Приемник прямого преобразования с цифровой компенсацией

 

Приемник прямого усиления с цифровой компенсацией включает блоки формирования цифровых отсчетов синфазного сигнала в полосе частот модулирующего сигнала и квадратурного сигнала в полосе частот модулирующего сигнала, а также обнаружения наличия cоставляющей сигнала второго порядка, возникновение которого вызвано действием сигнала помехи с амплитудной модуляцией. Кроме того, устройство содержит блок цифровой компенсации цифровых отсчетов путем исключения составляющей сигнала второго порядка, благодаря чему вырабатываются скомпенсированные цифровые отсчеты. В одном способе цифровой компенсации отсчетов информационного сигнала, модулирующего в квадратуре сигнал несущей, оценочные отсчеты составляющей второго порядка, возникающей в результате действия переключаемого сигнала несущей, формируются путем усреднения цифровых отсчетов в течение двух периодов времени и путем определения времени перепадов синфазного и квадратурного сигналов, происходящих между периодами времени из-за действия сигнала помехи. При определении времени перепадов цифровые отсчеты могут быть продифференцированы, а результаты сглажены. В другом устройстве оценочные отсчеты составляющей сигнала второго порядка формируются блоком усреднения квадрата разности соответствующих цифровых отсчетов синфазного сигнала и квадратурного сигнала, благодаря чему определяется амплитуда сигнала несущей с амплитудной модуляцией, а также блоком объединения амплитуды и цифровых отсчетов, благодаря чему формируются оценочные отсчеты. Технический результат заключается в снижении воздействия составляющих второго порядка. 4 с. и 12 з.п. ф-лы, 6 ил.

Область техники Изобретение относится к приемнику прямого преобразования для системы радиосвязи типа портативных сотовых радиотелефонов, беспроводных телефонов, пейджеров и т.п.

Описание уровня техники.

В первом поколении сотовых систем для передачи речи использовалась амплитудная модуляция, при этом было разработано несколько стандартов, например NMT 450, NMT 900, AMPS и ETACS.

Сотовые системы второго поколения, например Глобальная система мобильной связи GSM (Global System for Mobile communications) в Европе и Американская система цифровой сотовой связи ADC (American Digital Cellular System) в Северной Америке, используют цифровую передачу речевых сигналов и предоставляют некоторые услуги цифровой связи типа передачи факсимиле и коротких сообщений.

Приемники в сотовых системах и других приведенных выше областях применения предпочтительно выполняются портативными, легкими и недорогими. Для того, чтобы снизить массу и стоимость портативного приемника типа носимого телефона, были проведены обширные исследования, направленные на повышение степени интеграции различных элементов телефона. Однако предшествующие приемники являлись обычными приемниками гетеродинного типа. Применение этих приемников в малогабаритных недорогих мобильных системах связи осложнялось высокой стоимостью изготовления таких приемников, обусловленной тем, что в них применяются дорогие и слабоинтегрированные элементы типа полосовых фильтров.

Для преодоления этих недостатков была разработана альтернативная конструкция приемника, основанная на принципе прямого преобразования, в котором частота гетеродина совпадает с частотой несущей принимаемого сигнала. Соответственно, принимаемый сигнал за один этап преобразуется с понижением частоты непосредственно в полосу частот модулирующего сигнала. Благодаря тому, что приемник с прямым преобразованием не имеет промежуточных частот (ПЧ), большое число фильтров может быть опущено или упрощено.

Прямое преобразование было предложено для приемников с одной боковой полосой в 50-х годах, однако возможности этого способа не ограничиваются такими системами. Прямое преобразование может быть использовано при различных видах модуляции и на сегодняшний день особенно хорошо изучено для квадратурных видов модуляции типа манипуляции с минимальным сдвигом (ММС, MSK) и квадратурной амплитудной модуляции (КАМ, QAM). Различные типы приемников с прямым преобразованием или гомодинные приемники описываются в заявке на американский патент N 08/303183, озаглавленной "Радиоприемник" и поданной двумя из авторов настоящей заявки.

Работа обычного приемника с прямым преобразованием может быть описана следующим образом (фиг. 1а). Сигнал радиочастоты (РЧ) с центральной частотой f_c и шириной спектра BWrf принимается антенной 10, а затем фильтруется полосовым фильтром 20. Отфильтрованный сигнал с выхода полосового фильтра усиливается усилителем 30, который предпочтительно является малошумящим, что улучшает общий коэффициент шума приемника.

Усиленный отфильтрованный сигнал с выхода усилителя 30 затем преобразуется с понижением частоты в полосу частот модулирующего сигнала синфазного канала (I) и квадратурного канала (Q) при помощи балансных смесителей 40, 50. На смесители соответственно подаются синусоидальный (I) и косинусоидальный (Q) сигналы, вырабатываемые из синусоидального сигнала гетеродина 60 при помощи соответствующего делителя и фазовращателя 70. В соответствии с принципом прямого преобразования сигнал гетеродина (LO) имеет частоту f_c.

Смесители 40 и 50 эффективно перемножают сигнал с усилителя 30 с I- и Q-составляющими сигнала гетеродина. Каждый смеситель формирует сигнал, который имеет частоты, являющиеся суммами и разностями частот усиленного отфильтрованного сигнала и сигнала гетеродина. Каждый из разностных (с пониженной частотой) сигналов имеет спектр, сосредоточенный вокруг нулевой частоты (постоянного тока) и отстоящий от постоянного тока на 0,5 В BWrf.

