Способ преобразования фазового сдвига в цифровой код
СПОСОБ ПРЕОБРАЗОВАНИЯ ФАЗОВОГО СДВИГА В ЦИФРОВОЙ КОД, основанный на компенсации измеряемого фазового сдвига исследуемых, сигналов путем временного сдвига циклически изменяющихся во времени дискретных значений кодов текущей фазы вспомогательных сигналов, а та1кже на считывании разности значений кодов текущих фаз вспомогательных сигналов, о т л и ч а ю щи и с я тем, что, с целью повьшения точности преобразования фазового сдвига при корреляционной обработке сигналов, осуществляют синхронное детектирование обоих сигналов с помощью двух опорных .сигналов в виде цифровых кодов, соответствующих мгновенным значениям напряжений гармонической формы, полученных при помощи преобразования дискретньк значений кодов текущей фазы вспомогательного сигнала при отношении. : Vгде TQ , Т - периоды исследуемого сигнала и дискретизации; (Л , целое число, определяющее номер высшей гармос ники спектра исследуемых сигналов, усредняют оба синхронно продетектированных сигнала на временном интервале , кратном периоду исследуемых сигналов, и этими усредненными сигналами управляют временными сдвигами дискретных значений кодов текущей vj фазы вспомогательных сигналов. СП :п
СОЮЗ СОВЕТСНИХ
СОЦИАЛИСТ ИЧЕСНИХ
РЕСПУБЛИК (29) (22) 2Р) G 01 R 25/08
ГОСУДАРСТВЕННЫЙ НОМИТЕТ СССР
ПО ДЕЛАМ ИЗОБРЕТЕНИЙ И ОТНРЫТИЙ
ОПИСАНИЕ ИЗОБРЕТЕНИЯ
К ABTOPGHOMV СВИДЕТЕЛЬСТВУ (21) 3444540/18-21 (22) 28.05.82 (46) 07.07.84. Бюл.. Ф 25 (72) Е.К. Батуревич ,(53) 621.317.77(088.8) (56) 1. Смирнов П.Т. Цифровые фазометры. "Энергия", 1974, с. 11-33 °
2. Авторское свидетельство СССР
N9 245914, кл. С 01 R 25/00, 1967.. (54)(57) СПОСОБ ПРЕОБРАЗОВАНИЯ ФАЗОВОГО СДВИГА В ЦИФРОВОЙ КОД, основанный на компенсации измеряемого фазового сдвига исследуемых сигналов путем временного сдвига циклически ! изменяющихся во времени дискретных значений кодов текущей фазы вспомогательных сигналов, а также на считывании разности значений кодов текущих фаз вспомогательных сигналов, отличающийся тем, что, с целью повышения точности преобраI зования фазового сдвига при корреляционной обработке сигналов, осуществляют синхронное детектирсвание обоих сигналов с помощью двух опорных .сигналов в виде цифровых кодов, соот- . ветствующих мгновенным значениям напряжений гармонической формы, полученных при помощи преобразования дискретных значений кодов текущей фазы вспомогательного сигнала при отношении, Tc — Ъ К4:2
ТА где Тс, ТА - периоды исследуемого сигнала и дискретизации; . — целое число, определяющее номер высшей гармоники спектра исследуемых сигналов, усредняют оба синхронно продетектированных сигнала на временном интервале, кратном периоду исследуемых сигналов, и этими усредненными сигналами управляют временными сдвигами дискретных значений кодов текущей фазы вспомогательных сигналов. 1101755
Изобретение относится к электроизмерительной технике и предназначено для преобразования фазового сдвига напряжений искаженной формы в цифровой код в условиях действия 5 шумовых помех, Известен способ преобразования фазового сдвига сигналов в цифровой код, согласно которому осуществляется линейное усиление и симметричное ограниче- 10 ние исследуемых сигналов, формирование временного интервала, пропорционального фазовому сдвигу исследуемых сигналов и последующее времяимпульсное преобразование этого ин- 15 тервала в цифровой код, т.е подсчет количества импульсов за упомянутый . о интервал, частота которых в
А (1) (ЬЦ вЂ” шаг квантования) раз .превышает частоту исследуемых сигналов (1j .
