Способ асинхронной адресной связи

 

Способ асинхронной адресной связи предназначен для использования в многоканальных адресных системах связи в одной полосе занимаемых частот, использующих свободный доступ к каналу связи и кодовое разделение абонентов. Технический результат предложенного способа заключается в том, что за счет соответствующей обработки примененной системы сложных сигналов, каждый из которых состоит из основной и дополнительной последовательностей, кодируемых соответствующими L-кодами, вид выходного полезного сигнала приближается к δ-функции по оси времени и совпадает по форме с автокорреляционной функцией входного сложного сигнала, а выходные отклики на другие сигналы системы совпадают с взаимокорреляционными функциями этих сигналов друг с другом, ортогональны и либо совсем не имеют, либо имеют минимальное количество БЛ, что приводит к повышению помехоустойчивости системы асинхронно-адресной связи и увеличению количества одновременно работающих абонентов без взаимных помех друг другу. Технический результат достигается тем, что независимо в каждой передающей станции преобразуют аналоговое сообщение в последовательность знакопеременных бит, формируют за время действия бита на основе сформированных N дискретов основную и дополнительную кодовые последовательности на основе L-кодов, присваивают каждому дискрету свою поднесущую частоту, осуществляют внутридискретную модуляцию каждого дискрета по первому или второму законам изменения частоты, излучают сформированные колебания в первой и второй полосах частот, принимают все излученные колебания, расфильтровывают, нормируют, сжимают каждый дискрет, формируют из сжатых дискретов основную и дополнительные кодовые последовательности, сжимают основную и дополнительную кодовые последовательности на основе L-кодов, суммируют результаты сжатия основной и дополнительной кодовых последовательностей на основе L-кодов, формируют последовательность знакопеременных импульсов и восстанавливают переданное аналоговое сообщение. 3 ил., 4 табл.

Предлагаемый способ относится к области радиосвязи и может быть использован в системах многоканальной асинхронной адресной радиосвязи, все станции которых работают в одной полосе занимаемых частот, использующих свободный доступ к каналу связи и кодовое разделение абонентов.

Известен способ асинхронной адресной связи N абонентов в одной полосе частот, являющийся аналогом, в котором независимо друг от друга каждое аналоговое сообщение каждого абонента преобразуют в последовательность знакопеременных импульсов (имеется в заявляемом объекте), осуществляют соответствующее временное кодирование (имеется в заявляемом объекте), модулируют несущее колебание сформированной кодовой комбинацией (имеется в заявляемом объекте), излучают каждое колебание в одинаковой для всех абонентов полосе частот (имеется в заявляемом объекте), принимают активными абонентами все излученные кодовые последовательности (имеется в заявляемом объекте), выделяют принятые кодовые комбинации (имеется в заявляемом объекте), декодируют соответствующую кодовую комбинацию (имеется в заявляемом объекте), преобразуют полученную последовательность знакопеременных импульсов в аналоговое сообщение (имеется в заявляемом объекте) и который описан в книге Лившиц А.Р., Биленко А.П. Многоканальные асинхронные системы передачи информации. М.: Связь, 1974, стр. 7-11, рис.В.7 и рис.В.8.

Однако данный способ имеет тот недостаток, что поскольку передаются и принимаются кодовые группы, состоящие из одинаковых импульсов, но имеющие различные временные интервалы между собой, то возможно возникновение таких кодовых комбинаций, при которых происходят ложные срабатывания декодирующих устройств. Эти внутрисистемные помехи при увеличении количества активных абонентов выше некоторого уровня резко возрастают и подавляют работу всех активных абонентов. Следовательно, указанный способ имеет низкую помехоустойчивость.

Более высокую помехоустойчивость имеет способ асинхронной адресной связи N абонентов, являющийся аналогом, в котором независимо друг от друга каждое аналоговое сообщение каждого абонента подвергают преобразованию в последовательность знакопеременных импульсов (имеется в заявляемом объекте), осуществляют соответствующее временное кодирование (имеется в заявляемом объекте), заполняют каждый импульс кодовой комбинации своей поднесущей частотой (имеется в заявляемом объекте), модулируют несущее колебание сформированной частотно-временной кодовой комбинацией (имеется в заявляемом объекте), излучают сформированное колебание в одинаковой для всех абонентов полосе частот (имеется в заявляемом объекте), принимают активными абонентами все излученные колебания (имеется в заявляемом объекте), выделяют принятые кодовые комбинации (имеется в заявляемом объекте), декодируют соответствующую кодовую комбинацию (имеется в заявляемом объекте), преобразуют полученную последовательность знакопеременных импульсов в аналоговое сообщение (имеется в заявляемом объекте) и который описан в книгах Лившиц А.В., Биленко А.П. Многоканальные асинхронные системы передачи информации. М.: Связь, 1974. стр.9-11, рис. В. 10; Чердынцев В.А. Радиотехнические системы. Минск: Вышейшая школа, 1988. стр. 319-322, рис.14.11, рис.14.12, рис.14.13.