Сигналы I и Q с выходов смесителей фильтруются фильтрами низкой частоты 80 и 90, которые устраняют суммарные (с повышенной частотой) сигналы, а также составляющие, обусловленные близрасположенными сигналами РЧ. Фильтры 80 и 90 определяют шумовую полосу и, следовательно, общую мощность шумов в приемнике. Затем сигналы I и Q обычно усиливаются усилителями 100 и 110 и подаются на элементы дальнейшей обработки, которые формируют демодулированный выходной сигнал. Такая дальнейшая обработка может включать фазовую демодуляцию, амплитудную демодуляцию, частотную демодуляцию или гибридную демодуляцию.

Основной сложностью в приемнике прямого преобразования является то, что смесителями вырабатываются помеховые составляющие второго порядка (например, сигналы в тех же самых или близких связных РЧ-каналах). Одна из этих составляющих второго порядка расположена в полосе частот модулирующего сигнала и, таким образом, является помехой для полезного сигнала в полосе частот модулирующего сигнала, ухудшая характеристики приемника. В некоторых случаях эта проблема полностью делает невозможной связь при помощи высококачественных приемников прямого преобразования, используемых в современных цифровых сотовых системах множественного доступа с временным разделением (МДВР, TDMA).

Нелинейное устройство типа смесителя при подаче на его вход сигнала V_in будет формировать на выходе сигнал V_out, который теоретически определяется выражением V_out = a V_in + b V_in² + ... (1) Если входной сигнал V_in является помеховым сигналом вида V_in= V_mcos(ω_ct), (2) где V_m - максимальная амплитуда помехи, а ω_c соответствует несущей частоте f_c, то составляющая второго порядка b V_in² определяется выражением Из выражения (3) ясно, что первый член правой части уравнения представляет собой искажения полезного сигнала в полосе частот модулирующего сигнала, например, после смесителей 40 и 50. Второй член в правой части уравнения может не учитываться, так как он задает сигнал с повышенной частотой (суммарный сигнал), центрированный вокруг удвоенной частоты несущей, которая устраняется фильтрами 80 и 90.

Искажения представляют собой составляющую постоянного тока, если помеховый сигнал является либо несущей с частотой f_c, либо фазо- или частотно-модулированным сигналом с постоянной огибающей. Такое смещение по постоянному току может быть устранено, например, способом, описанным в американском патенте N 5241702 автором Dent, который присоединяется к настоящей заявке по ссылке.

Если помеха представляет собой сигнал с какой-либо амплитудной модуляцией (AM), т.е. если V_m не является постоянной, то составляющие второго порядка не вносят более просто смещение по постоянному току, но вносят искажения в интересующем диапазоне частот (от постоянного тока до 0,5 B Wrf). Это происходит во всех цифровых системах связи из-за использования в них реальных сигналов с AM и/или из-за включений/выключений одиночной несущей или сигналов с частотной или фазовой модуляцией. Несмотря на то, что приемники прямого преобразования хорошо известны, до сих пор не предложен способ подавления интенсивных составляющих второго порядка описанных выше помеховых сигналов.

В настоящее время прямое преобразование не используется в высококачественных мобильных сотовых приемниках. Если бы принцип прямого преобразования и использовался, то это потребовало бы высокого отношения мощности полезного сигнала к мощности помех и/или высокой точки пересечения второго порядка (second-order intercept point) (более 60 дБмВт). В настоящее время считается, что принцип прямого преобразования практически неприемлем для таких систем, как ADC, GSM и DSC 1800, к которым предъявляются столь высокие требования, но прямое преобразование может быть использовано в системах типа пейджерных и DECT, в которых требования к точке пересечения второго порядка намного ниже.

Раскрытие изобретения.

В основу изобретения поставлена задача снижения воздействия составляющих второго порядка сигналов с AM, которые могут создавать помехи в полосе частот полезного сигнала в приемнике прямого преобразования, а также разработки приемника прямого преобразования для современных сотовых систем связи, характеристики которого не ухудшаются под действием мощных помех с AM.

Поставленная задача решается при помощи аналоговой схемы, пропускающей некоторые составляющие второго порядка в полосе частот полезного сигнала. (В любом случае составляющие второго порядка не должны полностью подавляться из-за практических ограничений на точку пересечения второго порядка). Полезная полоса частот, включающая, таким образом, как полезный сигнал, так и помеховые составляющие второго порядка, оцифровывается и составляющие второго порядка оцениваются и устраняются в цифровой форме при помощи цифрового сигнального процессора.

В соответствии с одной особенностью заявляемого изобретения в приемнике прямого преобразования устанавливается устройство для цифровой компенсации помехового сигнала. Устройство включает блок формирования цифровых отсчетов синфазного сигнала в полосе частот модулирующего сигнала и квадратурного сигнала в полосе частот модулирующего сигнала, а также блок обнаружения наличия составляющих сигнала второго порядка, вызванных действием помехового сигнала. Кроме того, устройство содержит блок цифровой компенсации цифровых отсчетов путем устранения составляющих сигнала второго порядка, благодаря чему вырабатываются компенсированные цифровые отсчеты.

В соответствии с другой особенностью заявляемого изобретения в способе приема информационного сигнала путем разделения модулированного сигнала несущей частоты на синфазный сигнал в полосе частот модулирующего сигнала и на квадратурный сигнал в полосе частот модулирующего сигнала реализуется способ цифровой компенсации помехового сигнала. Способ включает этапы формирования цифровых отсчетов синфазного сигнала в полосе частот модулирующего сигнала и квадратурного сигнала в полосе частот модулирующего сигнала, а также обнаружения наличия составляющих сигнала второго порядка, вызванных действием помехового сигнала. В способе цифровые отсчеты являются компенсированными в цифровом виде путем устранения составляющих сигнала второго порядка, благодаря чему вырабатываются компенсированные цифровые отсчеты.

