Способ уменьшения уровня боковых лепестков в радиолокаторе со сжатием фазокодоманипулированного сигнала

 

Использование: радиолокация. Сущность изобретения: в заданное угловое направление одновременно излучают два импульсных фазокодоманипулированных сигнала одной длительности с равным числом дискрет, с бинарной манипуляцией фазы, на несущих частотах f₁ и f₂ соответственно. Несущая частота второго сигнала f₂ отличается от несущей частоты первого сигнала f₁ на величину дельта f, большую ширину спектра сигнала. Отраженные от цели сигналы фильтруют по частотам несущих f₁, f₂ и далее идентично обрабатывают в двух параллельных каналах, где их усиливают, преобразуют на равные промежуточные частоты f_пр, повторно усиливают, каждый сигнал подвергают полосовой фильтрации на промежуточной частоте, задерживают на время,равное длительности одной дискреты фазокодоманипулированного сигнала, незадержанный и задержанный сигналы суммируют и вычисляют, суммарный и разностный сигналы детектируют, огибающую разностного сигнала вычитают из огибающей суммарного сигнала, результирующий видеосигнал подвергают согласованной фильтрации, сжатые сигналы суммируют, а коды фазокодоманипулированных сигналов выбирают так, чтобы код первого видеосигнала и код второго видеосигнала совместно являлись дополнительными последовательностями, что позволяет уменьшить уровень боковых лепестков суммарного сигнала. 1 табл., 3 ил.

Изобретение относится к области радиолокации.

Появление боковых лепестков при сжатии импульсных широкополосных сигналов является общим недостатком согласованной фильтрации.

Известны способы уменьшения боковых лепестков, заключающиеся в весовой обработке огибающей сигнала функциями Дольфа-Чебышева, Тейлора, Хемминга. Все способы весовой обработки огибающей сигналов хорошо себя зарекомендовали для частотно-модулированных сигналов, где дают существенное ослабление боковых лепестков.

Использование весовой обработки огибающей сигнала для дискретно-кодированных по фазе сигналов также возможно, однако ослабление боковых лепестков здесь значительно меньше и не удовлетворяет потребностям практики.

Наиболее близким техническим решением, выбранным в качестве прототипа, является способ, при котором излучают в заданное угловое направление импульсный ФКМ сигнал с бинарной манипуляцией фазы, принимают отраженный сигнал от цели, усиливают, преобразуют на промежуточную частоту, усиливают на промежуточной частоте и подвергают последовательной когерентно-некогерентной фильтрации, при котором сигнал на промежуточной частоте фильтруют полосовым фильтром и задерживают линией задержки на время равное длительности одной дискреты ФКМ-сигнала, сигналы с выхода полосового фильтра и задержанный линией задержки параллельно суммируют между собой и вычитают из первой, второй, суммарный и разностный сигналы детектируют амплитудными детекторами положительной полярности, огибающую разностного сигнала вычитают из огибающей суммарного сигнала, результирующий видеосигнал согласованно сжимают в фильтре, при этом код ФКМ-сигнала для уменьшения уровня боковых лепестков выбирают из класса М-последоваптельностей. Недостатком этого способа является относительно высокий уровень боковых лепестков сжатого сигнала. Для импульсного сигнала, манипулированного минимаксной М-последовательностью, уровень лепестков составляет где N число дискрет М-последовательности.

Динамический диапазон ЭПР целей, с которыми необходимо работать современному радиолокатору, лежит от S_min 10^-3 м² до S^max 10³ м². Поэтому для различения слабых сигналов необходимо, чтобы выполнялось условие Отсюда следует, что один из эффективных путей, который ведет к решению задачи обнаружения слабых сигналов на фоне сильных, это увеличение числа дискрет N в импульсном сигнале при существующем уровне боковых лепестков. Однако, с увеличением сложность его реализации существенно возрастает и в настоящее время технически достигнуто использование ФКМ-сигналов (М-последовательностей) с количеством дискрет 10³, что недостаточно.

Сущность изобретения поясняется следующим образом. В основу предлагаемого способа уменьшения уровня боковых лепестков ФКМ-сигналов положены известные свойства дополнительных последовательностей.

Пусть кодовая последовательностьa_j} a₁, а₂ а_N представлена набором символов Нормированная автокорреляционная функция этой последовательности выражается соотношением Последовательности называются дополнительными, если где описывается выражением /1/ при подстановке под знак суммы элементов последовательностиa_j} и соответственно.

Свойства дополнительных последовательностей достаточно хорошо изучены. Из них отметим следующие в дополнительных последовательностях число N (количество дискрет) является четным и равно сумме квадратов двух целых чисел; если имеется пара дополнительных последовательностей длины N, то из них по определенным правилам (присоединения и чередования) можно сформировать последовательности длины 2 N.