Однако этот способ имеет тот недостаток, что при его использовании число активных абонентов N_a ограничено небольшой величиной относительно общего числа обслуживаемых абонентов N, что связано с тем, что резко возрастает уровень внутрисистемных помех в случае превышения числа активно работающих абонентов некоторого критического их числа и резкого ухудшения качества связи во всей системе.

Известен способ импульсной радиолокации системой фазоманипулированных сигналов, являющийся аналогом, заключающийся в том, что формируют последовательность фазоманипулированных сигналов (имеется в заявляемом объекте), излучают (имеется в заявляемом объекте), принимают их (имеется в заявляемом объекте), причем каждый дискрет излучаемого фазоманипулированного сигнала с размерностью кода N (имеется в заявляемом объекте), каждого из последовательности фазоманипулированных сигналов, состоящей из 2N сигналов, подвергают внутридискретной частотной модуляции (имеется в заявляемом объекте), закон изменения которой определяется знаком кода фазоманипулированного сигнала, законы изменения частоты внутридискретной частотной модуляции ортогональны или квазиортогональны друг другу (имеется в заявляемом объекте), диапазон изменения этих частот у всех дискретов одинаковый (имеется в заявляемом объекте), и все сигналы последовательности имеют одинаковую несущую частоту (имеется в заявляемом объекте), а при приеме каждый дискрет со своим законом внутридискретной частотной модуляции фазоманипулированного сигнала с размерностью кода N, обрабатывают в системе согласованных фильтров, каждый из которых согласован с законом изменения частоты соответствующего дискрета (имеется в заявляемом объекте) фазоманипулированного сигнала, на выходе согласованного фильтра выделяют огибающие дискретов (имеется в заявляемом объекте), которым соответствует знак кода дискрета (имеется в заявляемом объекте) соответствующего фазоманипулированного сигнала, причем последовательность огибающих, знаки которых соответствуют коду соответствующего фазоманипулированного сигнала, подвергают фильтрации в соответствующем согласованном фильтре (имеется в заявляемом объекте) фазоманипулированного сигнала, сигналы, получаемые на выходах всех фильтров сжатия фазоманипулированных сигналов, соответствующим образом задерживают и синхронно суммируют (имеется в заявляемом объекте) на временном интервале, длительность которого определяется периодом повторения обрабатываемой последовательности, состоящей из 2N фазоманипулированных сигналов с внутридискретной модуляцией, состоящей из двух групп по N фазоманипулированных сигналов в каждой группе (имеется в заявляемом объекте), причем каждому фазоманипулированному сигналу из группы из N фазоманипулированных сигналов соответствует инверсный фазоманипулированный сигнал другой группы, состоящей из N фазоманипулированных сигналов, причем фазоманипулированные сигналы в каждой группе, состоящей из N фазоманипулированных сигналов, ортогональны друг другу, и который описан в патенте РФ 2107926, МПК₆ G 01 S 13/10, опубл. в 1998, БИ 9, c. 377 (Литюк Л.В. Способ импульсной радиолокации системой фазоманипулированных сигналов).

Однако этот способ имеет тот недостаток, что используемые сигналы излучают, принимают и обрабатывают одной и той же станцией, что не позволяет использовать их в системах многоканальной радиосвязи.

Наиболее близким по технической сути и функциональному назначению является способ асинхронной адресной связи, имеющий более высокую помехоустойчивость и являющийся прототипом, в котором независимо друг от друга каждое из N аналоговых сообщений преобразуют в последовательность знакопеременных импульсов (имеется в заявляемом объекте), осуществляют соответствующее временное кодирование (имеется в заявляемом объекте), заполняют каждый импульс кодовой комбинации своей поднесущей частотой (имеется в заявляемом объекте), модулируют по частоте каждую поднесущую внутри каждого импульса кодовой комбинации (имеется в заявляемом объекте), излучают сформированное колебание в одинаковой для всех абонентов полосе частот (имеется в заявляемом объекте), принимают активными абонентами все излученные колебания (имеется в заявляемом объекте), расфильтровывают принятые колебания (имеется в заявляемом объекте), декодируют соответствующую кодовую комбинацию (имеется в заявляемом объекте), осуществляют согласованную фильтрацию каждого полученного декодированного импульса (имеется в заявляемом объекте), преобразуют полученную сжатую последовательность знакопеременных импульсов в аналоговое сообщение (имеется в заявляемом объекте), причем L-коды могут быть использованы как один из видов модулирующих последовательностей первого порядка, и который описан в авторском свидетельстве СССР 698143, M.кл. H 04 J 3/00, опубл. в 15.11.79, БИ 42 (Долгов В.И., Глазин Е.Ф., Толубко Е.В., Крячко А. А. Система асинхронно-адресной связи).

