Способ некогерентного приема дискретных сигналов

 

Изобретение относится к радиотехнике и связи, а именно к технике многоканального приема, и может быть использовано в многоканальных приемных устройствах для различения дискретных сигналов в условиях высокого уровня шума. Целью изобретения является разработка способа некогерентного приема дискретных сигналов, снижающего вероятность ошибки различения случайного процесса, содержащего сигнал на фоне шума. Способ включает сравнение входных процессов в двух каналах приема, вычисление единичной ступенчатой функции, формирование передаточной функции и передаточной функции дополнения и их перемножение соответственно с входными процессами в первом и втором каналах приема. Для этого входные процессы в каналах приема сглаживают в заданном временном интервале, соответствующем интервалу корреляции шума. На их основе в каждом канале приема формируют импульсные функции, которые интегрируют в течение установленного временного интервала, соответствующего интервалу корреляции сигнала. Затем сравнивают амплитуды импульсных функций первого и второго каналов приема, после чего вычисляют единичную ступенчатую функцию. Из нее формируют передаточную функцию и передаточную функцию дополнения, перемножают их с входными процессами каналов приема, имеющих соответственно большее и меньшее значения амплитуды импульсной функции. Полученные после перемножения процессы передают в тракт их дальнейшей обработки. Это приводит к подавлению исходного случайного процесса, содержащего шумовую составляющую, и выделению случайного процесса, содержащего сигнал. 4 ил., 1 табл.

Изобретение относится к радиотехнике и связи, а именно к технике многоканального приема, и может быть использовано в многоканальных приемных устройствах для различения дискретных сигналов в условиях высокого уровня шума.

Известны способы приема некогерентного приема дискретных сигналов [1, 2, 3], включающие сравнение сигналов в каналах приема (КП) и последующее подавление сильного сигнала слабым.

Однако известные способы приема характеризуются большей вероятностью ошибки, в случаях малых отношений мощности сигнала к сумме мощностей помех и шума (ОСПШ). Высокая вероятность ошибки определяется флуктуациями случайного процесса (СП), содержащего сигнал, на временном интервале, превышающем интервал корреляции шума, что приводит к потере информации [2].

Наиболее близким по технической сущности к предлагаемому является способ некогерентного приема дискретных сигналов, описанный в [1].

Способ-прототип включает: сравнение мощностей входных СП в двух каналах приема, формирование единичной ступенчатой функции, формирование из нее монотонно возрастающей передаточной функции и передаточной функции дополнения к единичной ступенчатой функции и перемножение монотонно возрастающей передаточной функции с большим по мощности входным СП, а передаточной функции дополнения с меньшим по мощности соответственно.

Однако способ-прототип имеет следующие недостатки: большую вероятность ошибки, обусловленную тем, что при реализации известного способа осуществляется сглаживание флуктуаций СП на временном интервале, соответствующем интервалу корреляции шума, то есть осуществляется сглаживание только шумовой составляющей входных процессов и не учитываются флуктуации СП на временном интервале, превышающем интервал корреляции шума. В то же время флуктуации СП на временном интервале, превышающем интервал корреляции шума, могут достигать величины 3 - 12 дБ [4]. Это свою очередь приводит к потере информации. Использование же способа-прототипа для обработки случайных процессов на временном интервале, определяемом относительно медленными флуктуациями сигнала, приводит к увеличению временных затрат на анализ СП в каналах приема. Например, в ВЧ-диапазоне такой временной интервал может составлять минуты, а в ряде случаев и десятки минут [4].

Целью изобретения является разработка способа некогерентного приема дискретных сигналов, снижающего вероятность ошибки различения случайного процесса, содержащего сигнал, на фоне шума.

Поставленная в способе цель достигается тем, что в известном способе некогерентного приема дискретных сигналов, включающем сравнение входных процессов в двух каналах приема, вычисление единичной ступенчатой функции, формирование передаточной функции и передаточной функции дополнения и их перемножение соответственно с большим и меньшим по мощности входными процессами, предварительно входные процессы в каналах приема сглаживают в заданном временном интервале τ_ш, соответствующем интервалу корреляции шума. После этого на основе сглаженных входных СП в каждом канале приема формируют импульсные функции. Полученные импульсные функции каналов приема интегрируют с постоянной времени, соответствующей интервалу корреляции сигнала τ_c. Затем сравнивают амплитуды импульсных функций первого и второго каналов приема. По результатам сравнения вычисляют единичную ступенчатую функцию, из которой формируют передаточную функцию и передаточную функцию дополнения. Сформированные передаточная функция и передаточная функция дополнения к единичной ступенчатой функции перемножаются с входными случайными процессами, имеющими соответственно большее и меньшее значение амплитуды импульсной функции, а полученные после перемножения процессы передают в тракт их дальнейшей обработки для последующего использования.