Последнее свойство позволяет формировать дополнительные последовательности требуемой длины из коротких последовательностей. В качестве примера в таблице представлены значения автокорреляционных функций двух дополнительных последовательностей длины N 8 a_j} +1, +1, +1, -1, +1, +1, -1, +1 и значения их суммы в зависимости от сдвига на m дискрет. Как следует из определения (2) и данных таблицы, сумма автокорреляционных функций двух дополнительных последовательностей имеет нулевые боковые лепестки, что и предлагается использовать.

Для этого формируются и одновременно излучаются в направлении цели два ФКМ-сигнала одинаковой структуры, но на разных частотах (для последующего разделения при приеме и обработке), при этом каждый сигнал кодируется своим кодом. На первый взгляд кажется, что коды ФКМ-сигналов можно выбирать из класса дополнительных последовательностей, при обработке принятых сигналов преобразовать каждый из них на одну и ту же промежуточную частоту, сжать сигналы на промежуточной частоте с помощью оптимальных фильтров, а сжатые сигналы когерентно сложить между собой. Но анализ показывает, что обеспечить когерентность сигналов, излученных на разных частотах, невозможно, и таким образом избавиться от боковых лепестков не удастся. Однако, если после преобразования сигналов на одинаковые промежуточные частоты провести когерентно-некогерентную обработку каждого сигнала, заключающуюся в когерентном формировании видеокодового сигнала и его последующем сжатии видеофильтром, то наличие случайной разности фаз между первым и вторым сигналами становится уже несущественным, т.к. здесь при формировании видеокодовых сигналов используется свойство когерентности каждого сигнала отдельно во времени, теперь, если видеокодовые сигналы выбрать из класса дополнительных последовательностей, то сжатые видеофильтрами сигналы, после суммирования друг с другом будут иметь только главный лепесток, а боковые взаимокомпенсируются. В свою очередь код ФКМ-сигнала легко определить по выбранным кодам видеосигналов, для этого нужно воспользоваться следующим алгоритмом:
1. Задать кодовые последовательности видеокодовых сигналов (дополнительных последовательностей) a_j} a₁, a₂, a_N

2. Задать значения первых символов кодовых последовательностей ФКМ-сигналов
b₁=+1

3. Определить остальные символы кодов ФКМ- сигналов по рекуррентному правилу
b_j=b_j-1a_j-1,

Проведем более детально обоснование предлагаемого способа. Отраженные от целей сигналы, разделенные по частотам несущих, преобразованные на один и те же промежуточные частоты f_пр, можно записать в виде


где U_i(t-τ_i) комплексная огибающая i-го ФКМ-сигнала,
τ_i время задержки i-го ФКМ-сигнала;
f₁=f_пр+f_o несущая частота 1-го ФКМ-сигнала;
f₂= f_пр+f_o+Δf несущая частота 2-го ФКМ-сигнала,
F_gi допплеровский сдвиг частоты i-го ФКМ- сигнала,
ϕ_yi случайный набег фазы на цели i-го ФКМ сигнала,
i=1, 2.

Суммарный U_Σi и разностный U_Δi сигналы при последовательной когерентно-некогерентной фильтрации для первого и второго ФКМ-сигналов соответственно равны:


Считая амплитудные детекторы огибающих в каждом из каналов линейными, получим следующие выражения для огибающих сигналов:


с учетом (7) и (8), видеокоды каждого сигнала

и следовательно, отклики видеофильтров

являются функциями только двух параметров:
τ_i время задержки, f_gi допплеровского сдвига частоты.

Рассмотрим пример.

При работе радиолокатором см диапазона волн по космической цели, имеющей размеры R 3 м и летящей со скоростью V 6,5 км/с, парой ФКМ- сигналов на частотах, несущих f₁ 3000 МГц и f₂3030 МГц при длительности одной дискреты ФКМ- сигнала τ_g 0,2 мкс максимальные значения разностей задержек и доплеровских частот на интервале τ_g равны


При этом соответствующий интервалу корреляции ФКМ-сигнала, а
exp{j2π(F_g2-F_g1)τ_g} → 1
Таким образом, можно считать, что τ₁= τ₂ и F_g1 F_g2 и значение суммарного видеосигнала зависит лишь от структуры сигнала.

На фиг. 1 изображена структурная схема устройства; на фиг. 2 - укрупненная блок-схема обработки ФКМ-сигнала на промежуточной частоте; на фиг. 3 эпюры ФКМ-сигналов, видеосигналов и результат их обработки.