Однако указанный в прототипе способ имеет тот недостаток, что автокорреляционная функция (АКФ) сжатого сложного сигнала имеет боковые лепестки (БЛ), а взаимокорреляционные функции (ВКФ) используемых сигналов не являются ортогональными или квазиортогональными, что приводит к появлению БЛ. Наличие этих БЛ является одной из причин появления шумов неортогональности, величина которых резко возрастает при достижении числом одновременно работающих абонентов некоторой критической величины, а следовательно, к резкому снижению помехоустойчивости всей системы асинхронно-адресной связи.

Задача, стоящая перед изобретателем, заключалась в полном устранении БЛ у АКФ и максимально полном устранении БЛ у ВКФ используемых сигналов.

Технический результат предложенного способа заключается в том, что повышение помехоустойчивости системы асинхронно-адресной связи и увеличение количества одновременно работающих абонентов без взаимных помех друг другу, достигается за счет соответствующей обработки примененной системы сложных сигналов, каждый из которых состоит из основной и дополнительной последовательностей, кодируемых соответствующими L-кодами, вид выходного полезного сигнала приближается к δ-функции по оси времени и совпадает по форме с АКФ входного сложного сигнала, а выходные отклики на другие сигналы системы совпадают с ВКФ этих сигналов друг с другом, ортогональны и либо совсем не имеют, либо имеют минимальное количество БЛ.

Технический результат достигается тем, что в способе асинхронной адресной связи N абонентов каждое аналоговое сообщение каждого абонента независимо друг от друга преобразуют в последовательность знакопеременных импульсов, формируют за время длительности каждого знакопеременного импульса N дискретов, заполняют каждый дискрет своей поднесущей частотой в соответствии с присвоенной каждому абоненту первой основной кодовой последовательностью на основе L-кода или первой дополнительной кодовой последовательностью на основе L-кода, каждый дискрет первой основной кодовой последовательности на основе L-кода модулируют по частоте по первому закону изменения частоты внутри дискрета, каждый дискрет первой дополнительной кодовой последовательности на основе L-кода модулируют по частоте по второму закону изменения частоты внутри дискрета, ортогональному или квазиортогональному первому и равному ему по полосе занимаемых частот, излучают сформированные колебания в первой полосе частот, принимают активными абонентами все излученные колебания в первой полосе частот, расфильтровывают принятые колебания, осуществляют согласованную фильтрацию дискретов частотно-модулированных по первому или второму законам изменения частоты внутри дискретов, декодируют соответствующую или первую основную кодовую последовательность на основе L-кода, или первую дополнительную кодовую последовательность на основе L-кода, осуществляют согласованную фильтрацию или первой основной кодовой последовательности на основе L-кода, или первой дополнительной кодовой последовательности на основе L-кода, выделяют огибающую и знак результатов сжатия или первой основной кодовой последовательности на основе L-кода, или первой дополнительной кодовой последовательности на основе L-кода, формируют последовательность знакопеременных импульсов и преобразуют их в аналоговое сообщение, причем каждый из N сформированных дискретов дополнительно одновременно заполняют своей поднесущей частотой в соответствии с присвоенной каждому из N абонентов второй дополнительной кодовой последовательностью на основе L-кода, или второй основной кодовой последовательностью на основе L-кода, каждый дискрет второй дополнительной кодовой последовательности на основе L-кода модулируют по частоте по первому закону изменения частоты внутри дискрета, каждый дискрет второй основной кодовой последовательности на основе L-кода модулируют по частоте по второму закону изменения частоты внутри дискрета, излучают сформированные колебания во второй полосе частот, равной по величине первой полосе частот, принимают активными абонентами все излученные колебания во второй полосе частот, расфильтровывают принятые колебания, осуществляют согласованную фильтрацию дискретов частотно-модулированных по первому или второму законам изменения частоты внутри дискретов, декодируют соответствующую или вторую дополнительную кодовую последовательность на основе L-кода или вторую основную кодовую последовательность на основе L-кода и суммируют или результаты сжатия второй дополнительной кодовой последовательности на основе L-кода с результатами сжатия первой основной кодовой последовательности на основе L-кода или результаты сжатия второй основной кодовой последовательности на основе L-кода с результатами сжатия первой дополнительной кодовой последовательности на основе L-кода.

