Способ формирования диаграммы направленности

 

Изобретение относится к способам формирования многолучевой диаграммы направленности приемных радиолокационных и гидролокационных антенн и, в частности, предназначено для использования в океанографических исследованиях методом многолучевого эхолотирования. Цель изобретения - повышение точности диаграммоформирования при одновременном снижении вычислительных затрат. Для достижения поставленной цели в способе формирования диаграммы направленности, заключающемся в приеме сигнала посредством плоской антенной решетки, дискретизации выходных сигналов элементов антенной решетки и двухступенчатом формировании лучей диаграммы направленности раздельно в азимутальной и угломестной плоскостях, задают углы ϑ и q соответственно в азимутальной и угломестной плоскостях, одновременно с дискретизацией осуществляют формирование луча диаграммы направленности по углу J и компенсацию антенной решетки по углу q, затем производят формирование набора лучей в угломестной плоскости, после чего осуществляют выделение отсчетов комплексной огибающей сигналов, принятых по каждому из набора лучей. 1 з.п. ф-лы, 11 ил., 1 табл.

Изобретение относится к способам формирования многолучевой диаграммы направленности приемных радиолокационных и гидролокационных антенн и, в частности, предназначено для использования в океанографических исследованиях методом многолучевого эхолотирования.

При многолучевом эхолотировании необходимо обеспечить возможность приема сигналов, отраженных от дна и гидрофизических неоднородностей, с набора направлений в пространстве в пределах некоторого сектора [1] для чего диаграмма направленности при приеме должна иметь вид веера узких лучей.

Известен способ формирования диаграммы направленности подобного вида [2, c. 295 296] который заключается в приеме отраженного сигнала посредством антенной решетки, временной задержке выходных сигналов элементов решетки и последующем их суммировании. Недостатком этого способа является сложность его практического воплощения, обусловленная наличием проблем технического характера, которые в основном связаны с необходимостью реализации большого числа стабильных, идентичных и перестраиваемых аналоговых линий задержки.

Также известен способ формирования диаграммы направленности [3, c. 110] принятый в качестве прототипа, который заключается в приеме сигнала S(t) (переносчиком которого является акустическая либо электромагнитная волна) посредством плоской антенной решетки, дискретизации выходных сигналов элементов антенной решетки, двухступенчатом формировании лучей диаграммы направленности раздельно в азимутальной и угломестной плоскостях. Согласно данному способу, выходной сигнал x_mn(t) произвольного элемента с номером (m, n) антенной решетки размером M * N элементов (см. фиг. 1) посредством дискретизации с частотой F_д преобразуется во временной ряд x_mn(lΔ) отсчетов (где l номер отсчета), т. е. выборок x_mn(t), взятых с шагом дискретизации Δ = (F_д)^-1. Формирование лучей диаграммы направленности в известном способе основано на компенсации временных задержек между моментами поступления фронта принимаемой волны на элементы решетки раздельно в азимутальной и угломестной плоскостях, путем задержки выборок x_mn(lΔ) на время, кратное Δ.. При этом выходной сигнал b(lΔ) любого луча из формируемого набора лучей диаграммы направленности также представляет собой временной ряд, для произвольного l-го отсчета которого имеет место соотношение где Y_m результат формирования луча в азимутальной плоскости; α_m·β_n= ω_mn весовая функция антенной решетки (амплитудное распределение); τ₁= d_x·(C)^-1sinΘ;, τ₂= d_y·(C)^-1sinϑ пространственные задержки фронта волны между элементами соответственно в угломестной и азимутальной плоскостях; d_x расстояние между элементами антенной решетки в угломестной плоскости (ZOX на фиг. 1), d_y расстояние между элементами антенной решетки в азимутальной плоскости (ZOY на фиг. 1), С скорость распространения волны-переносчика сигнала S(t); Θ,ϑ- соответственно угол места и азимут для выбранного луча, т. е. углы между вертикальной осью (Z на фиг. 1) и проекциями вектора , в направлении которого формируется луч, на угломестную и азимутальную плоскости.

Недостатком рассматриваемого способа является ограниченная точность формирования диаграммы направленности. Ограничение точности связано с тем, что данный способ допускает формирование только "синхронных" лучей диаграммы направленности, т.е. таких, для которых значения τ₁ и τ₂ кратны шагу дискретизации Δ.. Снижение точности диаграммоформирования особенно заметно тогда, когда дискретизация производится с частотой, существенно меньшей центральной частоты S(t) (случай дискретизации комплексной огибающей или субдискретизации, [3, 4]). Однако, даже если частота дискретизации и превышает центральную частоту принимаемого сигнала (что требует неоправданных вычислительных затрат при реализации способа), снижением точности невозможно пренебречь. В частности, если частота дискретизации вчетверо больше центральной частоты, а расстояние между элементами антенной решетки равно половине длины волны, то дискретность установки лучей составляет примерно 30 град.

Таким образом, то обстоятельство, что известный способ не позволяет сформировать лучи диаграммы направленности в наперед заданных направлениях (если эти лучи не являются "синхронными"), делает его практически неприменимым в тех ситуациях, когда необходимо осуществлять плавное сканирование диаграммы направленности или компенсировать изменения пространственной ориентации приемной антенны.

Задача изобретения состоит в разработке способа формирования диаграммы направленности, позволяющего формировать диаграмму направленности в виде веера узких лучей.

Технический результат от использования изобретения заключается в повышении точности диаграммоформирования при одновременном снижении вычислительных затрат.

Указанный результат достигается тем, что в способе формирования диаграммы направленности, заключающемся в приеме сигнала посредством плоской антенной решетки, дискретизации выходных сигналов элементов антенной решетки и двухступенчатом формировании лучей диаграммы направленности раздельно в азимутальной и угломестной плоскостях, задают некоторые углы ϑ и Θ, соответственно в азимутальной и угломестной плоскостях, одновременно с дискретизацией осуществляют формирование луча диаграммы направленности по углу ϑ и компенсацию антенной решетки по углу q, для чего при дискретизации выборки выходных сигналов соседних элементов антенной решетки получают со сдвигом во времени, величину которого выбирают исходя из значения угла ϑ для элементов, имеющих одинаковые координаты в угломестной плоскости, и исходя из значения угла q для элементов, имеющих одинаковые координаты в азимутальной плоскости, и формируют вектор Y действительных дискретных сигналов, каждую компоненту которого получают посредством весового суммирования выборок, полученных из выходных сигналов тех элементов антенной решетки, которые имеют одинаковые координаты в угломестной плоскости, затем производят формирование набора лучей в угломестной плоскости, после чего осуществляют выделение отсчетов комплексной огибающей сигналов, принятых по каждому из набора лучей.

Указанный технический результат достигается кроме того тем, что формирование каждого из набора лучей в угломестной плоскости осуществляют посредством суммирования компонент вектора Y с комплексными весовыми коэффициентами.

Сущность изобретения заключается, во-первых, в исключении влияния частоты дискретизации на диаграммоформирование в азимутальной плоскости и точность компенсации антенной решетки в угломестной плоскости, а во-вторых, в использовании действительных отсчетов для формирования набора лучей в угломестной плоскости.

При этом задание углов J в азимутальной плоскости и q в угломестной плоскости необходимо для обеспечения правильной пространственной ориентации формируемой диаграммы направленности. В частности, при использовании предлагаемого способа для формирования диаграммы направленности океанографического комплекса в качестве углов J и Θ могут выступать соответственно углы килевой и бортовой качки судна-носителя.