Оценочные отсчеты сигнала второго порядка переключаемой помехи с постоянной амплитудой могут быть сформированы путем осреднения цифровых отсчетов в течение первого периода времени и в течение последующего второго периода времени, а также путем выявления, когда между первым и вторым периодами времени будут отмечены перепады (ramps) синфазного сигнала в полосе частот модулирующего сигнала и квадратурного сигнала в полосе частот модулирующего сигнала. Кроме того, цифровые отсчеты могут быть дифференцированы и результаты сглажены при определении времени перепадов.

В соответствии с еще одной особенностью настоящего изобретения устройство для цифровой компенсации помехового сигнала с амплитудной модуляцией включает блок формирования цифровых отсчетов синфазного сигнала в полосе частот модулирующего сигнала и квадратурного сигнала в полосе частот модулирующего сигнала, блок формирования оценочных отсчетов сигнала второго порядка, произведенного помеховым сигналом с амплитудной модуляцией, а также блок устранения оценочных отсчетов из цифровых отсчетов, благодаря чему вырабатываются компенсированные цифровые отсчеты. Формирователь оценочных отсчетов содержит блок, предназначенный для усреднения квадрата разности между соответствующими цифровыми отсчетами синфазного сигнала и квадратурного сигнала, благодаря чему определяется амплитуда модулированного сигнала на несущей частоте, и блок объединения амплитуды и цифровых отсчетов, в результате чего формируются оценочные отсчеты.

В соответствии с другой особенностью заявляемого изобретения способ цифровой компенсации помехового сигнала с амплитудной модуляцией включает этапы формирования цифровых отсчетов синфазного сигнала в полосе частот модулирующего сигнала и квадратурного сигнала в полосе частот модулирующего сигнала; формирования оценочных отсчетов сигнала второго порядка, произведенного помеховым сигналом с амплитудной модуляцией; а также устранения оценочных отсчетов из цифровых отсчетов, благодаря чему вырабатываются компенсированные цифровые отсчеты. Оценочные отсчеты формируются путем усреднения квадрата разности между соответствующими цифровыми отсчетами синфазного сигнала и квадратурного сигнала, благодаря чему определяется амплитуда модулированного сигнала на несущей частоте; и объединения амплитуды и цифровых отсчетов, в результате чего формируются оценочные отсчеты.

Краткое описание чертежей Заявляемое изобретение в дальнейшем поясняется описанием вариантов его выполнения со ссылками на сопровождающие чертежи, в числе которых фиг. 1a, фиг. 1b изображают структурные схемы приемников прямого преобразования;
фиг. 2а, фиг. 2b - временные диаграммы сигналов в I-канале и Q-канале приемника прямого преобразования;
фиг. 3a-3c - диаграммы, иллюстрирующие дифференцированные скользящие средние и их произведения;
фиг. 4 изображает диаграмму, иллюстрирующую истинную составляющую второго порядка и оценочную составляющую второго порядка;
фиг. 5a, фиг. 5b - блок-схемы способов, выполненных в соответствии с изобретением;
фиг. 6 - блок-схема альтернативного способа, выполненного в соответствии с изобретением.

Описание предпочтительного варианта реализации изобретения
В соответствии с одной особенностью заявляемого изобретения приемник прямого преобразования включает (фиг. 1b) аналого-цифровые преобразователи 120, 122 и блок цифровой обработки сигнала (ЦОС) 130. Элементы на фиг. 1a и фиг. 1b, выполняющие одинаковые функции, обозначены одинаковыми ссылочными номерами. При конфигурации, показанной на фиг. 1b, практически любой тип модуляции может быть детектирован путем программирования блока ЦОС 130 на соответствующую обработку цифровых отсчетов квадратурных сигналов I и Q. Необходимо отметить, что блок ЦОС 130 может быть выполнен в виде жесткосмонтированной логической схемы или, что более предпочтительно, в виде интегрального цифрового сигнального процессора типа специализированной интегральной схемы (СИС, ASIC, application-specific integrated circuit). При этом ясно, что СИС может включать жесткосмонтированные логические схемы, оптимальные для выполнения требуемых функций, причем такая конфигурация выбирается в том случае, если быстродействие или другие характеристики качества являются более значимыми, чем универсальность программируемого цифрового сигнального процессора.

Оценивание и устранение составляющих второго порядка с успехом могут быть выполнены в цифровом виде несколькими различными способами, причем все эти способы входят в объем изобретения. Далее подробно описываются два примера. Первый пример в особенности применим к приемнику прямого преобразования стандарта GSM. Второй пример иллюстрирует более универсальный способ цифровой компенсации для произвольной помехи с AM.

Цифровая компенсация составляющих второго порядка в GSM
В системах GSМ принимаемый сигнал является фазомодулированным с использованием GMSK и в идеале в пределах принимаемого диапазона частот 935-960 МГц амплитудная модуляция отсутствует. Тем не менее мощная фазомодулированная помеха (запирающий сигнал в пределах принимаемого диапазона частот) может привести к появлению смещения по постоянному току в пределах полосы частот модулирующего сигнала, которое будет создавать помехи полезному сигналу. Включение и выключение этой мощной помехи приводит к появлению AM (т.е. к ступенчатому переходу от одного смещения по постоянному току к другому). В стандарте GSM время включения и выключения задается и поэтому параметры АМ-искажений известны во временной области. (Они действуют на периоде ≈ трех битов). Для мобильного приемника стандарта GSM известно также, что такая помеха может быть включена или выключена только единожды за время приема пачки сигналов; следовательно, за время любой пачки может отмечаться только одно ступенчатое изменение смещения по постоянному току.