Изобретение соответствует критериям новизны, изобретательского уровня и промышленной применимости.

Рассмотрим предложенный способ асинхронной адресной связи на примере Е-матрицы, свойства и символические формы записи которой описаны в книге Литюк В.И. Методы расчета и проектирование цифровых многопроцессорных устройств обработки радиосигналов: Учебное пособие. Ч.4. Таганрог: Изд-во ТРТУ, 1998, стр. 19-21.

В качестве первообразной рассмотрим Е-матрицу вида (выражение (18) цитируемой книги) Положим, что L-матрицу получим из Е-матрицы (1) путем соответствующих замен вида k=-j и i=-l в четных столбцах, и попарной перестановке элементов в ее третьем и четвертом столбцах.

Тогда получаем L₄-матрицу вида При переходе от матрицы порядка N к матрице порядка 2N будем пользоваться соотношением вида где знаки <-- и --> над L^2ac4bd_N - матрицами обозначают инверсию элементов в этих матрицах, расположенных соответственно в левой ее половине и правой ее половинах по вертикали соответственно. В дальнейшем опустим индексы вверху L_N-матрицы.

Следуя этому правилу, L₈-матрица, с учетом (2) и (3), примет вид и L₁₆-матрица соответственно будет иметь вид
Будем также полагать, что выполняются следующие правила перемножения при вычислении автокорреляционных (АКФ) и взаимокорреляционных (ВКФ) функций рассматриваемых кодовых последовательностей
(±1)•(±1)=±1; (±j)•(±j)=±1; (±i)•(±i)=±1; (±k)•(±k)=±1,
(±1)•(±j)=0, (±1)•(±k)=0, ((±1)•(±i)=0, (±j)•(±k)=0,
(±j)•(±i)=0, (±i)•(±k)=0. (6)
Указанные системы кодовых последовательностей, описываемые выражениями (2)-(5), характеризуются тем свойством, что они состоят из наборов основных и дополнительных последовательностей. Местоположение основных и дополнительных кодовых последовательностей на основе L-кодов в L_N-матрице, обладающими необходимыми свойствами, определяются из следующих условий:
- все первые элементы всех ее строк должны иметь одинаковые знаки;
- кодовые последовательности, являющиеся основными и дополнительными друг для друга и описываемые строками L_n-матрицы, должны располагаться в верхней (первые) и нижней (вторые) ее половинах под номерами от 1 до 0,5N и от 0,5N+1 до N соответственно или наоборот;
- первой основной или второй дополнительной кодовой последовательности на основе L-кода, находящейся на строке под номером 1 L_N-матрицы, соответствует первая дополнительная или вторая основная последовательность, находящаяся на строке 0,5N+1 той же матрицы; первой основной или второй дополнительной кодовой последовательности на основе L-кода, находящейся на строке под номером 2 L_N-матрицы, соответствует первая дополнительная или вторая основная последовательность, находящаяся на строке 0,5N+2 той же матрицы и т.д. до первой основной или второй дополнительной кодовой последовательности на основе L-кода, находящейся на строке под номером 0,5N L_N-матрицы, которой соответствует первая дополнительная или вторая основная последовательность, находящаяся на строке N той же матрицы;
- количество перемен знаков у элементов нечетных и четных столбцов, попарно следующих друг за другом, одинаково;
- сумма перемен знаков у элементов в каждой группе из четырех столбцов, следующих друг за другом, начиная с первого, равна величине N-2.

Анализ показывает, что указанными свойствами обладают L_N-матрицы, описываемые выражениями (2)-(5).

Будем в дальнейшем полагать, что определенные указанным образом основная и дополнительная кодовые последовательности на основе L-кода, занимают разные полосы частот.

По определению, сумма АКФ основных и дополнительных кодовых последовательностей, полученных из указанных строк _N-матриц, и называемые в дальнейшем суммарными АКФ, описываются выражением

где n=0, ±1, ±2,..., ±(N-1) - номера отсчетов во времени, нормированные относительно частоты дискретизации.