Осуществление одновременно с дискретизацией формирования луча диаграммы направленности по углу J и компенсации антенной решетки по углу q необходимо для исключения влияния частоты дискретизации на точность диаграммоформирования в азимутальной плоскости и точность компенсации антенной решетки в угломестной плоскости (что, в частности, позволяет без потерь точности производить дискретизацию с низкой частотой).

Выполнение указанной операции может быть основано на получении выборок из выходных сигналов соседних элементов антенной решетки со сдвигом во времени, определяемым углами J и Θ для элементов, которые имеют одинаковые координаты, соответственно в угломестной и азимутальной плоскостях, и последующем формировании вектора Y действительных дискретных сигналов, каждая компонента которого есть результат весового суммирования выборок, полученных из выходных сигналов тех элементов антенной решетки, координаты которых в угломестной плоскости одинаковы.

Пусть посредством плоской антенной решетки размером М*N элементов (см. фиг. 1) принимается плоская волна, приходящая с направления , которому соответствуют углы ϑ в азимутальной плоскости ZOY и q в угломестной плоскости ZOX. Если в некоторый момент времени t₀ 0 фронт волны достигает "углового" элемента решетки, имеющего номер (m_c, n_c), тогда при любых элемента с произвольным номером (m, n) указанный фронт достигнет в момент времени где τ₁= d_x·(C)^-1sinΘ;τ₂= d_y·(C)^-1sinϑ подлежащие компенсации задержки распространения фронта волны соответственно в угломестной и азимутальной плоскостях;
d_x, d_y расстояние между элементами решетки соответственно в угломестной и азимутальной плоскостях;
С скорость распространения волны;

При этом задержка распространения фронта волны равна τ₂ для любых соседних элементов с номерами (m, n) и (m, n + 1) и τ₁ для любых соседних элементов с номерами (m, n) и (m + 1, n). Другими словами, указанная задержка определяется значением угла Ψ для любых соседних элементов, имеющих одинаковые координаты в угломестной плоскости, и значением угла q для любых соседних элементов с одинаковыми координатами в азимутальной плоскости.

Согласно (1. а) при двухступенчатом формировании лучей диаграммы направленности результат формирования луча в азимутальной плоскости Y_m представляет собой выходной сигнал m-й линейной подрешетки, состоящей из элементов с номерами от (m, 0) до (m, N-1), т.е. имеющих одинаковые координаты в угломестной плоскости. При этом для произвольного l-го отсчета указанного сигнала (с учетом компенсации антенной решетки в угломестной плоскости на угол q) справедливо

Представим последнее выражение в эквивалентном виде

где x_mn(t) выходной сигнал элемента антенной решетки, имеющего номер

β_n коэффициент амплитудного распределения в азимутальной плоскости, т.е. весовой коэффициент для х_mn(t);
Y_m выходной сигнал m-й (при Θ>0) или (М-1-m)-й (при Θ<0) линейной подрешетки;
δ(t) дельта-функция (функция Дирака).

Как следует из (2), если просуммировать взвешенные выборки, которые получены из выходных сигналов произвольной линейной подрешетки со сдвигом во времени (так, что момент выборки сигнала произвольного элемента совпадает с моментом достижения его фронтом принимаемой волны), то результат суммирования в момент t_m, отстоящий от момента t₀ взятия выборки из сигнала "углового" элемента на интервал времени m·τ₁+(N-1)·τ₂, представляет собой отсчет выходного сигнала Y_m данной подрешетки, который принят по лучу, сформированному в азимутальной плоскости, с направления, заданного углом Θ в угломестной плоскости. При этом величина сдвига между моментами выборки для соседних элементов любой подрешетки равна t₂ (выбирается исходя из значения угла ϑ). Для элементов, у которых азимутальные координаты одинаковы, а угломестные различаются на d_x, т.е. расположенных в соседних подрешетках, составляет t₁ (т.е. выбирается исходя из значения угла Θ).

Таким образом, каждый отсчет выходного сигнала Y_m соответствующей (m-й или (М-1-m)-й) линейной подрешетки, расположенной в азимутальной плоскости, есть сумма взвешенных выборок из волнового фронта сигнала, принимаемого ею с направления в момент времени t_m. Поэтому и сам отсчет Y_m, как сумма выборок из синфазных сигналов, также представляет собой выборку из волнового фронта.

Следовательно, совокупность отсчетов Y_m(lΔ),m=0,,,M-1 в момент времени t_v= t₀+(M-1)·τ₁+(N-1)·τ₂ можно рассматривать как вектор Y(lΔ) l-х отсчетов выходных сигналов элементов эквивалентной линейной подрешетки, которая расположена в угломестной плоскости и компенсирована по углу Θ.. Такая подрешетка состоит из элементов, которые обладают направленностью в азимутальной плоскости и ненаправлены в угломестной, при этом формирование вектора Y сводится к запоминанию (задержке) отсчетов каждого из дискретных сигналов Y_m на интервал времени (M-1-m)·τ₁..

Как следует из изложенного, при описанном совмещении дискретизации с формированием луча диаграммы направленности антенной решетки по углу ϑ и ее компенсацией по углу q, как точность формирования луча в азимутальной плоскости, так и точность компенсации решетки в угломестной плоскости не зависят от величины шага дискретизации, но определяются только точностью задания сдвигов τ₁,τ₂ между моментами взятия выборок из выходных сигналов элементов антенной решетки.

Единственное требование, которое должно при этом выполняться, состоит в сохранении естественного порядка следования отсчетов вектора Y с шагом дискретизации Δ. Наиболее простой из возможных путей удовлетворения этого требования состоит в наложении следующего ограничения на максимальные значения J_max,Θ_max углов ϑ и Θ:

которое означает, что время распространения фронта волны, приходящей с направления, соответствующего этим углам, вдоль антенной решетки, не должно превышать шага дискретизации. Однако наличие данного ограничения в случае дискретизации принимаемого сигнала с низкой частотой (т.е. дискретизации комплексной огибающей) не приводит к существенному ограничению диапазона углов, в пределах которого возможно формирование диаграммы направленности. Например для квадратной периодической решетки, у которой N M, d_x d_y d и d равно половине длины волны λ, из (3) следует

где F_O, F_д соответственно центральная частота принимаемого сигнала S(t) и частота дискретизации;
δΘ ширина луча диаграммы направленности, расположенного по нормали к раскрыву антенны, определенная в радианах, в соответствии с [5] как отношение l к апертуре антенны (М-1)·d.

В частности, если δΘ = 0,1 рад.(≃5°), а центральная частота превышает частоту дискретизации в 10 раз, то формирование диаграммы направленности возможно в диапазоне углов .

Осуществление операции формирования набора лучей в угломестной плоскости необходимо для окончательного формирования диаграммы направленности приемной антенной решетки в виде веера узких лучей.

Осуществление указанной операции непосредственно за операцией дискретизации необходимо, чтобы независимо от того, производится ли дискретизация выходных сигналов элементов антенной решетки с высокой частотой или производится дискретизация их комплексных огибающих (субдискретизация), использовать для формирования набора лучей отсчеты действительных дискретных сигналов.

Выполнение данной операции может быть основано на формировании каждого из набора лучей в угломестной плоскости посредством суммирования компонент вектора действительных отсчетов Y, полученного в результате дискретизации, с комплексными весовыми коэффициентами. Указанный вектор, как уже отмечалось, по существу является вектором отсчетов выходных сигналов эквивалентной линейной подрешетки, расположенной в угломестной плоскости. Поэтому операция формирования набора лучей плоской антенной решетки в угломестной плоскости полностью эквивалентна формированию набора лучей посредством эквивалентной линейной подрешетки.