Устройство содержит (фиг. 1) генератор промежуточной частоты 1, подключенный ко входам кодирующих устройств 2 и 3. На вторые входы кодирующих устройств поступают синхроимпульсы от синхронизатора 27, выходы кодирующих устройств 2 и 3 соединены со входами смесителей 4 и 5 соответственно, выход смесителя 5 через фильтр 9 подключен ко входу широкополосного усилителя высокой частоты передающей части 10 (УВЧ), выход смесителя 7 через фильтр 8 подключен к входу УВЧ-10. Выход УВЧ 10 связан с входом переключателя "Прием-передача" 11. Второй вход-выход которого подключен к антенне 12, а выход к усилителю высокой частоты (УВЧ) 13, выходы которого через фильтры 14 и 15 подключены к смесителям 16, 17 соответственно, выход смесителя 16 соединен с входом усилителя промежуточной частоты (УПЧ) 22, выход смесителя 17 через фильтр 20 подключен к входу смесителя 21. Выход смесителя 21 соединен с входом УПЧ 23. Выход УПЧ 22 соединен с входом фильтра первого ФКМ-сигнала 24, выход УПЧ 23 соединен с входом фильтра 25. Выходы фильтров 24 и 25 соединены с входами сумматора видеоимпульсов 26. На вторые входы смесителей 5, 7, 16, 17 поступает гетеродинный сигнал от генератора 18, а на вторые входы смесителей 4 и 21 от генератора 19.

Устройство функционирует следующим образом. Кодирующие устройства 2 и 3 совместно с генератором промежуточной частоты 1 и синхронизатором 27 вырабатывают ФКМ-импульсы на промежуточной частоте f_пр, при этом импульсы манипулируются кодовыми последовательностями, восстановленными по дополнительным последовательностям. Далее первый сигнал преобразуется с помощью смесителя 5, генератора 18 и фильтра 9 на несущую частоту f₁, а второй сигнал с помощью смесителя 4, генератора 19 и фильтра 6 преобразуется на частоту f_пр+Δf а затем с помощью смесителя 7, генератора 18 и фильтра 8 на частоту f₂, при этом f₂= f₁+Δf Сигналы на частотах f₁, f₂ поступают на широкополосный УВЧ передающей части 10, где усиливаются и через переключатель 11 поступают на антенну 12 и излучаются в заданное угловое направление. Отраженные от цели сигналы через антенну 12 и переключатель 11 поступают на вход УВЧ приемной части 13, где усиливаются. После чего с помощью фильтров 14 и 15 сигнал на частоте f₁ поступает на смеситель 13, а на частоте f₂ на смеситель 17. В смесителе 16 первый ФКМ-сигнал преобразуется на частоту f_пр. Второй сигнал в смесителе 17 преобразуется на частоту f_пр+Δf и далее в смесителе 21 на частоту f_пр. Первый сигнал поступает на УПЧ 22, второй на УПЧ 23. Усиленные сигналы поступают на фильтры 24 и 25, с выходов которых видеосигналы поступают на сумматор 26, где суммируются. Для иллюстрации способа на фиг. 2 приведены: коды ФКМ сигналов, видеокоды результирующих сигналов на входах видеофильтров (дополнительные последовательности), сжатые видеосигналы на выходах видеофильтров, суммарный видеосигнал.

На фиг. 2 хорошо видно, что все боковые лепестки двух сжатых видеосигналов при суммировании взаимокомпенсируются, а главные лепестки суммируются.

Формула изобретения

Способ уменьшения уровня боковых лепестков в радиолокаторе со сжатием фазокодоманипулированного сигнала, заключающийся в том, что излучают в заданное угловое направление первый импульсный фазокодоманипулированный радиосигнал и f₁ на несущей частоте f₁, принимают отраженный сигнал от находящегося в облучаемом угловом направлении объекта, осуществляют частичную когерентную фильтрацию с преобразованием принятого фазокодоманипулированного радиосигнала в фазокодоманипулированный видеосигнал Ив₁, полученный видеосигнал Ив₁ подвергают согласованной фильтрации в видеофильтре, формируя сжатый сигнал Ис₁, отличающийся тем, что в то же угловое направление излучают второй импульсный фазокодоманипулированный радиосигнал Иf₂ на частоте f₂ принимают отраженный от объекта второй сигнал, фильтруют по частоте несущей от первого сигнала, осуществляют частичную когерентную фильтрацию с преобразованием фазокодоманипулированного радиосигнала в фазокодоманипулированный видеосигнал Ив₂, сжимают полученный видеосигнал Ив₂ в видеофильтре, формируя сигнал Ис₂, после чего сигналы Ис₁ и Ис₂ суммируют, при этом кодирование фазокодоманипулированный сигнал Иf₁ и Иf₂ осуществляют путем составления из кодов фазокодоманипулированных сигналов Ив₁ и Ив₂ совместных дополнительных последовательностей.

РИСУНКИ

Рисунок 1, Рисунок 2, Рисунок 3, Рисунок 4