Указанная новая совокупность существенных признаков, позволяет учесть флуктуации мощности СП на временном интервале, превышающем интервал корреляции шума, что снижает вероятность неправильного выбора из двух СП процесса, содержащего сигнальную компоненту, и тем самым уменьшить вероятность ошибки различения сигналов на фоне шума. Это в свою очередь повышает достоверность принимаемой информации.

На фиг. 1 показаны временные диаграммы, поясняющие работу предлагаемого способа. На фиг. 1а показаны исходные случайные X₁(t), X₂(t) процессы в первом и во втором каналах приема соответственно (для упрощения записи далее X₁ и X₂), 1б - процессы P_cr1, P_cr2 в первом и во втором КП соответственно, сглаженные на интервале корреляции шума, 1в - сформированные импульсные функции P_иф1, P_иф2 для каждого из каналов приема, 1г - импульсные функции P_и1, P_и2, проинтегрированные на интервале корреляции сигнала, 1д, 1е - единичная ступенчатая функция и передаточная функция с предаточной функцией дополнения P_пф, P_пфд соответственно.

На фиг. 2 показаны временные диаграммы, показывающие процесс обработки СП в способе-прототипе и предлагаемом способе, где x⁽₁¹⁾, x⁽₂¹⁾, x⁽₁²⁾, x⁽₂²⁾ - реализации преобразованных процессов способа-прототипа и предлагаемого способа в первом и во втором каналах приема соответственно.

На фиг. 3 показана структурная схема устройства, реализующая предлагаемый способ.

На фиг. 4 показана зависимость вероятности ошибки при определении случайного процесса, содержащего сигнальную составляющую от отношения мощности сигнала к мощности шума, поясняющая эффективность предлагаемого способа.

Возможность реализации предлагаемого способа некогерентного приема дискретных сигналов объясняется следующим.

Известно, что СП могут быть определены статистическими моментными функциями к-го порядка. В случае представления СП как гауссовых процессы могут быть описаны статистическими моментами 2-го порядка (корреляционной функцией и дисперсией). Кроме того, из теории оптимального приема известно, что возможность разделения нескольких случайных процессов ограничивается их дисперсией оценок. Поэтому для разделения двух СП необходимо уменьшить их дисперсию. Дисперсия СП, определяемая характером распространения радиоволн в радиоканалах, может быть уменьшена как путем сглаживания, так и путем подавления слабого сигнала сильным. При этом сглаживание осуществляется, как правило, на временном интервале, соответствующем интервалу корреляции шума. Под интервалом корреляции понимается отрезок времени, в котором случайные процессы считаются коррелированными. Однако в реальных радиоканалах наблюдаются также флуктуации сигнала на временном интервале, превышающем интервал корреляции шума. Это, в случае малых ОСПШ, приводит к неправильному выделению СП, содержащего сигнал, и следовательно, приводит к потере информации.

Как следует из анализа статистических данных [4, 5], закон изменения медианного значения СП, содержащего шум, будет более плавным по сравнению с СП, содержащим сигнал.

Исходя из этого, в предлагаемом способе предложено после сглаживания входных процессов (для устранения шумовой составляющей) в каждом канале приема формировать импульсную функцию (фиг. 1г.). Для этого сглаженные случайные процессы каждого канала приема дифференцируют. В результате дифференцирования сглаженных случайных процессов в каждом канале приема получим последовательность импульсов. При этом количество импульсов будет определяться законом изменения огибающей СП в каждом канале приема. Для СП, содержащих сигнальную и шумовую компоненту, число импульсов будет разным в силу более плавного характера изменения огибающей СП с шумом. Это позволяет различить СП, содержащий сигнал, так как значение импульсной функции в каждом из каналов будет определяться количеством импульсов и соответственно характером СП в каждом канале приема (фиг. 1в).