Распространенным способом формирования луча диаграммы направленности линейной решетки при приеме узкополосных сигналов является фазовый [6] Он заключается в компенсации разностей фаз выходных сигналов ее элементов, возникающих из-за задержки моментов поступления фронта принимаемой волны на эти элементы (предполагается, что в силу узкополосности сигналов указанная задержка пренебрежимо мало сказывается на изменении их комплексных огибающих). При этом формирование каждого из лучей сводится к суммированию отсчетов комплексной огибающей выходных сигналов всех элементов с комплексными весовыми коэффициентами и результатом диаграммоформирования (выходным сигналом луча) является дискретный сигнал в виде последовательности комплексных отсчетов

где α_m амплитудный весовой коэффициент (амплитудное распределение в угломестной плоскости);
φ_k= 2πd(λ)^-1·sinΘ_k фазовый множитель для k-го луча диаграммы направленности, d расстояние между элементами, λ длина волны, q_k- угол, соответствующий направлению, в котором формируется k-й луч диаграммы направленности, М число элементов;
l-й отсчет комплексной огибающей выходного сигнала m-го элемента (l любое целое в пределах от -∞ до +∞).

Пусть на плоскую антенную решетку (см. фиг. 1) с произвольного направления , которому соответствуют углы ϑ_k и Θ_k в азимутальной и угломестной плоскостях, поступает плоская волна -переносчик узкополосного сигнала или

где комплексная огибающая S(t), * знак комплексного сопряжения, ω_o круговая частота, соответствующая центральной частоте F_oS(t).

Тогда в силу (2) произвольная компонента Y_m вектора Y представляет собой последовательность выборок из узкополосного сигнала Y_m(t). Этот сигнал с учетом проводимых при дискретизации формирования луча в азимутальной плоскости в направлении угла ϑ и компенсации антенной решетки в угломестной плоскости в направлении угла q, согласно (2) может быть представлен следующим образом:

где .

Вследствие узкополосности S(t) (когда функции α(t) и ζ(t) являются медленно изменяющимися и согласно фазовому способу диаграммоформирования для любых m, n из интервалов 0≅m≅M-1, 0≅n≅N-1 можно принять:
α(t+nν_k+mε_k) ≃ α(t); ζ(t+nν_k+mε_k) ≃ ζ(t) для y_m(t) справедливо:

где комплексная огибающая рассматриваемого сигнала; φ_k= ω_o·ε_k пространственный сдвиг фаз в угломестной плоскости; комплексная константа (для фиксированного ϑ_k), модуль которой , согласно [3] есть диаграмма направленности линейной подрешетки, расположенной в азимутальной плоскости, луч которой сформирован в направлении угла ϑ..

Следовательно, дискретный сигнал Y_m(lΔ) имеет вид:

где l произвольное целое, Ω₀= ω₀·Δ дискретная угловая частота, а является выборкой из комплексной огибающей и, в случае Θ_k= Θ(φ_k= 0); ϑ_k= ϑ, с точностью до амплитуды совпадает с выборкой из комплексной огибающей S(t).

При этом результат суммирования всех М компонент вектора Y с комплексными весовыми коэффициентами ω_m,k= α_m·exp(-jmφ_k) выражается следующим образом:

где

и представляет собой сумму двух дискретных аналитических сигналов. Огибающая первого из них (дискретный спектр которого сосредоточен в окрестности "поднесущей" Ω₀), согласно (4), есть выходной сигнал k-го луча, формируемого в угломестной плоскости фазовым способом. При этом представляет собой последовательность отсчетов комплексной огибающей сигнала, принимаемого по этому лучу.

Следовательно, суммирование компонент вектора Y с комплексными весовыми коэффициентами действительно обеспечивает формирование набора лучей в угломестной плоскости. Заметим, что при этом производится умножение действительных, а не комплексных, как это требуется согласно (4), отсчетов на комплексные весовые коэффициенты, т. е. для формирования лучей необходимо вдвое меньшее число операций умножения. Следует также отметить, что поскольку при дискретизации осуществляется компенсация антенной решетки в угломестной плоскости, для формирования луча в направлении заданного угла Θ не требуются другие вычислительные операции кроме весового суммирования действительных отсчетов (при этом веса действительны и постоянны). Это также способствует некоторому снижению объема вычислений при диаграммоформировании и, в частности, позволяет организовать режим быстрого сканирования "центральным" из набора (веера) лучей, положение которого определяется заданными углами J и Θ.. Кроме того, в режиме сканирования всем веером в угломестной плоскости предварительная (выполняемая при дискретизации) полная компенсация антенной решетки по "центральному" лучу приводит к ее частичной компенсации и по другим лучам. При фазовом диаграммоформировании в угломестной плоскости это позволяет уменьшить искажения принимаемых сигналов, обусловленные свойственным этому способу [6] эффекту фильтрации комплексной огибающей, так как величина задержки между моментами поступления фронта волны на различные элементы антенной решетки, влиянием которой на комплексные огибающие при данном способе пренебрегают, частично компенсируется при дискретизации.

Выделение отсчетов комплексной огибающей сигналов, принятых по каждому из набора лучей, необходимо, во-первых, для извлечения из этих сигналов только полезной (необходимой и достаточной для восстановления) информации, которая заключена в их амплитудной и фазовой модуляции; а во-вторых, для подавления мешающих составляющих, которые могут появиться в результате диаграммоформирования (например, компонента ).

Данная операция может быть, в частности, выполнена посредством синхронного детектирования. Так, если полученный в результате диаграммоформирования сигнал описывается выражением (6), детектирование сводится [4] к его умножению на комплексную опорную последовательность , в результате чего формируется сигнал

и последующей низкочастотной фильтрации в двух квадратурах, при которой подавляется высокочастотная компонента . Заметим, что когда выполняется условие q- любое положительное целое, каждая квадратурная компонента представляет собой последовательность единичных и нулевых отсчетов, поэтому умножение на практически не требует вычислительных затрат [4]
Следует также подчеркнуть, что по предлагаемому способу необходимо выделять отсчеты комплексной огибающей К сигналов (где К число лучей в наборе). В секторе -90°≅Θ≅90° можно сформировать (см. [3]), максимум M + 1 луч (при этом лучи пересекаются на уровне -3дБ). Однако на практике, как правило, сектор обзора в угломестной плоскости меньше 180^o, уровень перекрытия лучей меньше -3дБ и К < M. При этом предлагаемый способ требует меньших вычислительных затрат на выделение отсчетов комплексной огибающей, чем те (например [6]), в которых эти отсчеты используются при диаграммоформировании и, следовательно, выделяются по крайней мере из М (или даже M·N) сигналов.

Необходимо также отметить, что в любом локаторе в каждом канале приема (луче), как правило, осуществляется согласованная фильтрация комплексной огибающей [3] т. е. низкочастотная фильтрация. При этом равенство числа выделителей отсчетов комплексной огибающей и числа лучей позволяет совместить фильтрацию при выделении указанных отсчетов с согласованной, что также снижает общие вычислительные затраты при реализации предлагаемого способа.

Совокупность вышеперечисленных отличий достаточна для достижения поставленной цели изобретения.

Заявителю неизвестны описанные ранее способы формирования диаграммы направленности с вышеперечисленной совокупностью признаков.

