Цифроаналоговый преобразователь в системе остаточных классов

Изобретение относится к области автоматики, информационно-измерительной и вычислительной техники и может быть использовано для преобразования модулярного кода в аналоговый электрический сигнал. Технический результат заключается в повышении точности преобразования. Сущность изобретения заключается в формировании на выходе аналогового эквивалента входной цифровой величины согласно функциональной зависимости: f(ϕ)=[1+sin(ϕ)-cos(ϕ)]/2. Дополнительным эффектом является повышение функциональных возможностей, выражающихся в применении всего объема чисел Р заданной системы остаточных классов. 2 ил., 3 табл.

 

Изобретение относится к области автоматики, информационно-измерительной и вычислительной техники, и может быть использовано для преобразования модулярного кода в аналоговый электрический сигнал.

Известно устройство (пат. 2253943 С1 Российская Федерация, МПК Н03М 1/66 (2006.01). заявл. 22.12.2003; опубл. 10.06.2005.), содержащее информационные входы, устройства отображения, генератор гармонического колебания, фазовращатель на угол π/2, управляемые фазовращатели, аналоговый перемножитель, интегратор, выход. Недостаток - низкая точность.

Известно устройство (пат. 2289881 С1 Российская Федерация, МПК Н03М 1/66 (2006.01). заявл. 19.07.2005; опубл. 20.12.2006.), содержащее информационные входы, генератор гармонического колебания, управляемые фазовращатели, фазовращатель на угол π/2, аттенюатор, балансный фазовый детектор, выход. Недостаток - низкая точность.

Наиболее близким к заявляемому является изобретение (пат. 2290754 Российская Федерация, МПК Н03М 1/66 (2006.01). заявл. 11.07.2005; опубл. 27.12.2006.), содержащее информационные входы, генератор гармонического колебания, управляемые фазовращатели, фазовращатель на угол π/2, аттенюатор, балансный фазовый детектор, выход. Недостаток - низкая точность, определенная подходом к формированию результирующего аналогового сигнала, дающим в пределах -Р/4<А<Р/4 отклонение до 10% от необходимого значения.

Техническая задача, на решение которой направлено заявляемое устройство, состоит в реализации иного способа формирования выходного аналогового эквивалента входной цифровой величины, представленной в системе остаточных классов.

Технический результат выражается в повышении точности преобразования.

Технический результат достигается тем, что в цифроаналоговый преобразователь в системе остаточных классов, содержащий n информационных входов устройства, где n - количество оснований системы остаточных классов, n управляемых фазовращателей, генератор гармонического колебания, первый фазовращатель на угол л/2, выход устройства, введены вход ранга числа, n+1 управляемых фазовращателей на угол кратный π/2, второй фазовращатель на угол π/2, первый и второй аналоговые перемножители, первый и второй фильтры низких частот, вход постоянного сигнала, сумматор сигналов, при этом выход генератора гармонического колебания соединен с вторым входом первого управляемого фазовращателя и входом первого фазовращателя на угол π/2, выход которого соединен с вторым входом первого управляемого фазовращателя на угол кратный π/2, при этом информационные входы устройства соединены с первыми входами соответствующих управляемых фазовращателей на угол кратный π/2 и соответствующих управляемых фазовращателей, при этом вход ранга числа соединен с первым входом n+1-го управляемого фазовращателя на угол кратный π/2, при этом выход j-го управляемого фазовращателя на угол кратный π/2 соединен с вторым входом j+1-го управляемого фазовращателя на угол кратный π/2, при этом выход n+1-го управляемого фазовращателя на угол кратный π/2 соединен с первым входом первого аналогового перемножителя и через второй фазовращатель на угол π/2 с первым входом второго аналогового перемножителя, выход которого соединен с входом второго фильтра низких частот, выход которого соединен с третьим входом сумматора сигналов, при этом выход i-го управляемого фазовращателя соединен с вторым входом i+1-го управляемого фазовращателя, при этом выход n-го управляемого фазовращателя соединен с вторыми входами первого и второго аналогового прермножителя, при этом выход первого аналогового перемножителя через первый фильтр низких частот соединен с вторым входом сумматора сигналов, при этом вход постоянного сигнала объединен с первым входом сумматора сигналов, выход которого соединен с выходом устройства.

На фиг. 1 представлена структурная схема цифроаналогового преобразователя в системе остаточных классов.

На фиг. 2 приведены две функциональные зависимости для значений угла в первой координатной четверти.

В табл. 1 представлены результаты расчета чисел T1_j(γ_j).

В табл. 2 представлены результаты расчета чисел Т2(r_A).

В табл. 3 представлены результаты расчета чисел T3_j(γ_j).