Проинтегрировав полученные импульсные функции (ИФ) каждого канала приема с постоянной времени, соответствующей интервалу корреляции шума, можно определить канал, СП в котором содержит сигнал. Для этого после интегрирования сравнивают значения (в частном случае амплитуды) ИФ каждого канала приема и по результатам этого сравнения формируется единичная ступенчатая функция (ЕСФ), которая принимает значения от 0.5 до -0.5 [1]. ЕСФ формируется путем перемножения единичной функции (полученной согласно [6]) и разности значений амплитуд импульсных функций. Формирование единичной ступенчатой функции из разности значений ИФ может выполняться, например, усилителем-ограничителем. Сравнение импульсных функций может выполняться путем вычитания их амплитуд (например, в сравнивающих устройствах (компараторах)). Единичная ступенчатая функция содержит информацию о разности между величинами шумовой и сигнальной составляющих входных случайных процессов, а также о канале приема, в котором присутствует сигнал.

На основании ЕСФ формируют передаточную функцию и функцию дополнения, которые перемножают с большим и меньшим по мощности СП соответственно (импульсные функции которых имеют большее и меньшее значение соответственно (фиг. 1г-1е)). Формирование передаточной функции и передаточной функции дополнения осуществляют путем определения полярности единичной ступенчатой функции и нормирования ее уровня к значению, заданному параметрами перемножителей. Уровень нормирования задают исходя из априорно известных средних уровней сигналов в каналах приема. Полярность единичной ступенчатой функции устанавливает соответствие между номерами каналов приема и передаточными функциями (передаточной функцией и передаточной функцией дополнения). Полярность единичной ступенчатой функции может быть определена диодным выпрямителем. В свою очередь, средний уровень сигнала зависит от технических характеристик радиолинии и может быть определен либо практическим измерением, либо на основе расчета. Передаточную функцию и передаточную функцию дополнения перемножают соответственно с каналами приема, имеющими большее или меньшее значение амплитуды импульсной функции.

В результате перемножения происходит подавление входного СП, имеющего более плавный характер изменения огибающей (то есть СП, содержащего шум).

Таким образом, в результате формирования импульсных функций и их интегрирования происходит уменьшение дисперсий случайных процессов. Сравнение проинтегрированных ИФ с последующим формированием ЕСФ, а также передаточной функции и функции дополнения позволяет на основе появившихся различий начальных моментов случайных процессов подавить входной процесс, содержащий шумовую компоненту, с одновременным выделением процесса с сигналом.

Указанная последовательность действий предлагаемого способа может быть реализована устройством многоканального приема, один из вариантов которого приведен на фиг. 3.

На фиг. 3 позициями обозначены: 1 - фильтр низких частот (ФНЧ), 2 - устройство дифференцирования, 3 - усилитель-ограничитель (УО), 4 - устройства интегрирования с постоянной времени интегрирования, соответствующей интервалу корреляции сигнала, 5 - устройства формирования единичной ступенчатой функции, 6 - устройства формирования передаточной функции и передаточной функции дополнения, 7 - перемножители.

Устройства 1 осуществляют сглаживание входных процессов в каждом из каналов приема на временном интервале, соответствующем интервалу корреляции шума. В результате происходит сглаживание шумовой составляющей входных случайных процессов. Устройства 2, 3 формируют импульсные функции в каждом канале приема соответственно. При этом формирование импульсных функций осуществляется дифференцированием сглаженных входных случайных процессов каждого канала, а значение импульсных функций на выходе устройств 3 в каждом канале будет определяться характером изменения огибающей СП. Устройство 4 осуществляет интегрирование импульсных функций с постоянной времени, превышающей интервал корреляции шума. В устройстве 5 осуществляется формирование единичной ступенчатой функции путем преобразования сигнала с выхода интегрирующего устройства в импульс с амплитудой, соответствующей величине импульсной функции канала с более быстрым характером изменения огибающей. В устройстве 6, реализующем усилитель-ограничитель, один из выходов является инверсным, происходит формирование передаточной функции и передаточной функции дополнения с величинами, необходимыми для перемножения со случайными входными процессами в каждом из каналов приема. Перемножение осуществляется в устройствах 7.