Все эти сведения могут быть использованы при оценивании составляющей второго порядка в полной пачке сигналов. Как показано на фиг. 2a и фиг. 2b, сигнал помехи, вызывающий появление составляющей второго порядка в полосе частот модулирующего сигнала I- и Q-каналов, ясно проявляется сам по себе во временной области в виде двух различных уровней постоянного тока, соединенных наклонным участком (обусловленным включением или выключением) с известными характеристиками. На фигурах идеальным является сигнал без составляющей второго порядка, а общий принимаемый сигнал представляет собой сумму идеального сигнала и составляющей второго порядка. Разметка временной оси абсцисс и разметка амплитуд по оси ординат являются произвольными.

Отметим, что сигнал помехи, приводящий к появлению составляющей второго порядка, в некотором смысле является сигналом без амплитудной модуляции; действительно, в соответствии со стандартом GSM этот сигнал является фазомодулированным с постоянной огибающей. Тем не менее, с другой стороны, сигнал помехи может рассматриваться как сигнал с амплитудной модуляцией на протяжении перепада между двумя различными уровнями постоянного тока. Следовательно, составляющие второго порядка, вызываемые таким помеховым сигналом, изменяются только на протяжении перепада и остаются неизменными все оставшееся время.

При оценивании составляющей второго порядка достаточно точная оценка временного положения перепада может быть просто получена с использованием производной по-возможности сглаженных сигналов в I-канале или Q-канале. На фиг. 3a и фиг. 3b показаны сигналы, полученные в качестве примеров такой обработки сигналов, приведенных на фиг. 2a и фиг. 2b. На фиг. 3a и фиг. 3b кривые представляют собой результат дифференцирования скользящего среднего на периоде четырех символов по полной пачке сигналов формата GSM, период которой достигает примерно 160 символов. Величина максимального абсолютного значения дифференцированного сглаженного сигнала может быть использована в качестве индикатора наличия перепада (наиболее общий случай), причем временное положение максимального абсолютного значения грубо указывает время перепада. На фиг. 3a и фиг. 3b видно, что максимальные значения дифференцированных сглаженных сигналов в полосе частот модулирующего сигнала отмечаются в моменты времени между периодами двадцать пятого и тридцатого символа. Это как раз соответствует временному положению скачка на фиг. 2a и фиг. 2b.

Отметим, что дифференцирование и сглаживание (фильтрация) являются линейными операциями, и, следовательно, порядок выполнения этих операций не влияет на результат. При реальном исполнении может быть изготовлен фильтр, осуществляющий дифференцирование и фильтрацию одновременно. Кроме того, использование скользящего среднего является лишь одним из способов сглаживания сигнала; вместо получения скользящего среднего могут быть использованы другие способы сглаживания.

В общем случае неизвестная модуляция полезного сигнала ограничивает точность оценки временного положения перепада в каждом из каналов. На фиг. 3a и фиг. 3b это проявляется в различиях изменения амплитуды дифференцированных сглаженных сигналов. Подобная ошибка может быть значительно сокращена, если учесть, что перепад практически одинаков в I- и Q-каналах, так как составляющая второго порядка не зависит от фазы гетеродина (и частоты). Как видно на фиг. 3c, сигнал, полученный при перемножении дифференцированных сглаженных сигналов, имеет намного меньшие колебания амплитуды и, следовательно, позволяет более точно оценить временное положение перепада.

Отметим, что вся составляющая второго порядка в полной пачке оценивается путем измерения двух уровней смещения по постоянному току и перепада между ними. После оценивания временного положения перепада, определенного так, как это было описано ранее, два уровня постоянного тока могут быть просто вычислены путем вычитания соответствующих средних значений сигналов в I- и Q-каналах для заданных периодов времени до перепада и соответствующих средних значений для заданных периодов времени после перепала. Так как оцениваемый перепад является практически линейным, как это будет описано ниже, то полученная оценка временного положения используется как положение срединной точки (по временной оси и по амплитуде) перепада, а наклон перепада определяется исходя из уровней постоянного тока и известных характеристик перепада.

Далее блок ЦОС 130 отсчет за отсчетом вычитает оценку составляющей второго порядка из оцифрованных сигналов I- и Q-каналов, полученных при помощи аналого-цифровых преобразователей 120 и 122, в результате чего получаются скомпенсированные в цифровом виде, "скорректированные", сигналы I- и Q-каналов, которые в дальнейшем могут быть обработаны блоком ЦОС 130 для получения полезного информационного сигнала.

Число отсчетов сигналов в I- и Q-каналах, получаемых на периоде одного символа (т. е. скорость выборки), и общее число отсчетов, используемых при вычислении средних значений, влияют на точность оценки составляющей второго порядка. Можно ожидать, что чем большее число отсчетов будет использовано, тем более высокая точность будет получена. Скорость выборки зачастую выбирается исходя из других требований к системе, и эти требования должны быть пересмотрены в обмен на увеличение скорости выборки, если бы компенсация составляющей второго порядка была только хуже из-за слишком малого количества отсчетов. Более того, число отсчетов, использующихся при усреднении на протяжении "постоянных" участков сигнала, зависит от того, где встречается перепад, а это не может регулироваться приемником. Считается, что всего десяти отсчетов достаточно для получения подобных средних значений, хотя не исключается, что может быть использовано и другое число отсчетов.