На фиг. 2 представлена общая структурная схема устройства, осуществляющего способ формирования диаграммы направленности, вариант выполнения; на фиг. 3 6 структурные схемы отдельных блоков, входящих в общую структурную схему фиг. 2 (при этом шины передачи аналоговых сигналов показаны тонкими линиями, цифровых утолщенными, комплексных двойными); на фиг. 7 9 временные диаграммы; на фиг. 10 спектральные характеристики сигналов в некоторых точках устройства, реализующего предложенный способ.

Устройство по фиг. 2 содержит плоскую эквидистантную антенную решетку 1, состоящую из M·N элементов 2 (на раскрыве решетки в азимутальной плоскости располагаются N элементов, в угломестной М), М блоков дискретизации (БД) 3, распределитель импульсов 4, К (по числу К одновременно формируемых лучей) блоков формирования луча (БФЛ) 5, К блоков выделения отсчетов комплексной огибающей (БВКО) 6 и блок управления (БУ) 7.

При этом выходы любых m-х (m 1.M) N элементов, имеющих одинаковые координаты в угломестной плоскости, подключены к информационным входам соответственно с первого по N-й m-го БД 3, так что выход произвольного элемента решетки, имеющего номер (m, n), подключен к (n n + 1)-му информационному входу (m m + 1)-го БД (на фиг. 2 показано подключение первых и М-х N элементов, причем нумерация элементов соответствует фиг. 1 и выражениям (1) (6)). Первые входы управления всех БД 3 совмещены и подключены к первому выходу блока управления 7, вторые входы управления всех БД 3 совмещены и подключены к второму выходу БУ 7, третьи входы управления всех БД 3 совмещены и подключены к третьему выходу БУ 7, четвертые входы управления всех БД 3 также смещены и подключены к шестому выходу БУ 7, который, кроме того, соединен с входом запуска распределителя импульсов 4 и совмещенными входами управления всех БВКО 6. Блоки дискретизации 3 своими пятыми входами управления подключены к выходам распределителя импульсов 4, соответственно первый к М-му, второй к (М 1)-му. m-й к (M + 1 - m)-му. М-й к первому. (M + 1)-й выход распределителя импульсов 4 соединен с его входом сброса, а его тактовый вход и вход режима подключен соответственно к четвертому и пятому выходам БУ 7. Выход произвольного m-го БД 3 соединен с совмещенными m-ми информационными входами всех БФЛ 5, входы управления которых совмещены с вторым входом БУ 7. Выход произвольного k-го (k 1.K) БФЛ 5 подключен к информационному входу соответствующего k-го БВКО 6, выход которого является k-м выходом устройства. При этом входами устройства по фиг. 2 являются первый и второй входы блока управления 7 соответственно входы задания углов ϑ в азимутальной и q в угломестной плоскостях.

На фиг. 3 представлена структурная схема БД (блока дискретизации) 3. Блок по фиг. 3 содержит N (по числу элементов 2, расположенных на раскрыве решетки 1 в азимутальной плоскости) устройств выборки-хранения (УВХ) 8, аналоговый N-входовый сумматор 9, аналого-цифровой преобразователь (АЦП) 10, буферный регистр 11, делитель частоты с переменным коэффициентом деления (ДПКД) 12 и распределитель импульсов 13. При этом УВХ 8, с первого по N-е, подключены своими входами к информационным входам БД 3 соответственно с первого по N-й; своими выходами к входам сумматора 9 соответственно с первого по N-й. Своими входами управления УВХ 8 подключены к выходам распределителя импульсов 13 соответственно: первое к N-му, второе к (N 1)-му. n-е к (N + 1 n)-му. N-е к первому выходу. Выход сумматора 9 соединен с входом АЦП 10, вход запуска которого подключен к (N + 1)-му выходу распределителя импульсов 13. Выходы данных и готовности АЦП 10 соединены соответственно с входом данных буферного регистра 11 и входом сброса распределителя импульсов 13. Вход записи буферного регистра 11 совмещен с четвертым входом управления БД 3, а выход его является выходом БД 3. При этом первый и второй входы управления БД 3 совмещены соответственно с входом установки коэффициента и тактовым входом ДПКД 12, выход которого подключен к тактовому входу распределителя импульсов 13. Третий и пятый входы управления БД 3 совмещены соответственно с входом режима распределителя импульсов 13 и соединенными входом синхронизации ДПКД 12 и входом запуска распределителя импульсов 13.

В качестве устройств выборки-хранения 8 могут быть использованы серийные микросхемы КР1102СК2, описанные в [7, c.445 447]
Аналоговый N-входовый сумматор 9 может быть реализован на основе операционного усилителя в соответствие с [8, c. 75 77]
Аналого-цифровой преобразователь 10 известен по [9, c. 194 229]
Буферный регистр 11 может быть выполнен на стандартных микросхемах, описанных в [10, c. 105 133]
Принципы построения делителей частоты с произвольным коэффициентом деления описаны в [11, c. 576 577] кроме ДПКД 12 можно реализовать с использованием стандартных микросхем, известных по [12, c. 272 273]
Распределитель импульсов 13 (как и распределитель импульсов 4, представленный на фиг. 2) известен по [13, c. 268] и может быть, в частности, реализован на основе реверсивных регистров сдвига, которые описаны в [10, c. 105 133]
На фиг. 4 представлена структурная схема БФЛ (блока формирования луча) 5. Блок по фиг. 4 содержит М устройств комплексного взвешивания (УКВ) 14 (каждое из которых включает функциональный преобразователь 15, умножители 16 и 17) и М-входовые сумматоры 18 и 19. Причем первые входы УКВ 14 (с первого по М-е) являются информационными входами БФЛ 5 соответственно с первого по М-й. Вторые входы всех УКВ 14 совмещены с входом управления БФЛ. А первый и второй выходы произвольного m-го (m 1.M) УКВ 14 соединены с m-ми входами соответственно сумматоров 18 и 19, выходы которых образуют выход БФЛ 5 (т.е. выход для комплексного отсчета). При этом первый вход УКВ 14 подключен к совмещенным первым входам умножителей 16 и 17, второй вход УКВ 14 совмещен с входом функционального преобразователя 15, первый и второй выходы которого подключены к вторым входам умножителей 16, 17 соответственно, а выходы этих умножителей являются соответственно первым и вторым выходами УКВ 14.

Функциональные преобразователи 15 могут быть реализованы в соответствии с [14, c. 476 477] на основе постоянных запоминающих устройств с объединенными адресными входами.

Умножители 16, 17 и сумматоры 18, 19 могут быть выполнены с использованием стандартных микросхем, описанных соответственно в [12, c. 335 - 344] и [12, c. 344 346]
На фиг. 5 представлена структурная схема БВКО (блока выделения отсчетов комплексной огибающей) 6. Блок по фиг. 5 содержит цифровой коммутатор отсчетов 20, инверторы знака отсчетов 21 и 22, цифровые фильтры нижних частот 23, 24 и делители частоты на 2, 25, 26 и 27. При этом первый и второй входы цифрового коммутатора 20 образуют информационный вход БВКО 6 (т.е. вход для комплексного отсчета), первый и второй выходы цифрового коммутатора 20 подключены к первым входам инверторов знака отсчетов 21 и 22 соответственно, выходы которых соединены с входами цифровых фильтров соответственно 23, 24. Вторые входы инверторов знака 21 и 22 соединены с выходами делителей частоты на 2 соответственно 26 и 27, входы которых совмещены с входом управления цифрового коммутатора 20 и выходом делителя частоты на 2, 25. Его вход является входом управления БВКО 6, выход которого, т.е. выход комплексного отсчета, образуют выходы цифровых фильтров нижних частот 23, 24.