Сущность изобретения заключается в формировании на выходе аналогового эквивалента входной цифровой величины согласно функциональной зависимости (фиг. 2):

где ϕ - угол, изменяющийся в пределах от 0 до π/2, что дает максимальное отклонение от идеальной линейной характеристики около 2,1%, и это в разы лучше, чем у прототипа. Формирование ϕ осуществляется через низкочастотную фильтрацию результата перемножения тональных гармоник с аргументами α=ωt+ϕ_α и β=ωt+ϕ_β:

Соответственно sin(ϕ) и -cos(ϕ), с учетом (2), возможно получить из выражений:

Теперь рассмотрим процесс формирования аргумента ϕ через ϕ_α и ϕ_β. Пусть дана система остаточных классов (СОК) с нечетными взаимно простыми основаниями p₁, .. p_n и диапазоном в которой значения вычетов числа А=(γ₁, .. γ_n) подаются на входы реализуемого устройства. В качестве одного из способов выполнения (1) для угла ϕ в пределах от 0 до π/2 предлагается сместить значение А в первую четверть объема чисел за счет расширения диапазона в четыре раза что достигается вводом дополнительного основания p_n+1=4. Таким образом, необходимо решить задачу о нахождении вычета γ_n+1, и дальнейшем преобразовании числа А=(γ₁, .. γ_n, γ_n+1) в фазу гармонического сигнала, пропорционально позиционному представлению. Поскольку А определенно располагается в первой четверти диапазона Р⁽²⁾, то вычет γ_n+1 может быть найден как остаток по модулю p_n+1 из позиционного представления, полученного на основе исходной СОК по основаниям p₁, .. p_n:

где - вес ортогонального базиса в исходной СОК, полученный из решения сравнения r_A - ранг числа А в исходной СОК по основаниям p₁, .. p_n.

Аргумент ϕ с учетом периодичности функции синус определяется выражением:

где - вес ортогонального базиса, полученный из решения сравнения Перепишем (6) в согласии с (2) в виде ϕ_α и ϕ_β с учетом выражения (5) и того факта, что фазовращатели формируют отрицательный набег фазы:

Перепишем (7), заменив для наглядности части выражения, вычисляемые табличным способом в самих фазовращателях (патент РФ №2253943, фиг. 2), на T1_j(γ_j),T2(r_A) и T3_j(Y_j):

Таким образом реализуется аргумент ϕ и на его основе - выражение (1).

Следует заметить, что разветвление сигнальных линий СВЧ на фиг. 1 должно сопровождаться наличием делителя мощности и усилителей для увеличения амплитуды гармоник до единичного значения, но для упрощения схемы данные элементы опущены.

Дополнительным эффектом является повышение функциональных возможностей, выражающихся в применении всего объема чисел Р заданной СОК, в отличие от прототипа, где оговаривается лишь диапазон -Р/4<А<Р/4.

Показанный на фиг. 1 цифроаналоговый преобразователь в системе остаточных классов содержит информационные входы устройства 1.1-1.n, вход ранга числа 2, первый и второй фазовращатели на угол π/2 3, генератор гармонического колебания 4, управляемые фазовращатели на угол кратный π/2 5.1-5.n+1, управляемые фазовращатели 6.1-6.n, первый и второй аналоговые перемножители 7, вход постоянного сигнала 8, первый и второй фильтры низких частот 9, сумматор сигналов 10, выход устройства 11.

Выход генератора гармонического колебания 4 соединен с вторым входом первого управляемого фазовращателя 6.1 и входом первого фазовращателя на угол π/2 3, выход которого соединен с вторым входом управляемого фазовращателя на угол кратный π/2 5.1, при этом информационные входы устройства 1.1-1.n соединены с первыми входами соответствующих управляемых фазовращателей на угол кратный π/2 5.1-5.n и соответствующих управляемых фазовращателей 6.1-6.n, при этом вход ранга числа соединен с первым входом управляемого фазовращателя на угол кратный π/2 5.n+1, при этом выход управляемого фазовращателя на угол кратный π/2 5.j соединен с вторым входом управляемого фазовращателя на угол кратный π/2 5.j+1, при этом выход управляемого фазовращателя на угол кратный π/2 5.n+1 соединен с первым входом первого аналогового перемножителя 7 и через второй фазовращатель на угол π/2 3 с первым входом второго аналогового перемножителя 7, выход которого соединен с входом второго фильтра низких частот 9, выход которого соединен с третьим входом сумматора сигналов 10, при этом выход управляемого фазовращателя 6.i соединен с вторым входом управляемого фазовращателя 6.i+1, при этом выход управляемого фазовращателя 6.n соединен с вторыми входами первого и второго аналогового прермножителя 7, при этом выход первого аналогового перемножителя 7 через первый фильтр низких частот 9 соединен с вторым входом сумматора сигналов 10, при этом вход постоянного сигнала 8 объединен с первым входом сумматора сигналов 10, выход которого соединен с выходом устройства 11.