При вычитании оценочного перепада в сигнале с постоянной огибающей могут оставаться или даже появляться искажения составляющими второго порядка в сигналах I- и Q-каналов в зависимости от того, насколько точно оценочный сигнал совпадает с действительным помеховым сигналом. Это обстоятельство иллюстрируется на фиг. 4, где оценочный сигнал имеет линейный перепад, а реальный помеховый сигнал имеет слегка изогнутый перепад. В худшем случае из-за разницы между оценочным и действительным помеховыми сигналами может быть пропущено несколько информационных символов. С этим можно смириться в системах связи с устойчивым канальным кодированием и перемежением типа систем GSM и DCS 1800.

Точная кривизна перепада зависит от того, как убывает и нарастает мощность на выходе передатчика помехи. В системе связи типа GSM характеристики изменения выходной мощности помехи задаются, и поэтому основные характеристики перепада, такие как временная длительность, известны заранее, но точная кривизна остается неизвестной. Кроме того, принимаемый сигнал "фильтруется" в соответствии с импульсной характеристикой приемника, и кривизна перепада соответственно еще больше изменяется. Если имеются точные сведения об одном или об обоих этих эффектах, то они должны быть использованы при получении оценки составляющей второго порядка. Обычно, однако, неточное знание помехи ограничивает применимость даже точных сведений об импульсной характеристике приемника. Соответственно, использование линейного перепада при формировании оценки составляющей второго порядка в большинстве случаев будет удовлетворительным.

Если временная длительность перепада еще не известна, например, из сведений о системе связи, наклон перепада, который представляет собой простую разность между уровнями постоянного тока до и после перепада (см., например, фиг. 2), деленную на длительность перепада, может быть также определен блоком ЦОС 130 различными способами. Например, ЦОС 130 может оценить временную длительность перепада путем определения временной длительности участка, на котором абсолютное значение произведения дифференцированных сглаженных отсчетов сигналов (фиг. 3c) либо абсолютное значение непосредственно дифференцированных сглаженных отсчетов сигналов превышает определенный порог.

Как было отмечено выше, величина максимального абсолютно значения дифференцированного сглаженного сигнала может быть использована в качестве индикатора наличия перепада, который может инициировать дальнейшую обработку сигнала, описанную в данной заявке. Если блок ЦОС 130 определяет, что максимальное абсолютное значение превышает другой заданный порог, то можно сказать, что блок ЦОС 130 обнаружил наличие помехового сигнала или составляющих сигнала второго порядка. Отметим, что блок ЦОС 130 может обнаруживать наличие помехи или составляющих сигнала второго порядка и другими способами, например просто путем проверки того, что одна из приведенных далее величин превышает (или падает ниже) заданный порог: произведение дифференцированных сглаженных сигналов (фиг. 3c); один или оба дифференцированных сглаженных сигналов (фиг. 3a и фиг. 3b); один или оба сигнала в полосе частот модулирующего сигнала (фиг. 2a и фиг. 2b).

Этапы, выполняемые блоком ЦОС 130 при осуществлении этих способов компенсации, проиллюстрированы на блок-схемах на фиг. 5a и фиг. 5b. Способ начинается на фиг. 5a с выборки на этапе 502 сигналов в I-канале и Q-канале и обнаружения, как описывалось выше, наличия помехи на этапе 504. После обнаружения помехи на этапах 506 и 508 определяются время вызванного помехой перепада сигнала и уровни сигналов в каналах до и после перепада, в результате чего на этапе 510 могут быть получены оценочные отсчеты помехового сигнала. Оценочные отсчеты вычитаются из отсчетов сигнала в канале (шаг 512), и получившийся скомпенсированный сигнал канала подвергается дальнейшей обработке, например детектированию или восстановлению передаваемого информационного сигнала.

На фиг. 5 показана блок-схема одного из вышеописанных способов определения времени наступления перепада сигнала, обусловленного действием помехи (шаг 506 на фиг. 5a). Отсчеты сигнала из I-канала и Q-канала на шаге 507 сглаживаются, например, с использованием скользящего среднего, и сглаженные сигналы каналов дифференцируются на этапе 509. Произведение дифференцированных сигналов вычисляется на этапе 511 отсчет за отсчетом, как это описывалось ранее, и время наступления перепада определяется на шаге 513 с учетом временного положения максимального значения полученного произведения (см. фиг. 3c).

Цифровая компенсация помех с произвольной AM
Для непрерывных помеховых сигналов с полной амплитудной модуляцией простой способ оценивания сигнала помехи (составляющей второго порядка), описанный применительно к стандарту GSM, является неприемлемым. Добавление АМ-сигнала к полезному сигналу делает невозможным одноканальное устранение помехи. Как было отмечено выше, приемник прямого преобразования для стандарта GSM (и всех систем с квадратурной модуляцией) имеет два канала с полосой частот модулирующего сигнала, I- и Q-каналы. Кроме того, составляющие второго порядка помехи с AM в таком приемнике должны быть одинаковыми в обоих каналах, так как составляющие связаны только с искажениями второго порядка в нелинейных устройствах (которые эквивалентны согласованным смесителям) и не зависят от фазы (и частоты) гетеродина. Это может быть записано в виде следующего выражения:
Y_I(t) = l(t) +p₂(t),
Y_Q(t) = Q(t) + p₂(t), (4)
где Y_I(t) - значение отсчета, полученного в момент времени для сигнала в полосе частот модулирующего сигнала в I-канале, I(t) - идеальное значение отсчета сигнала в I-канале, p₂(t) - значение помеховой составляющей второго порядка. Переменные в уравнении для Q-канала определяются аналогичным образом.