Сумма ВКФ основных и дополнительных последовательностей, называемая суммарной ВКФ и записываемая в виде К_В(n), обладает следующими свойствами:
- в силу ортогональности кодовых последовательностей, описываемых L_N-матрицами, функции К_B(n)=0 в точках n=0;
- функции К_B(n)= 0 в точках n=0, ±1, ±2,..., ±(N-1) для кодовых последовательностей расположенных попарно на нечетных и четных строках L_N-матрицы;
- ненулевые боковые лепестки (БЛ) суммарной ВКФ К_B(n) симметрично располагаются в точках n=±4, ±8, 12,... прилегающих к точке n=0, их значения в этих точках равны по модулю, не превышают или равны величине N и их величины кратны четырем;
- нулевые значения БЛ всегда располагаются только на позициях не кратных четырем относительно точки n=0;
- количество БЛ, значения которых равны нулю с каждого края суммарной ВКФ К_B(n) не меньше величины 0,5N+3;
- общее количество не нулевых БЛ для всего набора суммарных ВКФ К_B(n) равного (N-1)N от общего числа позиций N(2N²-3N-l) может изменяться в пределах до N²;
- общее количество суммарных ВКФ К_B(n), у которых все БЛ равны нулю не менее 0,75N-1.

В табл. 1 приведены значения всех суммарных АКФ К_A(n) и все комбинации суммарных ВКФ К_B(n), L₈-матрицы, описываемой выражением (4). Здесь обозначения вида (x•y)+(z•w), приведенные в табл.1 и следующих таблицах, указывают, что описывается сумма сверток строки под номером х со строкой под номером у и строки под номером z со строкой под номером w рассматриваемой L-матрицы, которые вычисляются с учетом условия (6).

Анализ табл.1 показывает, что:
- имеется восемь одинаковых блоков с одной суммарной АКФ и семью суммарными ВКФ;
- анализ одного блока полностью определяет свойства суммарных АКФ и суммарных ВКФ остальных блоков;
- общее количество суммарных ВКФ со всеми БЛ, равными нулю, составляет 100% от общего количества суммарных ВКФ;
Следовательно, для анализа свойств системы сигналов достаточно рассмотреть взаимодействие одной пары основной и дополнительной последовательностей на основе L-кодов, со всеми другими парами рассматриваемой L-матрицы.

В табл. 2 приведены значения суммарной АКФ К_A(n) и суммарных ВКФ К_в(n) для основной и дополнительной кодовых последовательностей на основе L-кодов, описываемых соответственно первой и девятой строками L₁₆-матрицы (4), в виде суммы результатов свертки этих строк со всеми другими строками этой матрицы.

Отметим, что используемые в табл.2 обозначения дискретов представляют собой простые сигналы. Из табл.2 также видно, что:
- 86,7% суммарных ВКФ имеют на всех позициях нулевой уровень БЛ;
- 13,3% имеют по два БЛ уровня N по модулю;
- из общего числа БЛ суммарных ВКФ равного 465, равны нулю 461, что составляет более 99,1%;
- количество позиций, равных нулю до первого БЛ суммарной ВКФ с каждой из обоих сторон равно 0,5N+3;
- максимальные значения БЛ суммарных ВКФ по модулю равны N, равны между собой и все величины БЛ кратны четырем.

Аналогичные результаты могут быть получены и для кодовых последовательностей, описываемых L_N-матрицами других размеров.

В частности, для L₃₂-матрицы имеем (коды и таблица с АКФ и ВКФ не приводятся):
- суммарная АКФ имеет один пик величиной 2N и все БЛ равны нулю;
- суммарные ВКФ имеют все БЛ равные нулю на 1425 позициях из 1449 общего их числа, что составляет больше 98,3%;
- количество позиций, равных нулю до первого БЛ суммарной ВКФ с каждой из обоих сторон равно 0,5N+3;
- максимальные значения БЛ у суммарных ВКФ равны N и их количество составляет 0,42% от общего числа позиций, а остальные равны 0,5N и их количество равно 0,81% от общего числа позиций;
- расположение БЛ у суммарных ВКФ симметрично относительно центральной позиции, равной нулю;
- величины БЛ кратны четырем.

Также видно, что для получения рассмотренных результатов должны использоваться сигналы, которые могут быть отнесены к сложным сигналам второго порядка, как показано в книге Варакин Л.Е. Системы сложных сигналов. М.: Сов. Радио, 1978, стр.29 и стр. 271-280.