Цифровой коммутатор 20 в соответствии с [11, c. 529 530] может быть реализован в виде 2·Q (где Q число разрядов коммутируемых отсчетов) стандартных мультиплексоров 2 х 1 с объединенными адресными входами, которые описаны в [10, c. 150 153]
Каждый из инверторов знака отсчетов 21, 22 может быть выполнен в виде инвертора знакового разряда соответствующего отсчета и реализован на логической схеме Исключающее ИЛИ, которая описана в [10, c. 56]
Цифровые фильтры нижних частот 23, 24 известны по [15] и могут быть реализованы в соответствии с [14, c. 479 481]
Делители частоты на 2, 25, 26 и 27 могут быть выполнены на основе D-триггера в соответствии с [11, c. 546]
На фиг. 6 представлена структурная схема БУ (блока управления) 7. Блок по фиг. 6 содержит функциональные преобразователи 28 и 31, компараторы кодов 29 и 32, генератор импульсов 30, делитель частоты 33 и делитель частоты с переменным коэффициентом деления (ДПКД) 34. При этом первый вход БУ 7 подключен к совмещенным входам функционального преобразователя 28 и компаратора кодов 29, второй вход БУ 7 подключен к совмещенным входам компаратора кодов 32 и функционального преобразователя 31, выход которого соединен с входом установки коэффициента ДПКД 34. Первым выходом БУ 7 является выход функционального преобразователя 28; второй выход БУ 7 подключен к совмещенным выходу генератора импульсов 30 и тактовым входам делителя частоты 33 и ДПКД 34; третьим, четвертым и пятым выходами БУ 7 являются соответственно выход компаратора кодов 29, выход ДПКД 34, выход компаратора кодов 32; а шестой выход БУ 7 соединен с совмещенными выходом делителя частоты 33 и входом синхронизации ДПКД 34.

Функциональные преобразователи 28, 31 могут быть выполнены согласно [14, c. 476 477] на постоянных запоминающих устройствах.

Компараторы кодов 29, 32 могут быть выполнены с использованием стандартных микросхем, описанных в [10, c. 186 187]
Генератор импульсов 30 известен по [10, c. 188 196]
Делитель частоты 33 может быть выполнен в соответствии с [11, c. 576 - 577] а ДПКД 34 реализуется аналогично ДПКД 12 блоков БД 3.

На фиг. 7 (а-е) приведены временные диаграммы следующих сигналов: последовательности (TD) импульсов на шестом выходе блока управления 7 - импульсов частоты дискретизации (7,а); импульсов на четвертом выходе БУ 7 (TΘ) (7,б); импульсов на первом (SΘ₁), втором (SΘ₂), М-м SΘ_M и (M + 1)-м (SΘ_R) выходах распределителя импульсов 4 соответственно (7,в 7,е).

На фиг. 8 (а-з) приведены временные диаграммы следующих сигналов: последовательности (TD) импульсов дискретизации (8,а); импульсов (SΘ_m) на одном из выходов (произвольном m-м) распределителя импульсов 4 (8.б); импульсов (Tϑ_m) на выходе ДПКД 12 m-го БД 3 (8,в); импульсов на первом (Sϑ_m1), втором (Sϑ_m2), N-м (Sϑ_mN) и (N + 1)-м (Sϑ_mA) выхода распределителя импульсов 13 m-го БД 3 соответственно (8,г 8,ж); и импульсов (SA_m) на выходе готовности АЦП 10 m-го БД 3 (8,з).

На фиг. 9 (а г) приведены временные диаграммы последовательностей импульсов соответственно: на входе управления всех БВКО 6 (9,а), и на выходах делителей частоты 25 (9,б), 26 (9,в), 27 (9,г) любого из этих блоков.

На фиг. 10 (а г) приведены соответственно: спектр S(ω) принимаемого сигнала S(t) (10,a); дискретный спектр Y(Ω) компонент вектора Y (10,б); дискретный спектр E(Ω) сигналов на входе цифровых фильтров 23, 24, находящихся в БВКО 6 (10,в); дискретный спектр B(Ω) сигналов на выходе БВКО 6 (10,г).

Рассмотрим работу устройства по фиг. 2 6 применительно к задаче пространственной стабилизации диаграммы направленности. Пусть имеется система координат X1Y1Z1 (фиг. 11) и необходимо сформировать диаграмму направленности в виде веера лучей в плоскости Y1OZ1, заданных набором углов Θ_k,, направление максимума которой в плоскости X1OZ1 совпадает с осью Z1. Допустим, что пространственная ориентация антенной решетки 1 изменилась так, что перпендикуляр к ее раскрыву (т.е. ось Z связанной с ней системы координат XYZ) составил с осью Z1 углы -Θ,-ϑ.. Тогда для указанной стабилизации необходимо сформировать луч диаграммы направленности антенной решетки по углу ϑ в азимутальной плоскости XOZ и обеспечить ее компенсацию по углу q в угломестной плоскости YOZ (априори предполагаем, что для J и Θ выполняется ограничение (3)).

Устройство по фиг. 2 6 работает следующим образом. Генератор импульсов 30 блока БУ 7 (фиг. 6) вырабатывает тактовую последовательность ТТ импульсов высокой частоты, период Т_t следования которых удовлетворяет условию
T_t≪ d·(C)^-1sinδ,
где d расстояние между элементами антенной решетки, С скорость распространения волны принимаемого сигнала S(t),δ максимально допустимая погрешность установки лучей по углам J,Θ.

Коды задаваемых углов J и Θ (например от датчиков крена и дифферента) поступают на входы функциональных преобразователей 28, 31 и компараторов кодов 29, 32. Каждый функциональный преобразователь преобразует свой входной код D_вх в соответствии с функцией

поэтому на выходах преобразователей 28 и 31 формируются коды соответственно . Каждый компаратор кодов осуществляет сравнение своего входного кода D_вх с кодом нуля, и на его выходе могут присутствовать кодовые комбинации, например двухбитовые: A₊, если D_вх > 0; A₀, если D_вх 0; А_-, если D_вх < 0. Для рассматриваемого случая (фиг. 11) ϑ>0 и Θ>0,, поэтому на выходах обоих компараторов 29, 32 будут сформированы кодовые комбинации A_Ψ= A₊=A_Θ= A₊..

Последовательность ТТ поступает на второй выход БУ 7 и тактовые входы находящихся в нем делителя частоты 33 и ДПКД 34. Делитель 33 имеет постоянный коэффициент деления К_д, такой, что импульсы его выходной последовательности TD (фиг. 7, а; 8, а; 9,а) следуют с частотой дискретизации F_д (T_t·K_д)^-1, удовлетворяющей условию (4)

где F₀,Δf соответственно центральная частота и ширина спектра принимаемого сигнала S(t) (фиг. 10,а); i любое положительное целое, при котором выполняется неравенство (8). Делитель с переменным коэффициентом деления 34 осуществляет деление частоты его входной последовательности в число раз, определяемое кодом, поступающим на его вход установки коэффициента с выхода функционального преобразователя 31. Поскольку вход синхронизации ДПКД 34 соединен с выходом делителя частоты 33, каждым импульсом TD производится установка ДПКД в исходное состояние. Поэтому его выходной сигнал TΘ (фиг. 7, б) в интервале между любыми импульсами дискретизации представляет собой пачку импульсов, начало которой по времени всегда совпадает с импульсом дискретизации. При этом период следования импульсов в пачке t₁ равен .