Ясно, I- и Q-каналы не обязательно должны быть ортогональными, как это должно выполняться в приемнике для квадратурных сигналов. Несмотря на то, что заявляемое изобретение должно реализовываться в приемнике, который имеет два канала, достаточно, чтобы каналы перекрывали I-Q плоскость. Таким образом, термины "синфазный сигнал" и "квадратурный сигнал" не должны интерпретироваться как требующие ортогональности, исключая случаи использования в сочетании с другими терминами, типа "квадратурная модуляция", которые обычно предполагают наличие такой взаимосвязи.

В данном описании предполагается, что шум не является помехой. Шум ухудшает характеристики, но незначительно, так как обычно он намного слабее полезного сигнала. Например, входное отношение сигнал/шум в системе GSM обычно составляет 10 дБ.

Составляющая второго порядка может рассматриваться как искажения одного вида, вносимые в оба канала. Видно, что выражение (4) представляет собой систему двух уравнений с тремя неизвестными и для решения системы требуется одно дополнительное уравнение. Сведения о характеристиках помехи позволяют получить это дополнительное уравнение, но в данном примере эти характеристики полагаются произвольными. Тем не менее, входная амплитуда полезного сигнала может быть использована для получения еще одного соотношения, которое может быть записано в виде следующего хорошо известного равенства:
r²(t) = I²(t) + Q²(t), (5)
где r(t) - амплитуда входного сигнала, a I(t) и Q(t) описаны в уравнении (4). Ясно, что годограф сигнала, описываемый выражением (5), представляет собой окружность радиуса r на комплексной плоскости. Возведенная в квадрат амплитуда входного сигнала r²(t) может быть определена путем возведения в квадрат разности входных сигналов в I- и Q-каналах; это описывается следующим выражением:
[Y_I(t) - Y_Q(t)]² = r²(t) - 2I(t)Q(t). (6)
Если полезный сигнал является лишь частотно- или фазомодулированным, т. е. если амплитуда сигнала r(t) остается практически постоянной, то амплитуда сигнала может быть определена путем усреднения возведенной в квадрат разности на протяжении определенного интервала времени. Это может быть записано в виде следующего выражения:

где n - общее число отсчетов, полученных в моменты выборки T_s и используемых при усреднении.

Теперь система (4) может быть полностью решена. Отсчеты помехового сигнала второго порядка могут быть выражены после применения квадратичной формулы следующим образом:

где переменные определяются также, как и в предыдущих выражениях.

Из выражения (8) видно, что составляющие второго порядка любой произвольной помехи с AM могут быть устранены в цифровом виде, если амплитуда полезного сигнала остается примерно постоянной. Блок ЦОС 130 достаточно просто может быть запрограммирован на определение отсчетов p₂(t) из отсчетов Y_I(t) и Y_Q(t) сигналов полосы частот модулирующего сигнала в I- и Q-каналах, а затем вычитание отсчетов p₂(t) из отсчетов Y_I(t) и Y_Q(t) отсчет за отсчетом, с тем, чтобы получить скомпенсированные отсчеты I(t) и Q(t) сигналов I- и Q-каналов. При этом даже отпадает необходимость в обнаружении наличия помехи или составляющих сигнала второго порядка, так как при компенсации в соответствии с выражением (8) не учитываются характеристики помехи, которые используются в процедуре компенсации, разработанной специально для систем связи стандарта GSM. Следовательно, приемник прямого преобразования с цифровой компенсацией может быть значительно более устойчивым к воздействию помех с AM, чем обычный аналоговый приемник.

Этапы, выполняемые блоком ЦОС 130 при осуществлении данного способа компенсации, проиллюстрированы на фиг. 6. Способ начинается с выборки на этапе 602 сигналов в I-канале и Q-канале и определения амплитуды полезного сигнала путем усреднения разности между соответствующими отсчетами на шаге 604. Затем на шаге 606 из амплитуды полезного сигнала и отсчетов сигналов в каналах получаются оценочные отсчеты составляющих сигнала второго порядка. Скомпенсированные отсчеты вырабатываются на шаге 608 путем вычитания этих оценочных отсчетов из отсчетов сигналов в каналах.

Ясно, что замирания и временная дисперсия влияют на точность цифровой компенсации. Обычно весьма сложно, если не невозможно, отделить эти изменения сигнала от составляющих сигнала второго порядка, которые должны быть скомпенсированы при помощи заявляемого изобретения. Однако даже при этом существует большое количество систем, в которых затухания и/или дисперсия не приводят к значительным сложностям. Например, когда информационные пакеты являются достаточно короткими (или скорость приемника низкая), замирания не влияют существенно на компенсацию. Кроме того, когда приемник близко расположен к передатчику (обычно это единственный случай, когда составляющие второго порядка являются мощными), временная дисперсия невелика.

Несмотря на то, что заявляемое изобретение было раскрыто и проиллюстрировано, представляется очевидным, что специалистами в данной области техники могут быть предложены его многочисленные модификации. Соответственно, объем заявляемого изобретения ограничивается только последующей формулой, а все возможные модификации, подпадающие под основную идею и укладывающиеся в объем этой формулы, считаются раскрытыми в данном описании.