Из табл. 1 и табл.2 видно, что количество БЛ в строках, расположенных в нижних их половинах (для табл.1 - в нижней половине, положим, первого блока из восьми строк), больше, чем количество БЛ в строках, расположенных в верхних половинах.

В том случае, когда используются ортогональные законы внутридискретной модуляции, то результаты, сведенные в табл.2, преобразуются к виду, представленному в табл.3.

Видно, что введение внутридискретной модуляции по ортогональным законам и использование таких дискретов в рассмотренных кодовых последовательностях, позволяет сократить количество БЛ в суммарных ВКФ, описанных в табл.3.

В том случае, если используемые первый и второй законы внутридискретной модуляции "квазиортогональны", то в этом случае значения суммарной АКФ К_A(n) и суммарных ВКФ К_B(n) для рассматриваемого случая примут вид, представленный в табл.4.

В табл. 4 величина ε ≪ 1 обозначает, что в этой ячейке находится величина, определяемая уровнем отклика, появляющегося при прохождении дискрета, положим, с первым законом внутридискретной модуляции через согласованный фильтр со вторым законом внутридискретной модуляции, или наоборот.

Из табл.4 видно, что введение "квазиортогональной" внутридискретной частотной модуляции приводит к появлению БЛ на тех же позициях, которые описаны в табл. 2, однако уровень тех БЛ, которые расположены в нижней половине табл.2, будет в ε^-1 раз меньше.

Таким образом видно, что введение дополнительных последовательностей позволяет получать суммарную АКФ К_A(n) в виде цифровой δ-функции, а набор суммарных ВКФ К_B(n) обладает свойствами ортогональности относительно суммарной АКФ К_A(n) и относительно небольшим количеством БЛ, не равных нулю <1,7% для L₃₂-матрицы), причем уровень части этих БЛ у суммарных ВКФ К_B(n) может быть снижен до заранее заданного уровня (в пределе до нуля при применении ортогональных законов внутридискретной модуляции). Отметим, что аналогичным образом могут быть получены результаты и для L-матриц других размеров.

В отличие от способа асинхронной адресной связи, описываемого в а.с. 698143, предложенный способ позволяет повысить помехоустойчивость всей системы связи за счет введения соответствующих основной и дополнительной кодовых последовательностей на основе L-кодов и использования ортогональных или квазиортогональных законов внутридискретной модуляции.

Проведенный анализ предложенного способа асинхронной адресной связи и сравнение его с аналогами и прототипом, описанным в а.с. 698143, позволяет сделать вывод о том, что предлагаемый способ соответствует критерию "новизна", "изобретательский уровень" и "промышленная применимость".

На фиг. 1 приведена структурная схема одного из передающих устройств, идентичного другим, реализующего способ.

На фиг.2 приведена структурная схема одного из приемных устройств, идентичного другим, реализующего способ.

На фиг. 3 приведен пример частотно-временной диаграммы одновременного расположения сигналов от двух станций, описываемых 1 и 9 строками и 9 и 1 строками L₁₆-матрицы из выражения (5), и которые имеют
суммарную АКФ вида К_A(n)= (1•1)+(9•9) и суммарную ВКФ вида К_B(n)= (9•9)+(1•1), которые описаны в табл.2-табл.4.

На фиг. 1 изображено устройство, реализующее передающее устройство предложенного способа, которое содержит генератор сообщений (ГС) 1, выход которого соединен с первым входом дельта-модулятора (ДМ) 2, управляющий второй вход которого соединен с первым выходом блока управления (БУ) 3, второй выход БУ 3 соединен через генератор тактовых импульсов (ГТИ) 4 и делитель частоты (ДЧ) 5 на N и третьим входом ДМ 2, выход которого подключен ко входу блока выделения знака бита (БВЗБ) 6, первый выход которого соединен с объединенными первыми входами схем И 7, второй выход БВЗБ 6 соединен с объединенными первыми входами схем И 8, вторые входы схем И 7 и И 8 попарно соединены и подключены к соответствующим выходам дешифратора адреса (ДшА) 9, который соединен по управляющему входу с третьим выходом БУ 3, а по сигнальным входам с выходами счетчика (Сч) 10 с N состояниями, соединенного по управляющему входу с четвертым выходом БУ 2, а вход Сч 10 с N состояниями подключен к выходу ГТИ 4 и ко входу генератора частотно-модулированного сигнала (ГЧМС) 11, управляющий вход которого соединен с пятым выходом установки закона модуляции БУ 2, выход ГЧМС 11 подключен к первым входам смесителя (См) 12 и смесителя (См) 13, выходы схем И 7 и схем И 8 подключены соответственно к мультиплексору (MS) 14 и мультиплексору (MS) 15 основной кодовой последовательности на основе L-кода положительного и отрицательного знака информационного бита и к мультиплексору (MS) 16 и мультиплексору (MS) 17 дополнительной кодовой последовательности на основе L-кода положительного и отрицательного знака информационного бита, управляющие входы MS 14 - MS 17 соединены соответственно с шестым, седьмым, восьмым и девятым управляющими выходами БУ 2, одноименные выходы MS 14 и MS 15 соединены через соответствующие схемы ИЛИ 18 с управляющими входами ключей (Кл) 19, одноименные выходы MS 16 и MS 17 соединены через соответствующие схемы ИЛИ 20 с управляющими входами ключей (Кл) 21, сигнальные выходы Кл 19 и Кл 21 соединены с выходами генератора поднесущих частот (ГПнЧ) 22, управляющий вход которого соединен с десятым выходом БУ 2, выходы всех Кл 19 соединены со входами сумматора (Σ) 23, выход которого соединен со вторым входом См 12, выходы всех Кл 21 соединены со входами сумматора (Σ) 24, выход которого соединен со вторым входом См 13, выходы См 12 и См 13 подключены ко входам сумматора (Σ) 25, выход которого соединен со входом усилителя мощности (УМ) 26, выход УМ 26 соединен с антенной (А) 27.