Таким образом, при работе блока управления 7 на его выходах непрерывно формируются код на первом выходе; последовательность ТТ импульсов с периодом Т_t на втором выходе; кодовая комбинация A_Ψ (результат сравнения кода угла J с нулем) на третьем выходе; следующие с шагом дискретизации Δ = (F_д)^-1 когерентные пачки TΘ импульсов с периодом их следования в пачке на четвертом выходе; кодовая комбинация A_Θ (результат сравнения кода угла q с нулем) на пятом выходе; и последовательность TD импульсов дискретизации с частотой следования F_д (8) на шестом выходе.

Каждый импульс последовательности TD запускает распределитель импульсов (РИ) 4. Возможны три режима его работы, в зависимости от кодовой комбинации A_Θ,, подаваемой на его вход режима с пятого выхода блока управления (БУ) 7:
если A_Θ= A₊ (т. е. при Θ>0), то синхронно с импульсом TD возбуждается первый выход РИ 4, а затем последовательно во времени с интервалом, равным периоду τ₁ следования импульсов в пачке TΘ,, поступающей на тактовый вход РИ 4 с четвертого выхода БУ 7, выходы 2, 3.М;
если A_Θ= A_- (т.е. при Θ<0), то синхронно с импульсом TD возбуждается М-й выход распределителя 4, а затем с интервалом τ₁ его выходы М-1, М-2.1;
если A_Θ= A₀ (т.e. при Θ = 0), то синхронно с импульсом TD выходы РИ 4 с первого по М-й возбуждаются одновременно.

Поскольку в рассматриваемом случае Θ>0,, то первым возбуждается первый выход РИ 4, и форма сигналов SΘ_1...м на выходах распределителя имеет вид, как на фиг. 7 (б-е). По возбуждении всех выходов РИ 4 с первого по М-й на его (M + 1)-м выходе будет сформирован импульс SΘ_R сброса, который, поступив на вход сброса РИ 4, возвратит последний в исходное состояние и сделает его нечувствительным к сигналам на тактовом входе и входе режима до момента прихода очередного импульса дискретизации.

Таким образом, в процессе работы распределителя импульсов 4 на его выходах непрерывно формируются последовательности SΘ₁,,SΘ_N импульсов, период которых равен шагу дискретизации Δ = (F_д)^-1.. Временной сдвиг между импульсами, формируемыми на соседних выходах, всегда равен , т. е. абсолютной величине пространственной задержки в угломестной плоскости антенной решетки 1, определяемой для фронта волны, поступающего на нее с заданного направления, а очередность появления указанных импульсов на выходах РИ 4 определяется знаком угла Θ..

Импульсы с выходов РИ 4 поступают на пятые входы управления соответствующих блоков дискретизации (БД) 3. Рассмотрим работу этих блоков на примере произвольного m-го блока (фиг. 3, 8). Импульс SΘ_m с пятого входа управления этого БД 3 поступает на вход синхронизации делителя с переменным коэффициентом деления (ДПКД) 12 и вход запуска РИ 13. ДПКД 12 осуществляет деление частоты тактовой последовательности ТТ, поступающей на его тактовый вход с второго входа управления БД 3, в число раз, определяемое кодом D_Ψ, подаваемым на его вход установки коэффициента с первого входа управления данного блока. В результате на выходе ДПКД 12 формируется пачка импульсов Tϑ_m (фиг. 8, в), при этом период τ₂ следования импульсов в ней равен . Так как каждым импульсом SΘ_m по входу синхронизации ДПКД 12 производится его установка в исходное состояние, начало указанной пачки всегда синфазно с импульсом последовательности SΘ_m. Импульсы Tϑ_m с выхода ДПКД 12 поступают на тактовый вход РИ 13, который работает аналогично РИ 4 в режиме, задаваемом кодовой комбинацией на его входе режима. Данная комбинация (A_Ψ) поступает на указанный вход с третьего входа управления БД 3 и для рассматриваемого случая равна А₊. Поэтому вначале возбуждается первый выход РИ 13 (причем синхронно с импульсом SΘ_m, поскольку последний запускает распределитель 13 по его входу запуска), а затем выходы 2.N. На выходах РИ 13 формируются импульсы Sϑ_m1,Sϑ_m2,,,Sϑ_mN (фиг. 8,г-e), период следования каждого из которых совпадает с шагом дискретизации Δ. Временной же сдвиг между моментами формирования импульсов на соседних выходах указанного распределителя всегда равен , т. е. абсолютной величине пространственной задержки в азимутальной плоскости антенной решетки 1, определяемой для фронта волны, поступающего на нее с заданного направления (заметим, что знаком ϑ определяется очередность появления импульсов на выходах РИ 13). Импульсы с выходов РИ 13 поступают на входы управления соответствующих УВХ 8 и последовательно во времени со сдвигом t₂ переводят их (начиная с N-го и кончая первым) из режима выборки в режим хранения. Входы УВХ данного БД 3 подключены к выходам тех элементов 2 антенной решетки 1, которые образуют (m m 1)-ю линейную подрешетку, расположенную в азимутальной плоскости (согласно фиг. 2, n-е УВХ данного m-го БД 3 соединено с элементом, имеющим номер (m m 1, n n 1)). Поэтому на выходах УВХ фиксируются аналоговые выборки, полученные со сдвигом τ₂ из выходных сигналов элементов указанной подрешетки. Причем для фронта волны, поступившего синхронно с импульсом SΘ_m на данную подрешетку (т. е. ее (N 1)-й элемент) с направления, заданного углами ϑ и Θ,, момент выборки сигнала любого элемента совпадает с моментом его достижения указанным фронтом. Выходные сигналы УВХ 8 суммируются сумматором 9 с весами β_n, в качестве которых выступают либо коэффициенты передачи n-го УВХ, либо коэффициенты передачи сумматора по его n-му входу. Поэтому в момент t_m, когда все УВХ 8 переведены в режим хранения, выходной сигнал y_m сумматора 9 имеет вид

где x_mn(t) выходной сигнал элемента антенной решетки 1, подключенного к n-му входу данного m-го БД 3,
т. е. представляет собой выборку из выходного сигнала подключенной к информационным входам данного БД 3 линейной подрешетки, луч диаграммы направленности которой сформирован в направлении, заданном углом ϑ..

В момент t_m (фиг. 8,ж) на (N + 1)-м выходе РИ 13 формируется сигнал Sϑ_mA запуска АЦП 10. По окончании цикла аналого-цифрового преобразования в выходном регистре АЦП 10 фиксируется цифровой эквивалент (отсчет) выходного сигнала y_m(t_m) сумматора и на выходе готовности данных АЦП формируется сигнал SA_m (фиг. 8,з) готовности. Этот сигнал поступает на вход сброса РИ 13 и возвращает его в исходное состояние, которое характеризуется тем, что все УВХ находятся в режиме выборки, АЦП сохраняет свой выходной код, а РИ 13 находится в режиме ожидания очередного импульса SΘ_m..