С целью подтверждения эффективности предложенного способа применялось моделирование случайных процессов на ЭВМ и их обработка в соответствии с алгоритмами где k₁(t-Δt) = (x⁽₂¹⁾(t-Δt))/(x₂(t-Δt)) - значение коэффициента передачи первого процесса в момент времени (t-Δt), Δt → 0; z₁[t,g((t), k₁(t-Δt)] - передаточная функция первого процесса, существующая при x₁(t) > x₂(t) и монотонно возрастающая в пределах 0 ≅ z₁[t,g(t), k₁(t-Δt)] ≅ 1. (2) Выражения (1) и (2) описывают динамику подавления одного из СП. Аналогичные функции реализуются выражениями (3) и (4), но в случае обратного хода данных процессов где k₂(t-Δt) = (x⁽₂¹⁾(t-Δt))/(x₂(t-Δt)) - значение коэффициента передачи второго процесса в момент времени (t-Δt), Δt → 0; z₂[t,g(t), k₂(t-Δt)] - передаточная функция второго процесса, существующая при x₁(t) > x₁(t) и монотонно возрастающая в пределах 0 ≅ z₂[t,g(t), k₂(t-Δt)] ≅ 1. (4) Моделировались процессы, представляющие собой огибающие на выходах разделительных фильтров частотного дискриминатора. Предполагалось, что распределение одного из этих процессов (содержащего сигнал) подчинено закону Райса W₁(x)(x/σ²)exp(-(x²+A²)/(2σ²)I_o(A_x/σ)), (5)
а другого (не содержащего сигнал) - закону Релея
W₂(x)(x/σ²)exp(-(x²)/(2σ²), (6)
где А - амплитуда сигнала, σ - эффективное значение шума на входе дискриминатора.

Указанные процессы представлены числовыми значениями, взятыми через 0.3 τ_k. Объем статистики каждого процесса составил 15 тыс. чисел.

Критерием эффективности предлагаемого способа является величина вероятности ошибки при определении процесса с сигналом по взятым отсчетам. В соответствии с этим критерием вычислялись вероятности ошибок при обработке одних и тех же процессов без взаимного подавления процессов, подавления слабого сигнала сильным (по способу [1]) и после сглаживания сигнала на интервале корреляции сигнала согласно предлагаемому способу. Полученные результаты приведены в таблице.

В таблице приняты следующие обозначения: а = А/σ - отношение амплитуды сигнала к эффективному значению шума σ на выходе; а²/2 - отношение мощности сигнала к мощности шума на входе; Р_ош, P⁽¹_ош⁾, P⁽²_ош⁾ - вероятности ошибочного определения СП с сигналом без подавления одного из процессов, после подавления одного из случайных процессов (по способу [1]) и после сглаживания процесса на интервале корреляции сигнала с использованием заявленного способа соответственно.

Графическое представление зависимости Р_ош (P⁽¹_ош⁾, P⁽²_ош⁾) от значений отношения амплитуды сигнала к эффективному значению шума на выходе приведено на фиг. 4.

Литература
1. А. С. по заявке 7771894, кл. H 04 B 7/00 от 30.06.78. Способ некогерентного приема дискретных сигналов. А.И. Даниленко, А.Ю. Левашев.

2. Коржик В. И. Расчет помехоустойчивости систем передачи дискретных сообщений. Справочник. -М.: Радио и связь, 1981, с.106-128.

3. Калинин И.И., Черенкова Е.Л. Распространение радиоволн и работа радиолиний. -М.: Связь, 1979, 293 с.

4. Челышев В.Д. Приемные радиоцентры. -М.: Связь, 1975, 197 с.

5. Поиск, обнаружение и измерение параметров сигналов в радионавигационных системах. /Под ред. Ю.М. Казаринова. -М.: Советское радио. 1975, с. 85-127.

6. Гоноровский В.Г. Радиотехнические цепи и сигналы. -М.: Радио и связь, 1981, 347 с.

Формула изобретения

Способ некогерентного приема дискретных сигналов, заключающийся в сравнении входных процессов в двух каналах приема, вычислении единичной ступенчатой функции, формировании передаточной функции и передаточной функции дополнения и их перемножении соответственно с входными процессами в первом и во втором каналах приема, отличающийся тем, что предварительно входные процессы в каналах приема сглаживают в заданном временном интервале, соответствующем интервалу корреляции шума, на их основе в каждом канале приема формируют импульсные функции, интегрируют их с постоянной времени, соответствующей интервалу корреляции сигнала, после чего сравнивают амплитуды проинтегрированных импульсных функций первого и второго каналов приема, по результатам которого вычисляют единичную ступенчатую функцию, из которой формируют передаточную функцию и передаточную функцию дополнения, которые перемножают с входными процессами каналов приема, имеющих соответственно большее и меньшее значения амплитуд проинтегрированных импульсных функций, а полученные после перемножения процессы передают в тракт их дальнейшей обработки.

РИСУНКИ

Рисунок 1, Рисунок 2, Рисунок 3, Рисунок 4, Рисунок 5