На фиг. 2 изображено устройство, реализующее приемное устройство предложенного способа, которое содержит антенну приемную (АПр) 28, выход которой соединен через линейный тракт приемника (ЛТП) 29 со входом блока образования квадратурных составляющих (БОКС) 30, квадратурные выходы которого соединены со входами блока аналого-цифровых преобразователей (АЦП) 31 квадратурных составляющих, выходы блока АЦП 31 квадратурных составляющих подключены ко входам цифровых частотно-селективных фильтров (ЦЧСФ) 32-47, каждый из которых настроен на соответствующую частоту и все они имеют одинаковые полосы пропускания, выходы всех ЦЧСФ 32-47 соединены с соответствующими входами блоков нормировки (БН) 48-63, выходы которых соединены со входами цифровых согласованных фильтров дискретов (ЦСФД) 64-79, настроенных на сжатие принимаемого дискрета с внутридискретной модуляцией, выходы ЦСФД 64-79 соединены со входами соответствующих блоков выделения огибающих (БВО) 80-95, выходы которых соединены со входами соответствующих блоков формирования кодовых последовательностей (БФКП) 96-111, выходы БФКП 96, 97, 98 99 и 104, 105, 106,107 соединены с соответствующими положительными входами сумматоров (Σ) 112-119, а выходы БФКП 100, 101, 102, 103, и 108, 109, 110, 111 соединены с соответствующими отрицательными входами Σ112-Σ119, выходы Σ112-Σ119 соединены со входами согласованных фильтров последовательностей (СФП) 120-127, выходы которых соединены со входами сумматора (Σ) 128, выход Σ128 соединен со входом блока выделения знака (БВЗ) 129 и входом блока взятия модуля (БВМ) 130, выход БВМ 130 соединен с сигнальным входом порогового устройства (ПУ) 131, выход которого соединен с разрешающим входом блока формирования знакопеременных импульсов (БФЗпИ) 132, другой вход которого соединен с выходом БВЗ 129, выход БФЗпИ 132 соединен со входом дельта-демодулятора (ДД) 133, выход которого соединен со входом блока получателя сообщения (БПС) 134, причем БОКС 30 соединен по управляющему входу с одиннадцатым выходом блока управления приемом (БУП) 135, блок АЦП 31 соединен с двенадцатым выходом БУП 87, управляющие входы ЦФСД 64-79 соединены с соответствующими номерами выходов от тринадцатого по двадцать восьмой БУП 135 соответственно, управляющие входы СФП 120-127 соединены с соответствующими номерами выходов с двадцать девятого по тридцать шестой БУП 135, тридцать седьмой выход БУП 135 соединен со всеми синхронизирующими входами соответствующих блоков (на структурной схеме эти входы не показаны), тридцать восьмой выход БУП 135 является установочным выходом и соединен с установочными входами соответствующих блоков (на структурной схеме эти входы не показаны).