Однако такой способ имеет значительные погрешности преобразования фазового сдвига, обусловленные нелинейными искажениями исследуемых сигналов, которые вызывают смещение моментов перехода через нуль исследуемых сигналов и приводят к увеличению или уменьшению эквивалентного интервала времени и появлению система30 тических погрешностей преобразования, а также содержанием шумов во входных сигналах, модулирующих по длительности эквивалентный временной интервал и вызывающих случайные погрешности преобразования. 35
Наиболее близким к изобретению по .технической сущности является способ преобразования фазового сдвига в цифровой код с использованием компен40 сационного метода, согласно которому компенсацию измеряемого фазового сдвига выполняют на частоте биений сравниваемых по фазе напряжений с выходными напряжениями триггерных пересчетных схем путем сдвига их моментов заполнения и считывания .при достижении компенсации кода одной пересчетной схемы при заполнении другой f2) .
Недостатком известного способа
50 является низкая точность преобразования при нелинейных искажениях входных сигналов, а также при наличии шумов. Это объясняется тем, что упомянутые искажения и шумы переносятся 55 на частоту биений и вызывают смещение нуль перехода. выходного сигнала, что приводит к ложной оценке момента компенсации, а следовательно, и к погрешности преобразования.
Целью изобретения †повышение точности преобразования фазового сдвига при корреляционной обработке сигналов.
Поставленная цель достигается тем, что согласно способу преобразования фазового сдвига в цифровой код, основанному на компенсации измеряемого фазового сдвига исследуемых сигналов путем временного сдвига циклически изменяющихся во времени дискретных значений кодов текущей фазы вспомогательных сигналов, а также на считывание разности значений кодов текущих фаз вспомогательных сигналов, осуществляют синхронное детектирование обоих исследуемых сигналов с помощью двух опорных сигналов в виде цифровых кодов, соответствующих мгновенным значениям напряжений гармонической формы, полученных при помощи преобразования дискретных значений кодов текущей фазы вспомогательного сигнала при отношении ñ, Т >КФг, А где с, т (, — периоды исследуемого сигнала и дискретизации;
" целое. число, определяющее номер высшей гармоники спектра исследуемых сигналов, усредняют оба синхронно продетектированных сигнала на временном интервале, кратном периоду исследуемых сигналов, и этими усредненными сигналами управляют временными сдвигами дискретных значений кодов текущей фазы вспомогательных сигналов.
Сущность способа заключается в следующем.
При корреляционной обработке осуществляют синхронное детектирование обоих исследуемых сигналов, которые могут быть представлены в виде суммы из К гармонических составляющих:
i=k / 2u
Uq„(t(=K. О„„ сои — t 4;) i-1 С .(=к Ы „Щ=Е. 0„, cow((— t+W ; Б„,И, 1=1 тс где 0 „(Ы вЂ” первый входной сигнал; 0 (t) — второй входной сигнал; як К вЂ” любое целое число, большее 1; 1755 При усреднении результатов синхронного детектирования первого исследуемого сигнала в течение интер10 вала времени кратного периоду исслеs дуемых сигналов "Т (где Р— любое целое число из натурального ряда),. получим "((Ср=О 0(П.СО5(,-q ù, 1 0() х с. <соо —" 1<ц, )dt< o iu (tjE ( о (((:o5) — (m и (1 t+q 2и 1 Т, . ?п11 т в-1 »(— ;"(-(t .. ))dt, Р с 25 ГМ coo(>(<-<1(<ц;-<(<„„) <((«0,«р» < >(, РТс с г2 - — ((", ...) = 30 РТ i — coS — "(т «<(« ((< ц „„<ц)Н оО, о РТ вЂ”,соо — (т.«-< ° (t«(< „,»<(<;)d(=0, РТс о() -СО5 — (Al-nil-ф g -Цi-1)4.--Q в и+i о с р .. Ilgwu (М ИФ1 () З 1 соо — (т.n-«- ((<ц „„- При синхронном детектировании второго исследуемого сигнала получим 40 ((„((о(=lls,(t(ll, „„(Ц= о" K ((„. со(— "(;; )( (=1 " С <ц;»цт«1<с«о((<<с((< ц,<ц< о„ 1+ <о С 1 2 Г2 сов Т ("и " .") Чп(и 1 Ч. Ф СО5 — (Vn n-1-Ф С (,п„+„- ;1 С М . (1Э ц ЮА,«...