генератора частоты.

В части обратных САП, выполняемых на приемной стороне, наиболее близким к предлагаемому способу является патент RU 2475861 ([1]), суть которого состоит в том, что «…при приеме информации одновременно выделяют сигналы первой и второй несущей частоты, каждая из которых промодулирована по фазе цифровым групповым сигналом, формируют копии первой и второй несущих частот местными генераторами, подстраиваемыми под принимаемые сигналы несущих на основе формируемых соответствующих сигналов рассогласования, заполняют перерывы, связанные с передачей в это время другой несущей частоты, добавлением сигналов несущих частот местных генераторов соответствующей частоты до образования непрерывных во времени первой и второй частот передачи информации, подвергают их одновременной фазовой демодуляции, в результате чего формируют прямую и инверсную копии видеосигналов с логикой двоичного кодирования, принятой для передачи информации, производят контроль целостности и достоверности переданных сообщений на основе сложения сформированной прямой и инверсной копий видеосигналов с логическими уровнями двоичного кода, принятыми для передачи информации…».

Потребности существующей практики передачи информации с учетом новых экономических условий требуют, чтобы, с одной стороны, все новые информационные технологии быстро внедрялись, чему зачастую мешают реализованные в существующей практике базовые технические решения, и в то же время сама модернизация существующих систем и комплексов должна быть минимальной по затратам. В условиях подобных противоречий особую значимость приобретают те технические решения, которые предполагают внесение минимума коррекций на аппаратурном уровне в уже существующие системы и телеметрические комплексы. Как правило, традиционные способы не могут быть использованы для разрешения подобных противоречий, поэтому особая актуальность ощущается в поиске различных нетрадиционных резервов. Их основу составляет установление новых соотношений, как логических, так и аналитических, в том числе и между новыми видами модуляции, которые появляются при переходе от двоичного кода к более экономному логическому троичному коду, составляющему основу изобретения-прототипа ([2]).

В результате представленное изобретение может быть охарактеризовано следующими сущностными характеристиками:

а) оно формирует принципиально новые условия для повышения эффективности систем передачи информации на основе перехода от традиционного позиционного двоичного кодирования к более экономичному троичному коду;

б) в результате его использования появляется возможность объединения в единую обоснованную непротиворечивую систему повышения помехозащищенности, структурной скрытности и обеспечения защиты информации на основе распределенных САП-i, которые получают в результате при объединении различных видов помехоустойчивого кодирования и модуляции сигналов.

Использованные источники информации

1. Способ передачи информации и устройство для его осуществления, патент RU №2475861 С1, опубл. 25.04.2013 г.

2. Способ передачи информации и система для его осуществления, патент RU №2581774 С2, опубл. 20.04.16 г.

3. Феер К. Беспроводная цифровая связь. Методы модуляции и расширения спектра (Wireless Digital Communications: Modulation and Spread Spectrum Applications). - M.: Радио и связь, 2000. - 552 с. - ISBN 5-256-01444-7.

4. Способ передачи информации и система для его осуществления, патент RU №2586605 С2, опубл. 10.06.16 г.

5. Способ передачи информации и устройство для его осуществления, патент RU №2480840 С1, опубл. 25.04.2013 г.

6. Шумоподобные сигналы в системах передачи информации / Под ред. В.Б. Пестрякова. - М.; Сов. радио, 1973. - 424 с.

7. Блейхут Р. Теория и практика кодов, контролирующих ошибки. - М.: Мир, 1986. - 576 с.

8. Способ передачи информации и устройство для его осуществления, патент RU №2609747, опубл. 2.02.17 г.

9. Семенов A.M., Сикарев А.А. Широкополосная связь. М.: Воениздат.1970 - 280 с.

10. Торгашев В.А. Система остаточных классов и надежность ЦВМ. М.: Сов. Радио, 1973. 120 с.

11. Акушский И.Я., Юдицкий Д.И. Машинная арифметика в остаточных классах. М.: Сов. Радио, 1968. 140 с.

12. Кукушкин С.С. Теория конечных полей и информатика: В 2 т. - т. 1: Методы и алгоритмы, классические и нетрадиционные, основанные на использовании конструктивной теоремы об остатках. - М.: МО РФ, 2003. - 284 с.

13. Способ первичной обработки информации с обнаружением и исправлением ошибок передачи, патент RU №2658795, опубл. 22.06.2018 г.

14. Способ первичной обработки информации с использованием адаптивной нелинейной фильтрации, патент RU №2672392, опубл. 14.11.2018 г.