Формула изобретения

1. Устройство для цифровой компенсации сигнала помехи в приемнике с прямым преобразованием для восстановления информационного сигнала из сигнала несущей, модулированной информационным сигналом, в котором модулированный сигнал несущей разделяют на синфазный сигнал в полосе частот модулирующего сигнала и квадратурный сигнал в полосе частот модулирующего сигнала, содержащее первое средство для формирования цифровых выборок синфазного сигнала в полосе частот модулирующего сигнала и квадратурного сигнала в полосе частот модулирующего сигнала, средство для обнаружения сигнала составляющей второго порядка, имеющего изменяемый во времени спектральный состав, вызванного действием сигнала помехи, и средство, связанное с первым средством и средством для обнаружения, обеспечивающее цифровую компенсацию цифровых выборок путем устранения сигнала составляющей второго порядка, и таким образом формирующее скомпенсированные цифровые выборки, причем средство для компенсации применяет к цифровым выборкам нелинейную, изменяющуюся во времени компенсацию, соответствующую спектральному составу сигнала составляющей второго порядка.

2. Устройство по п.1, отличающееся тем, что сигнал составляющей второго порядка возникает под действием линейно изменяющегося сигнала помехи с постоянной огибающей, а средство для компенсации содержит средство для определения временной координаты сигнала составляющей второго порядка на основе цифровых выборок, по меньшей мере, одного синфазного сигнала в полосе частот модулирующего сигнала и квадратурного сигнала в полосе частот модулирующего сигнала, средство для усреднения цифровых выборок, по меньшей мере, одно сигнала, причем средство для усреднения вырабатывает первое усредненное значение цифровых выборок в течение первого периода времени до временной координаты и второе усредненное значение цифровых выборок в течение второго периода времени после временной координаты, второе средство для формирования расчетных выборок сигнала составляющей второго порядка на основе временной координаты и первого и второго усредненных значений и средство для вычитания расчетных выборок из цифровых выборок.

3. Устройство по п. 2, отличающееся тем, что средство для определения содержит средство для сглаживания цифровых выборок, по меньшей мере, одного сигнала, средство для дифференцирования сглаженных цифровых выборок, по меньшей мере, одного сигнала, средство для определения временной координаты максимального значения дифференцированных сглаженных выборок, по меньшей мере, одного сигнала.

4. Устройство по п. 2, отличающееся тем, что средство для определения содержит средство для сглаживания цифровых выборок синфазного сигнала в полосе частот модулирующего сигнала и квадратурного сигнала в полосе частот от модулирующего сигнала, средство для дифференцирования сглаженных цифровых выборок синфазного сигнала и квадратурного сигнала, средство для формирования произведений дифференцированных сглаженных цифровых выборок синфазного сигнала и квадратурного сигнала, средство для определения временной координаты максимального значения полученных произведений, а средство для усреднения выполнено с возможностью формирования первого усредненного значения цифровых выборок синфазного сигнала в полосе частот модулирующего сигнала и первого усредненного значения цифровых выборок квадратурного сигнала в полосе частот модулирующего сигнала в течение первого периода времени до временной координаты, а также второго усредненного значения цифровых выборок синфазного сигнала в полосе частот модулирующего сигнала и второго усредненного значения цифровых выборок квадратурного сигнала в полосе частот модулирующего сигнала в течение второго периода времени после временной координаты, второе средство выполнено с возможностью формирования расчетных выборок сигнала составляющей второго порядка на основе временной координаты, первых усредненных значений и вторых усредненных значений, а средство для вычитания выполнено с возможностью устранения сигнала составляющей второго порядка путем вычитания расчетных выборок из цифровых выборок.

5. Устройство по п.1, отличающееся тем, что дополнительно содержит средство для разделения сигнала модулированной несущей на синфазный сигнал в полосе частот модулирующего сигнала и квадратурный сигнал в полосе частот модулирующего сигнала, в котором синфазный сигнал в полосе частот модулирующего сигнала является практически ортогональным квадратурному сигналу в полосе частот модулирующего сигнала.

6. Способ цифровой компенсации сигнала помехи в способе восстановления информационного сигнала из сигнала несущей, модулированной информационным сигналом, включающем в себя разделение модулированного сигнала несущей на синфазный сигнал в полосе частот модулирующего сигнала и квадратурный сигнал в полосе частот модулирующего сигнала, содержащий следующие операции формирования цифровых выборок синфазного сигнала в полосе частот модулирующего сигнала и квадратурного сигнала в полосе частот модулирующего сигнала, обнаружения сигнала составляющей второго порядка, имеющего изменяемый во времени спектральный состав, вызванного действием сигнала помехи, и цифровой компенсации цифровых выборок путем устранения сигнала составляющей второго порядка, благодаря чему формируют скомпенсированные цифровые выборки, причем к цифровым выборкам применяют нелинейную, изменяющуюся во времени компенсацию, соответствующую спектральному составу сигнала составляющей второго порядка.

7. Способ по п.6, отличающийся тем, что сигнал составляющей второго порядка вызван действием линейно изменяющегося сигнала помехи, ограниченного огибающей, а операция компенсации содержит следующие этапы определения временной координаты составляющей второго порядка, формирования первого усредненного значения цифровых выборок, по меньшей мере, одного синфазного сигнала в полосе частот модулирующего сигнала и квадратурного сигнала в полосе частот модулирующего сигнала в течение первого периода времени до временной координаты, формирования второго усредненного значения цифровых выборок, по меньшей мере, одного сигнала в течение второго периода времени после временной координаты, формирования расчетных выборок сигнала составляющей второго порядка на основе временной координаты и первого и второго усредненных значений и устранения сигнала составляющей второго порядка путем вычитания расчетных выборок из цифровых выборок.