Поскольку все блоки дискретизации 3 работают идентично, то цифровой эквивалент напряжения вида (9) фиксируется на выходе АЦП 10 любого из них в момент, отстоящий на интервал времени (N-1)·τ₂ от момента поступления на пятый вход управления этого блока импульса SΘ с соответствующего выхода РИ 4. Как уже отмечалось, эти импульсы сдвинуты на t₁ и поэтому синхронны с моментами прихода на соответствующие линейные подрешетки одного и того же фронта волны, поступившего на антенную решетку 1 одновременно с импульсом дискретизации (в момент запуска РИ 4). Следовательно, начиная с момента t_v, отстоящего от момента запуска РИ 4 на интервал времени (M-1)·τ₁+(N-1)·τ₂, совокупность выходных кодов АЦП всех БД 3 представляет собой вектор отсчетов выходных сигналов элементов компенсированной по углу Θ эквивалентной линейной подрешетки, которая расположена в угломестной плоскости, причем элементами этой эквивалентной подрешетки являются расположенные в азимутальной плоскости линейные подрешетки, диаграмма направленности которых сформирована по направлению угла J..

Каждый импульс последовательности TD (импульс дискретизации) поступает на четвертые входы управления всех БД 3, а с них на входы записи буферных регистров 11 этих блоков, которые стробируют выходные данные АЦП 10. В силу (3) указанные импульсы поступают на входы записи регистров с некоторой задержкой δt≥0 относительно моментов t_v, поэтому в буферном регистре каждого блока фиксируется отсчет напряжения вида (9). Тем самым обеспечивается формирование вектора [Y] действительных отсчетов, следующих синхронно с шагом дискретизации Δ.. При этом в силу (9) и того, что моменты запуска РИ 13 любых m-го и (m + 1)-го БД 3 сдвинуты на τ₁, для произвольной компоненты Y_m указанного вектора, т.е. выходного сигнала (m + 1)-го БД 3, имеет место выражение (2).

Таким образом, в результате работы блоков дискретизации 3 одновременно обеспечиваются дискретизация выходных сигналов элементов 2 антенной решетки 1, ее компенсация в угломестной плоскости (на угол Θ), и формирование луча диаграммы направленности в азимутальной плоскости (с главным максимумом в направлении угла J). При этом выходной сигнал каждого БД 3 с точностью до амплитуды представляет собой последовательность отсчетов принимаемого сигнала S(t), в связи с чем форма его дискретного спектра (фиг. 10,б) в основном интервале дискретных частот совпадает с формой спектра S(t).

Выходные сигналы БД 3 поступают на соответствующие информационные входы всех БФЛ 5, на входы управления которых с второго входа БУ 7 подается код угла q.. С m-го информационного входа каждого БФЛ, подключенного к выходу m-го БД 3, дискретный сигнал поступает на первый вход m-го УКВ 14 (фиг. 4), а с него на первые входы умножителей 16, 17. На вторые входы этих умножителей поступает преобразованный код соответственно с первого и второго выходов функционального преобразователя 15. Функции преобразования Р1_km, P2_km для первого и второго выходов m-го УКВ 14, находящегося в составе k-го БФЛ 5, который предназначен для формирования луча в направлении угла Θ_k в угломестной плоскости (фиг. 11) имеют вид
,
где m m 1; α_m коэффициент амплитудного распределения в угломестной плоскости; λ = c·(F₀)^-1 длина волны принимаемого колебания. Поэтому сигналы на выходах указанного УКВ представляют собой произведения дискретного сигнала, поступающего на m-е информационные входы всех БФЛ 5, и Р1_km, P2_km соответственно. Сумматоры 18, 19 осуществляют суммирование сигналов, поступающих соответственно с первых и вторых выходов всех УКВ. При этом их выходные сигналы согласно (4) (6) представляют собой действительную и мнимую части результата формирования k-го луча в угломестной плоскости.

Комплексные дискретные сигналы с выходов БФЛ 5 поступают на информационные входы соответствующих БВКО 6, работа которых основана на выделении отсчетов комплексной огибающей посредством синхронного детектирования (7). Поскольку частота дискретизации удовлетворяет (8), опорная последовательность , на которую согласно (7) следует умножить входной сигнал произвольного k-го БВКО, имеет вид , т. е. ее действительная и мнимая части есть последовательности нулей и ± единиц. При этом действительная EC_k(lΔ) и мнимая ES_k(lΔ) части результата умножения связаны с действительной RC_k(lΔ) и мнимой RS_k(lΔ) частями следующим образом (см. таблицу).

Следовательно, умножение на опорную последовательность сводится к коммутации отсчетов и инверсии их знаков.

Отсчеты действительной и мнимой частей входного сигнала произвольного k-го БВКО 6 поступают с его информационного входа соответственно на первый и второй входы цифрового коммутатора 20 (фиг. 5). На вход управления коммутатора с выхода делителя частоты 25 поступает последовательность импульсов, частота следования которых вдвое меньше частоты дискретизации (фиг. 9,а). При высоком уровне сигнала на входе управления коммутатора на его первый и второй выходы поступает отсчеты соответственно с первого и второго входа. При низком уровне сигнала на входе управления на первый выход коммутатора проходит отсчет с второго входа, а на второй выход с первого входа. Отсчеты с первого и второго выходов коммутатора 20 поступают на первые входы инверторов знака 21 и 22 соответственно. На вторые входы этих инверторов поступают сигналы с выходов делителей частоты на 2 соответственно 26 и 27. При высоком уровне сигналов на своем втором входе (фиг. 9,в, г) инверторы изменяют на противоположные знаки отсчетов, поступивших на их первые входы, т.е. отсчетов с номерами l 1, 2, 5, 6. для инвертора 21 и l 2, 3, 6, 7. для инвертора 22. В результате на выходах инверторов формируется последовательность комплексных отсчетов, которая согласно приведенной выше таблице есть произведение входного сигнала БВКО и опорной последовательности. Действительная и мнимая части поступают на входы цифровых фильтров 23 и 24, которые подавляют высокочастотные компоненты в спектре (фиг. 10, в, г) и на выходе БВКО, образованном выходами указанных фильтров, формируется последовательность отсчетов комплексной огибающей сигнала, принятого по k-му лучу диаграммы направленности.

Предложенный способ формирования диаграммы направленности осуществляется при последовательной реализации следующих операций.

1. Производят измерение волнового поля, т.е. прием сигнала, посредством плоской антенной решетки.

2. Задают некоторые углы ϑ и Θ, соответственно в азимутальной и угломестной плоскостях антенны.

3. Производят дискретизацию выходных сигналов элементов антенной решетки и одновременно с дискретизацией осуществляют формирование луча диаграммы направленности по углу ϑ и компенсацию антенной решетки по углу q. Для этого, например, выборки выходных сигналов соседних элементов антенной решетки получают со сдвигом во времени, величину которого выбирают исходя из значения угла J для элементов, имеющих одинаковые координаты в угломестной плоскости, и исходя из значения угла q для элементов, имеющих одинаковые координаты в азимутальной плоскости, затем формируют вектор Y действительных дискретных сигналов, каждую компоненту которого получают посредством весового суммирования выборок, полученных из выходных сигналов тех элементов антенной решетки, которые имеют одинаковые координаты в угломестной плоскости.

Для осуществления указанной операции, в частности, в устройстве по фиг. 2 6, в пределах каждого шага дискретизации производят сдвиг выборок путем последовательного запуска блоков дискретизации 3 от распределителя импульсов 4 с интервалом t₁,, равным пространственной задержке в угломестной плоскости, и последовательного перевода в режим хранения устройств выборки-хранения 8 каждого блока 3 с интервалом τ₂,, равным пространственной задержке в азимутальной плоскости;
получение компонент вектора Y путем суммирования многовходовым аналоговым сумматором 9 выходных сигналов всех устройств выборки-хранения каждого блока дискретизации;
формирование вектора Y путем одновременного стробирования выходных данных АЦП 10 каждого блока дискретизации буферными регистрами 11.