15. Кукушкин С.С., Кузнецов В.И., Ногинов Д.В., Оберемко А.Г. Диплом за II место конкурса «Прорыв в будущее в номинации «Лучший инновационный проект в интересах Вооруженных сил Российской Федерации» под названием: «Создание современных высокопроизводительных аппаратных средств передачи информации с обеспечением ее комплексной защиты от помех, несанкционированного доступа, иностранных технических разведок и информационно-технических воздействий», Международный военно-технический форум «Армия - 2018».

1. Способ передачи информации, заключающийся в сборе сигналов от источников сообщений, синхронизации их по времени, формировании уплотненного сигнала из собранных синхронизированных сообщений, представленных N-разрядным двоичным кодом, и выполнении над ними следующих операций формирования и передачи информации: сокращения избыточности данных и сообщений, перемежения бит и помехоустойчивого кодирования с введением избыточных проверочных символов двоичного кода, первичной модуляции, используемой для преобразования символов двоичного кода в импульсный двоичный код, имеющий два состояния, условно обозначаемый как «низкий» и «высокий» уровень, соответствующий символам «0» и «1» исходного двоичного кода, вторичной модуляции на основе изменения состояния несущей частоты радиосигнала по закону изменения амплитуд и фронтов импульсов, полученных при первичной модуляции, отличающийся тем, что формируют экономные сигнально-кодовые конструкции, предназначенные для повышения эффективности телекоммуникационных систем и ориентированные на следующие этапы и информационные сечения тракта формирования передаваемых сигналов, отражающих в определенной форме последовательность преобразования и представления передаваемой информации: первый этап, связанный с дискретным представлением исходных, в общем случае, аналоговых сигналов передаваемой информации позиционным двоичным кодом с символами «0» и «1», при котором оцифрованные значения исходных сообщений сначала представляют их образами-остатками или эквивалентными структурно-алгоритмическими преобразованиями (САП), условно обозначаемыми как (САП-1), результаты САП первого этапа (САП-1) затем при необходимости подвергают следующим последовательно выполняемым преобразованиям: перемежению бит и помехоустойчивому кодированию с введением избыточных проверочных символов, после чего переходят ко второму этапу САП, условно обозначаемому как (САП-2), заключающемуся в перекодировании последовательности символов двоичного кода «0» и «1» в новую последовательность сигнально-кодовой конструкции (СиКК), относящуюся к первичной модуляции и формированию сигнальной импульсной последовательности передаваемой информации, которая представлена с использованием сжатого помехоустойчивого логического троичного кода S₀, S₁ и S₂, с дублирующими соответствующими символами Т₀, T₁ и Т₂ {S₀(T₀), S₁(T₁) и S₂(T₂)}, а им поставлены в соответствие следующие структурно-кодовые конструкции (СтКК), составленные из символов «0» и «1» перекодируемого двоичного кода: S₀(T₀)↔<00,11>₂; S₁(T₁)↔<10,001>₂ и S₂(T₂)↔<101>₂, где в ломаных скобках < >₂ представлены кодовые конструкции символов исходного двоичного кода «0» и «1», приведенные в соответствие с символами логического троичного кода с преобразованием при первичной модуляции символов троичного кода S₀, S₁ и S₂ в амплитудно-импульсную модуляцию (АИМ) с основанием 3: (АИМ₃), а дублирующих их символов троичного кода Т₀↔<00,11>₂; T₁=1,5Т₀↔<10,001>₂ и Т₂=2Т₀↔<101>₂, где Т₀=τ₀ - длительность символов «0» и «1» исходного двоичного кода, - в широтно-импульсную модуляцию (ШИМ₃) с тремя заранее определенными длительностями Т₀, T_{1 и} Т₂, которые при вторичной модуляции сигнала на уровне несущей радиочастоты с частотой (f_н) преобразуют первичную амплитудно-импульсную модуляцию АИМ₃ во вторичную амплитудную (AM) и частотную (ЧМ) виды модуляции несущей радиочастоты (f_н), а второй дублирующий АИМ₃ вид импульсной модуляции - широтно-импульсную модуляцию ШИМ₃ - в фазовую (ФМ) модуляцию несущей радиочастоты (f_н), при этом в случае необходимости использования следующего этапа вторичной модуляции - квадратурной модуляции несущей радиочастоты (f_н) - используют соответствующие аналоги квадратичной амплитудной модуляции (КАМ, QAM - в английской интерпретации) и квадратурной фазовой модуляции (КФМ, QPSK - в английской интерпретации).