(—," ц„,„) Ф. Тс где "оп Ч((>1 «Р(пит 1 q,и „ з »о < 0(х и lj(„, — амплитуды < -той гармоники первого и второго сигналов соответственно; О ЯиО, () — напряжения шумов первого и второго сигналов соответственно; я;и (р; — начальные фазы 1 -той гармоники. Для этого формируются два опорных сигнала, дискретные значения которых соответствуют мгновенным ;.: значениям напряжений строго гармонической формы. В результате синхронного детектирования первого исследуемого сигнала получим "оп (2(ЩЦ =0вх® 0оп() = K О т„со5 4 ") + f2((<ц;-<(<, «1<сос((i«<С<ц;<ц<оо (< 1Т tQ (со5 — (щ-nt(-1) ting -цД+ „„, (1„.„+, L Т, - - ((п„ „с«о((т n „,с«о(— (т «-(- <(с<цт«<-ц)< с 1 2((<((т(С(Ann ñîñ(— (<ц, )»((.(с(» 2(( с + „, „, с«о — "" "(m n-<(с» ц т «,)) 4 <т «<с«о(— (т «-<<(»ц „,)) — амплитуда опорного сигнала; — любое число из натурального ряда; - количество равномерно распределенных во времени за период сигнала Тс интервалов дискретизации; начальные фазы гармонических составляющих; начальные фазы основных гармоник первого и второго опорных сигналов соответственно. 1101755 Следовательно, влияние гармонических составляющих исключается, если гармонический состав входных сигналов ограничен K -той гармоникой = k, а количество интервалов дискретизации опорных сигналов. h удовлетворяет условию, вытекающему из последнего неравенства я ° Ь вЂ” I-М >1 при т= 1, т.е. 11 > k+ 2. При этом очевидно, что предыдущие неравенства 1 1, rn и + 1-К >1 выполняются заведомо, а целочисленное значение п не влияет на конечный результат. Таким образом нелинейные искажения входных сигналов или высшие гармонические составляющие их спектров не вызывают погрешности при преобразовании фазовых сдвигов входных сигналов в цифровой код в том случае, если количество равномерно распределенных аа период сигнала интервалов дискретизации опорных сигналов превышает на 2 номер наивысшей гармоники в спектрах входных сигналов, 25 Аналогичным путем для второго исследуемого сигнала получим следующий результат усреднения ртс « on i "on f " сР 2 "тсо (Ю % од} Р1; ®" Ртс о М co 5)+(Al и t <)4 4 g „,д,, + т п Т cost — (m n->it t gm,)) 3 <. (Ы и- т, йп-1 35 Первое слагаемое каждого из ус1 редненных напряжений 0ч и 0«> вы-: ражает положительный эффект корреляционного преобразования и представляет собой результат взаимодействия основных (перных) гармоник исследуемого и опорного сигналов. Уровень и знак этого постоянного напряжения зависит от фазового сдвига между основными гармониками исследуемого 50 и опорного сигналов, имеющего место до начала процесса уравновешивания. Это напряжение используется в качестве сигнала рассогласования при компенсации фазового сдвига исследуемого сигнала фазовым сдвигом опорного 55 сигнала в замкнутой системе автоматического регулирования. В результате уравновешивания это напряжение обращается .в нуль. При этом фазовые сдвиги между основными гармониками исследуемого и опорного си"валов устанавливаются равными +90 или -90; о в зависимости от знака (наклона) характеристики управления сдвигом момента заполнения многоустойчивой схемы. Второе и третье слагаемые усред-. ненных напряжений представляют собой побочные продукты корреляционного ,преобразования исследуемых сигналов. Они учитывают воздействие аддитивI ных шумов исследуемого сигнала и дис:кретную форму опорных сигналов. С увеличением времени усреднения рГс осуществляется значительное ослабление влияния тех спектральных компонент шума, период которых равен или меньше установленного времени усреднения. При помощи усредненных . сигналов осуществляется временной сдвиг опорных сигналов до достижения компенсации, при которой оба усредненных сигнала обращаются в нуль, I т.е. pep= 0; 0Ч р = О. При этом (, — < = 90; Ц -ф„оя= = 90 Следовательно, при достижении компенсации между основными гармониками обоих исследуемых и опорных сиг" о налов устанавливаются 90 -ные фазовые сдвиги. Поэтомуg;-9 =%оп Я На чертеже приведено предлагаемое устройство. Устройство работает следующим образом. Блок 3 синхронизации осуществляет привязку цикла действия многоустойчивых схем 6 и 7 к периоду входного сигнала либо специального сигнала синхронизации. Количество устойчивых -1101755 состояний схем 6 и 7 определяется требуемым шагом квантования фазового сдвига b(p> при erо преобразовании в цифровой код. Так, при выражении выходного результата в электрических 5 градусах и требуемым шагом квантования фазового сдвигайЦ = 0,1, колио чество устойчивых состояний должно быть равным 3600. При помощи формирователей 5 и 8 кодов соответственно сигналы устойчивых соотношений многоустойчивых схем 6 и 7 преобразуются в опорные сигналы в виде кодов соответствующих мгновенным значениям напряжений сигнала строго гармони ческой формы. Эти опорные сигналы подаются на первые входы синхронных детекторов 9 и 4, ко вторый входам которых соответственно подаются входные .