Работа устройства осуществляется следующим образом. Пусть дана система остаточных классов (СОК) с нечетными взаимно простыми основаниями p₁, .. p_n, в которой значения вычетов числа А=(γ₁, .. γ_n) подаются на входы устройства 1.1-1.n, а на вход 2 - значение ранга числа А: r_A. Поскольку для исходной и расширенной СОК определены значения и то согласно (7) и (8) можно рассчитать табличные числа T1_j(γ_j), Т₂(r_A) и T3_j(γ_j) в зависимости от известных вычетов и ранга. Управляемые фазовращатели 5 и 6 осуществляют формирование суммарного набега фазы гармонического сигнала от генератора 4 (фиг. 1), что аналогично вычислению ϕ_α и ϕ_β (8). Далее на блоках 7 происходит перемножение сигналов так, что на первый из них гармоника приходит с дополнительной задержкой -π/2, а на второй -π, после чего осуществляется низкочастотная фильтрация на 9 (выражения (3) и (4)).

Тогда, после низкочастотной фильтрации на блоках 9 и сложения на 10 с постоянной со входа 8 величиной сигнала (тока или напряжения) размером с половину от амплитуды подаваемых на перемножители 7 гармоник, реализуется выражения (1).

Пример.

Пусть дана система остаточных классов (СОК) по трем (n=3) нечетным взаимно простым основаниям 3, 5 и 7, в которой значения вычетов числа А, например 37=(1,2,2), подаются на входы устройства 1.1-1.3, а на вход 2 - значение ранга числа А: r_A=1. Поскольку для исходной и расширенной СОК определены значения то согласно (7) и (8) можно рассчитать табличные числа T1_j(γ_j), Т2(r_A) и T3_j(γ_j) (табл. 1-3) в зависимости от вычетов и ранга: T1₁(1)=2, T1₂(2)=2, T1₃(2)=2, T2(1)=1, T3_j(1)=2, Т3₂(2)=3, Т3₃(2)=4. Управляемые фазовращатели 5 и 6 осуществляют формирование суммарного набега фазы гармонического сигнала от генератора 4 (фиг. 1), что математически соответствует вычислению ϕ_α и ϕ_β из выражения (8):

Далее на блоках 7 происходит перемножение сигналов так, что на первый из них гармоника приходит с дополнительной задержкой -π/2, а на второй -π, и низкочастотная фильтрация на 9, что позволяет реализовать выражения (3) и (4):

Тогда, в результате сложения на 10 с постоянной с входа 8 величиной сигнала (тока или напряжения) размером с половину от амплитуды подаваемых на перемножители 7 гармоник, реализуется выражение (1):

f(ϕ)=[1+0.52568-0.85068]/2=0.3375.

Для оценки точности преобразования сравним результат с идеальной величиной, полученной как деление числа А=37 на объем СОК Р⁽¹⁾=105:37/105=0.3524. Расхождение составляет 1.5%, что укладывается в заявленную точность.

Полученное устройство отражает принципы построения ЦАП на основе свойств системы остаточных классов. С точки зрения практического применения преобразователь реализует возможность вывода информации в аналоговой форме из цифровых модулярных вычислительных структур с максимально возможным быстродействием.

Цифроаналоговый преобразователь в системе остаточных классов, содержащий n информационных входов устройства, где n - количество оснований системы остаточных классов, n управляемых фазовращателей, генератор гармонического колебания, первый фазовращатель на угол π/2, выход устройства, отличающийся тем, что введены вход ранга числа, n+1 управляемых фазовращателей на угол кратный π/2, второй фазовращатель на угол π/2, первый и второй аналоговые перемножители, первый и второй фильтры низких частот, вход постоянного сигнала, сумматор сигналов, при этом выход генератора гармонического колебания соединен с вторым входом первого управляемого фазовращателя и входом первого фазовращателя на угол π/2, выход которого соединен с вторым входом первого управляемого фазовращателя на угол кратный π/2, при этом информационные входы устройства соединены с первыми входами соответствующих управляемых фазовращателей на угол кратный π/2 и соответствующих управляемых фазовращателей, при этом вход ранга числа соединен с первым входом n+1-го управляемого фазовращателя на угол кратный π/2, при этом выход j-го управляемого фазовращателя на угол кратный π/2 соединен с вторым входом j+1-го управляемого фазовращателя на угол кратный π/2, при этом выход n+1-го управляемого фазовращателя на угол кратный π/2 соединен с первым входом первого аналогового перемножителя и через второй фазовращатель на угол π/2 с первым входом второго аналогового перемножителя, выход которого соединен с входом второго фильтра низких частот, выход которого соединен с третьим входом сумматора сигналов, при этом выход i-го управляемого фазовращателя соединен с вторым входом i+1-го управляемого фазовращателя, при этом выход n-го управляемого фазовращателя соединен с вторыми входами первого и второго аналогового перемножителя, при этом выход первого аналогового перемножителя через первый фильтр низких частот соединен с вторым входом сумматора сигналов, при этом вход постоянного сигнала объединен с первым входом сумматора сигналов, выход которого соединен с выходом устройства.