8. Способ по п.7, отличающийся тем, что этап определения временной координаты содержит следующие стадии сглаживания цифровых выборок, по меньшей мере, одного сигнала, дифференцирования сглаженных цифровых выборок, по меньшей мере, одного сигнала и определения временной координаты максимального значения дифференцированных сглаженных цифровых выборок, по меньшей мере, одного сигнала.

9. Способ по п.7, отличающийся тем, что этап определения временной координаты содержит следующие стадии сглаживания цифровых выборок синфазного сигнала в полосе частот модулирующего сигнала и квадратурного сигнала в полосе частот модулирующего сигнала, дифференцирования сглаженных цифровых выборок синфазного сигнала и квадратурного сигнала, формирования произведений дифференцированных сглаженных цифровых выборок синфазного сигнала и квадратурного сигнала и определения временной координаты максимального значения полученных произведений, а затем осуществляют формирование первого усредненного значения цифровых выборок синфазного сигнала в полосе частот модулирующего сигнала и первого усредненного значения цифровых выборок квадратурного сигнала в полосе частот модулирующего сигнала в течение первого периода времени до временной координаты, формирование второго усредненного значения цифровых выборок синфазного сигнала в полосе частот модулирующего сигнала и второго усредненного значения цифровых выборок квадратурного сигнала в полосе частот модулирующего сигнала в течение второго периода времени после временной координаты, формирование расчетных выборок составляющей сигнала второго порядка на основе временной координаты, первых усредненных значений и вторых усредненных значений и устранение сигнала составляющей второго порядка путем вычитания расчетных выборок из цифровых выборок.

10. Способ по п.6, отличающийся тем, что дополнительно содержит операцию разделения сигнала модулированной несущей на синфазный сигнал в полосе частот модулирующего сигнала и квадратурный сигнал в полосе частот модулирующего сигнала, в которой синфазный сигнал в полосе частот модулирующего сигнала является практически ортогональным квадратурному сигналу в полосе частот модулирующего сигнала.

11. Устройство для цифровой компенсации сигнала помехи с амплитудной модуляцией в приемнике прямого преобразования для восстановления информационного сигнала из сигнала несущей, модулированной информационным сигналом, в котором сигнал модулированной несущей разделяют на синфазный сигнал в полосе частот модулирующего сигнала и квадратурный сигнал в полосе частот модулирующего сигнала, содержащее первое средство для формирования цифровых выборок синфазного сигнала в полосе частот модулирующего сигнала и квадратурного сигнала в полосе частот модулирующего сигнала, второе средство для формирования расчетных выборок сигнала составляющей второго порядка, возникновение которого вызвано действием сигнала помехи с амплитудной модуляцией, причем второе средство содержит первое средство для усреднения квадрата разности соответствующих цифровых выборок синфазного сигнала и квадратурного сигнала, определяющее амплитуду сигнала модулированной несущей, и средство для комбинирования амплитуды и цифровых выборок, формирующее расчетные выборки, и средство для удаления расчетных выборок из цифровых выборок, формирующее скомпенсированные цифровые выборки.

12. Устройство по п.11, отличающееся тем, что средство для комбинирования содержит второе средство для усреднения соответствующих цифровых выборок синфазного сигнала и квадратурного сигнала, и средство для формирования разностей соответствующих цифровых выборок синфазного сигнала и квадратурного сигнала, а средство для удаления вычитает расчетные выборки из цифровых выборок.

13. Устройство по п. 11, отличающееся тем, что дополнительно содержит средство для разделения сигнала модулированной несущей на синфазный сигнал в полосе частот модулирующего сигнала и квадратурный сигнал в полосе частот модулирующего сигнала, в котором синфазный сигнал в полосе частот модулирующего сигнала является практически ортогональным квадратурному сигналу в полосе частот модулирующего сигнала.

14. Способ цифровой компенсации сигнала помехи с амплитудной модуляцией в приемнике прямого преобразования для восстановления информационного сигнала из сигнала несущей, модулированной информационным сигналом, в котором сигнал модулированной несущей разделяют на синфазный сигнал в полосе частот модулирующего сигнала и квадратурный сигнал в полосе частот модулирующего сигнала, содержащий следующие операции формирования цифровых выборок синфазного сигнала в полосе частот модулирующего сигнала и квадратурного сигнала в полосе частот модулирующего сигнала, формирования расчетных выборок сигнала составляющей второго порядка, возникновение которого вызвано действием сигнала помехи с амплитудной модуляцией, посредством следующих этапов усреднения квадрата разности соответствующих цифровых выборок синфазного сигнала и квадратурного сигнала, благодаря чему определяют амплитуду сигнала модулированной несущей, и комбинирования амплитуды и цифровых выборок, благодаря чему формируют расчетные выборки, и удаления расчетных выборок из цифровых выборок, благодаря чему формируют скомпенсированные цифровые выборки.

15. Способ по п.14, отличающийся тем, что этап комбинирования содержит следующие стадии усреднения соответствующих цифровых выборок синфазного сигнала и квадратурного сигнала и формирования разностей соответствующих цифровых выборок синфазного сигнала и квадратурного сигнала, а удаление расчетных выборок из цифровых выборок осуществляют путем вычитания.

16. Способ по п.14, отличающийся тем, что дополнительно содержит операцию разделения сигнала модулированной несущей на синфазный сигнал в полосе частот модулирующего сигнала и квадратурный сигнал в полосе частот модулирующего сигнала, в которой синфазный сигнал в полосе частот модулирующего сигнала является практически ортогональным квадратурному сигналу в полосе частот модулирующего сигнала.

РИСУНКИ

Рисунок 1, Рисунок 2, Рисунок 3, Рисунок 4, Рисунок 5, Рисунок 6, Рисунок 7