2. Способ по п. 1, отличающийся тем, что на этапе вторичной модуляции, когда первичную импульсную модуляцию в виде АИМ₃ на основе символов S₀, S₁ и S₂ и в виде ШИМ₃ с использованием символов Т₀, T₁ и Т₂, дублирующих символы S₀, S₁ и S₂, переносят на модуляцию несущей частоты (f_н) передаваемого радиосигнала, при этом амплитудно-импульсную модуляцию АИМ₃ сформированного видеосигнала преобразуют одновременно в частотную модуляцию (ЧМ) сигнала с тремя фиксированными значениями частоты передаваемого сигнала «f₂=f_н-Δf_д», «f₁=f_н+Δf_д» и «f₀=f_н», где f_н - значение несущей частоты сигнала, Δf_д - значение девиации частоты и в амплитудную модуляцию (AM) несущей частоты, при которой амплитуда несущей радиосигнала, промодулированная по частоте, также приобретает три устойчивых состояния А₀, A₁ и А₂, поставленных в однозначное соответствие с символами S₀(T₀), S₁(T₁) и S₂(T₂) троичного кода, а вторую составляющую сформированного видеосигнала используют для фазовой модуляции (ФМ) передаваемого сигнала путем, например, изменения фазы на 180° на границах временных интервалов, соответствующих троичным символам «Т₀», «T₁» и «Т₂».

3. Система передачи информации для осуществления способа по п. 1, отличающаяся тем, что содержит блок формирования телеметрического кадра (БФТК), оперативное запоминающее устройство (ОЗУ), микроконтроллер, блок связи с бортовой аппаратурой измерений и передачи информации, формирователь логического троичного кода с символами S₂(T₂), S₁(T₁) и S₀(T₀), формирователь кодов Баркера, диспетчер постоянного запоминающего устройства (ПЗУ) блока формирования телеметрического кадра, диспетчер ПЗУ микроконтроллера, первую и вторую оперативную память ПЗУ, первую и вторую постоянную память ПЗУ, системную шину блока обработки информации (БСОИ), системную шину магистрали командного обмена (МКО), блок бортового времени (ББВ), включающий в себя датчик времени (ДВ) и высокостабильный генератор частот (ВСГЧ), оконечное устройство (ОУ) магистрального командного обмена (МКО), генератор частот ОУ МКО, долговременное запоминающее устройство (ДЗУ), а также следующие входы/выходы: вход сигнала «Внешняя секундная метка» ГНСС ГЛОНАСС/GPS, вход «Начальная установка времени», выход к радиопередающему устройству (РПДУ), шина обмена информацией с модулем сбора информации (МСИ), шина обмена информацией с другой бортовой аппаратурой (БА) космического аппарата (КА), при этом выход блока формирования телеметрического кадра подключен к радиопередающему устройству (РПДУ), а его первая, вторая и третья системные шины подключены для двустороннего обмена соответственно к системной шине блока обработки информации (БОИ), к модулю сбора информации (МСИ) и к формирователю логического троичного кода с символами S₂(Т₂), S₁(T₁) и S₀(T₀), вторая и третья системные шины которого подключены для двустороннего обмена соответственно к первой системной шине формирователя кодов Баркера и к диспетчеру ПЗУ формирователя кадра, второй и третий входы которого подключены для обмена информацией с выходом первой оперативной памяти (ОП) ПЗУ и с выходом первого электрически программируемого постоянного (ЭПП) ПЗУ соответственно, формирователь кодов Баркера по второй системной шине соединен с первым входом диспетчеры ПЗУ микроконтроллера, второй и третий входы которого подключены для обмена информацией с выходом второй оперативной памяти (ОП) ПЗУ и с выходом второго электрически программируемого постоянного (ЭПП) ПЗУ соответственно, а вторая системная шина диспетчера ПЗУ микроконтроллера через микроконтроллер подключена ко второй системной шине БОИ, третья системная шина которого подключена к оперативному ЗУ, а четвертая, пятая, шестая и седьмая системные шины подсоединены соответственно к долговременному ЗУ, к оконечному устройству магистрали командного обмена (МКО), к датчику времени и к блоку связи с БА, который соединен системной шиной с другой бортовой аппаратурой (БА) измерений и передачи информации КА, при этом первые два входа используются для синхронизации датчика времени сигналами, получаемыми от глобальной навигационной спутниковой системы (ГНСС) ГЛОНАСС/GPS в виде «внешней секундной метки», а третий - для обнуления счетчика, четвертый подключен к выходу первого местного высокостабильного генератора частоты, вторая шина оконечного устройства (ОУ) магистрального командного обмена (МКО) подключена к системной шине магистрального командного обмена (МКО), а его вход соединен с выходом второго генератора частоты.