сигналы. При этом на выходах 20 синхронных детекторов 9 и 4 образуют ся напряжения, постоянные составляющие которых пропорциональны косинусу от фазовых сдвигов между входными сигналами и опорными сигналами форми-25 чуемыми преобразователями 5 и 8. Уст- ройства 10 и i3 усреднения подавляют высшие гармонические составляющие и шум в выходных сигналах синхронных детекторов. Нуль индикаторы 11 и 12 ЗО из постоянных составляющих выходных сигналов устройств усреднения 10 и 13 формируют сигналы управления многоустойчивыми схемами для временного сдвига их моментов заполнения в соответствии со знаком и уровнем усредненных постоянных составляющих выходных сигналов устройств усреднения. При достижении компенсации эти сигналы образуются в нуль. В этом 4g случае разность порядковых номеров устойчивых состояний многоустойчивых схем порциональна фазовому сдвигу входных сигйалов. Эта разность выде- . ляется при помощи регистра 2, выход- 45 ные шины которого являются выходом устройства и регистрируются цифро-. вьи отсчетным устройством 1. Таким образом, на выходе регистра 2 образуется цифровой код, равный фазовому сдвигу между исследуемыми сигналами. Предлагаемый способ имеет следующие преимущества по сравнению с известными: отсутствие влияния высших гармонических составляющих CBBKTpoII 55 входных сигналов, а также высокую точность преобразования в условиях действия шумов. Упомянутые преимущества достигаются за счет корреляционной обработки исследуемых сигналов при помощи опорных сигналов, выражаемых в виде цифровых кодов с дискретностью, определяемой гармоническим составом исследуемых сигналов, а также путем введения режима усреднения, действующего в течение интервалов времени крат" ных периоду исследуемых сигналов. Кроме того, по результатам корреляционной обработки осуществляется уравновешивание фазовых сдвигов исследуемых сигналов фазовыми сдвига- ми опорных сигналов, чем определяется однозначность отсчета, Структурная простота и высокая точность преобразования. Upu реализации способа предполагается значительное снижение (в 10-3((. о . раз) мультипликативной составляющей основной погрешности (0,004 („ ) и погрешности сдвига на 180 угла о между исследуемыми сигналами, так как при любых значениях фазовых сдвигов входных сигналов при компенсации достигается нулевое значение усредненного сигнала на выходе синхронного детектора, а порядковый номер устойчивого состояния многоустойчивых схем практически не оказывает влияния на точность формирования их фазовых сдвигов. Это обусловлено интегрированием в течение интервала времени, кратного целому числу периодов входного напряжения результатов синхронного детектирования. При этом воздействие высших гармонических составляющих исследуемых и опорных сйгналов практически исключается, так как результат интегрирования гармонического сигнала за время, кратное его периоду, всегда равен нулю. Остаточная погрешность второго порядка малости может возникнуть лишь в результате относительной неточности формирования интервала интегрирования. Предлагаемый способ позволяет на 30-40 дБ снизить случайную погрешI ность, обусловленную влиянием. шумов путем. увеличения времени усреднения, которое в предлагаемом способе может выбираться произвольно с дискретом, равным периоду входных сигналов. Базовая модель не имеет устройств усреднения и поэтому полностью подвержна действию шумов. Уси юр Составитель И. Шубин Редактор Н. Данкулич Техред M. Гергель Корректор C. Шекмар Заказ 4758/29 Тираж 711 Подписное ВНИИПИ Государственного комитета СССР по делам изобретений и открытий 1. 3035, Москва, Ж-35, Раушская наб., д. 4/5 Ф Филиал ППП "Патент", г. Ужгород, ул. Проектная, 4