4. Производят формирование набора лучей в угломестной плоскости, например, посредством суммирования компонент полученного в результате предыдущей операции 3 вектора Y с комплексными весовыми коэффициентами. Для осуществления этой операции, в частности, в устройстве по фиг. 2 6 в каждом блоке формирования луча 5 выходные отсчеты всех блоков дискретизации умножают на действительную (умножителем 16) и мнимую (умножителем 17) части соответствующего весового коэффициента, формируемые функциональными преобразователями 15, а действительные и мнимые части результатов умножения суммируют сумматорами 18 и 19.

5. Осуществляют выделение отсчетов комплексной огибающей сигналов, принятых по каждому из набора лучей. Для осуществления данной операции, например, в устройстве по фиг. 2 6 посредством блока 6 производят синхронное детектирование выходных сигналов всех блоков формирования луча 5.

Такое выполнение способа формирования диаграммы направленности позволяет по сравнению с прототипом [3, c. 110] повысить точность диаграммоформирования и одновременно снизить вычислительные затраты при реализации способа.

В предложенном способе в отличие от прототипа указанная точность не зависит от шага дискретизации. В частности, при реализации способа с помощью устройства по фиг. 2 6 она составляет δ[рад] = arcsin[2·(d·F_t)^-1] и для эквидистантной решетки с полуволновым расстоянием d между элементами равна
δ = arcsin(2·F₀·F^-_t¹) (10)
где F_o центральная частота принимаемого сигнала, F_t - частота тактового генератора 30 (фиг. 6).

При реализации же способа-прототипа указанная точность равна
δ = arcsin(2·F₀·F^-_д¹) (11)
где F_д частота дискретизации.

Оценим вычислительные затраты при реализации предложенного способа и прототипа по тому объему вычислительных операций, а именно числу умножений VM и сложений VS в единицу времени, который необходим для формирования одного луча диаграммы направленности антенной решетки размером N x N элементов.

Для прототипа VM₁= N·(N+1)·F_д; VS₁=(N+1)·(N-1)·F_д. Для предложенного способа, когда его операция 3 выполняется посредством сдвига выборок и формирования N-мерного вектора Y, операция 4 посредством суммирования компонент Y с комплексными весами, а операция 5 реализуется посредством синхронного детектирования VM₂ [2(N + H) + 4] · F_д при невыполнении условия (8) и VM₂ 2(N + H) · F_д при его выполнении; VS₂ [2(N + H) 4] · F_д (здесь H ≃ F_д(Δf)^-1 длительность импульсной характеристики цифрового фильтра, Δf ширина спектра принимаемого сигнала).

По предложенному способу частота дискретизации может выбираться исходя из ширины спектра сигнала, а именно F_д≥4·Δf, вместе с тем, чтобы лучи диаграммы направленности были достаточно узкими, апертура антенной решетки N·d должна существенно превышать длину волны. Примем N > 10, H N, тогда даже при одинаковой с прототипом частоте дискретизации предложенный способ обеспечивает выигрыш Q_v по объему вычислений, равный

Поскольку принимаемый сигнал всегда узкополосен F₀≫ Δf, при выбираемой исходя из ширины спектра частоте дискретизации обеспечиваемая прототипом точность установки лучей (11) недопустимо низка, тогда как в предложенном способе указанная точность настолько велика, насколько большой может быть выбрана тактовая частота F_t.

Проведенный анализ свидетельствует о новизне и изобретательском уровне решения, а выполненная (в рамках проводимой по заказу ГУНИО МО РФ НИР "Шаган-РВО") техническая проработка подтверждает возможность его промышленной применимости.

Литература Источники информации
1. Старожицкий В.В. Съемка рельефа дна с высоким разрешением. Судостроение за рубежом, N 6, 1988, с.58-60.

2. Бурдик В.С. Анализ гидроакустических систем. Л. Судостроение, 1988.

3. Найт У.С. Придэм Р.Г. и Кей С.М. Цифровая обработка сигналов в гидролокационных системах. ТИИЭР, т.69, N 11, 1981, с.84-154.

4. Лещинский М.М. и Торгушин Е.И. Об одном способе дискретизации узкополосных сигналов. В сб. Методы и устройства первичной обработки сигналов в радиотехнических системах. Горький: изд. ГПИ, 1985, с.7-12.

5. Смарышев М.Д. и Добровольский Ю.Ю. Гидроакустические антенны. Справочник по расчету направленных свойств гидроакустических антенн. Л. Судостроение, 1984.

6. Кобяков Ю.С. Кудрявцев Н.Н. и Тимошенко В.И. Конструирование гидроакустической рыбопоисковой аппаратуры. Л. Судостроение, 1986.

7. Цифровые и аналоговые интегральные микросхемы. Справочник /Под ред. С.В.Якубовского. М. Радио и связь. 1989.

8. Алексенко А.Г. Коломбет Е.Ф. и Стародуб Г.И. Применение прецензионных аналоговых ИС. М. Радио и связь, 1981.

9. Федорков Б. Г. и Телец В.А. Микросхемы ЦАП и АЦП: функционирование, параметры, применение. М. Энергоатомиздат, 1990.

10. Шило В.Л. Популярные цифровые микросхемы. М. Радио и связь, 1989.

11. Хоровиц П. и Хилл У. Искусство схемототехники. В 2-х томах. Т.1. М. Мир, 1984.

12. Хвощ С.Т. Варлинский Н.Н. и Попов Е.А. Микропроцессоры и микроЭВМ в системах автоматического управления: Справочник. Л: Машиностроение, 1987.

13. Ильин В.А. Телеуправление и телеизмерение. М: Энергия, 1974.

14. Шевкопляс Б.В. Микропроцессорные структуры. Справочник. М. Радио и связь, 1990.

15. Верешкин А.Е. и Катковник В.Я. Линейные цифровые фильтры и методы их реализации. М: Сов.радио, 1973.

Формула изобретения

1. Способ формирования диаграммы направленности, заключающийся в приеме сигналов посредством плоской антенной решетки, дискретизации выходных сигналов элементов антенной решетки и двухступенчатом формировании лучей диаграммы направленности раздельно в азимутальной и угломестной плоскостях, отличающийся тем, что задают углы ϑ и Θ, соответственно в азимутальной и угломестной плоскостях, одновременно с дискретизацией осуществляют формирование луча диаграммы направленности по углу ϑ и компенсацию антенной решетки по углу q, для чего при дискретизации выборки выходных сигналов соседних элементов антенной решетки получают со сдвигом во времени, величину которого выбирают исходя из значения угла ϑ для элементов, имеющих одинаковые координаты в угломестной плоскости, и исходя из значения угла q для элементов, имеющих одинаковые координаты в азимутальной плоскости, формируют вектор Y действительных дискретных сигналов, каждую компоненту которого получают посредством весового суммирования выборок, полученных из выходных сигналов тех элементов антенной решетки, которые имеют одинаковые координаты в угломестной плоскости, затем производят формирование набора лучей в угломестной плоскости, после чего осуществляют выделение отсчетов комплексной огибающей сигналов, принятых по каждому из набора лучей.

2. Способ по п.1, отличающийся тем, что формирование каждого из набора лучей в угломестной плоскости осуществляют посредством суммирования компонент вектора Y с комплексными весовыми коэффициентами.

РИСУНКИ

Рисунок 1, Рисунок 2, Рисунок 3, Рисунок 4, Рисунок 5, Рисунок 6, Рисунок 7, Рисунок 8, Рисунок 9, Рисунок 10, Рисунок 11, Рисунок 12