На фиг.3 изображена частотно-временная матрица сигналов первой основной и второй дополнительной последовательностей, имеющих нарастающий закон внутридискретной модуляции, которые описываются L-кодами, соответствующими первой и девятой строкам L₁₆-матрицы (5), что соответствует передаче символа "+1" первой станцией, и второй основной и первой дополнительной кодовыми последовательностями на основе L-кода, имеющими падающий закон внутридискретной модуляции, описываемые соответственно девятой и первой строками L₁₆-матрицы (5), что соответствует передаче символа "+1" второй станцией одновременно с первой станцией.

Устройства, изображенные на фиг.1 и 2 и реализующие предложенный способ асинхронной адресной связи, работают следующим образом. Пусть к моменту времени t<0 БУ 3 устанавливает в ДшА 9 код, который соответствует коду вызываемой станции, устанавливает Сч 10 в нулевое состояние, подает соответствующую команду на ГЧМС 11 для установки соответствующего закона частотной модуляции, управляет соответствующим образом MS 13 - MS 16 для приведения их в необходимый режим работы, запускает ГПнЧ 21, подготавливает к запуску ГТИ 4 и подает управляющий сигнал на ДМ 2, по которому в момент времени t=0 начинается работа всего устройства, изображенного на фиг.1.

Начиная с момента времени t=0 с выхода ГС 1 поступает аналоговое сообщение на ДМ 2. Одновременно, с первого выхода БУ 2 поступает сигнал, по которому начинается работа ДМ 2 , а с его второго выхода запускается ГТИ 4. С выхода ГТИ 4 тактирующие импульсы с частотой f_τ= 1/τ, превышающей частоту преобразования F= 1/T аналогового сообщения в N раз, где Τ = Nτ-период дискретизации аналогового сообщения, τ- длительность дискрета, поступают на Сч 10 с N состояниями и на ДЧ 5. С выхода ДЧ 5 сформированные импульсы синхронизации длительностью T = Nτ, поступают на ДМ 2 и синхронизируют его работу таким образом, что на выходе ДМ 2 из аналогового сообщения образуется последовательность знакопеременных импульсов единичной амплитуды, т. е. последовательность знакопеременных информационных битов длительностью Т каждый. Знаки этих импульсов, через БВЗБ 6 управляют схемами И 7 и И 8 таким образом, чтобы выходы ДШ 9 подключались либо через схемы И 7 к входам MS 13 и MS 15, либо через схемы И 8 к входам MS 14 и MS 16. Положим, для определенности, что схемы И 7 подключают выходы ДшА 9 к MS 13 и MS 15 когда знак информационного бита положителен, а схемы И 8 подключают выходы ДшА 9 к MS 14 и MS 16 когда знак информационного бита отрицателен.

Пусть на выходе ДМ 2 появился положительный информационный бит, длительность которого Т, как указывалось ранее, в N раз больше периода следования τ тактирующих импульсов, т.е. T = Nτ. В каждый дискретный интервал времени t = nτ, n=0,1,2,...,(N-1), определяемый периодом тактирующих импульсов ГТИ 4 τ в течение длительности каждого информационного бита длительностью Т, независимо от его знака, вырабатывается N раз в ГЧМС 11 сигнал с заданным законом внутридискретной модуляции, длительность каждого из которых равна τ. Эти сигналы с частотной модуляцией поступают на первый вход См 12 N раз за каждый временной интервал длительностью Т.

Одновременно, в эти же дискретные интервалы времени t = nτ тактирующие импульсы поступают на счетный вход Сч 10 и переводят его из состояния в состояние N раз за время длительности Т информационного бита. При этом объем Сч 10 такой, что в момент появления следующего информационного бита Сч 10 обнуляется.

Поступающая в каждый дискретный момент времени t = nτ с выходов Сч 10 информация на ДшА 9 дешифруется и через схемы И 7 поступает на MS 13 и MS 15, на одном из выходов которых в каждый дискретный момент времени появится потенциал, который проходит через соответствующую схему ИЛИ 18 на входы Кл 19 и соответственно через соответствующую схему ИЛИ 20 на управляющие входы Кл 21. Положим, что Кл 19 управляют моментами подключения ко входам Σ23 поднесущих частот с выходов ГПнЧ 22 основной последовательности, а Кл 21 одновременно управляют моментами подключения ко входам Σ24 поднесущих частот с выходов ГПнЧ 22, соответствующих значениям L-кода дополнительной последовательности. Также положим, для определенности, что эти сигналы расположены по оси частот так, как показано на фиг.3, т.е. первая полоса частот соответствует основной кодовой последовательности на основе L-кода, и, аналогично, вторая полоса занимаемых частот соответствует дополнительной последовательности на основе L-кода. Также положим, что состояниям L-кода основной последовательности соответствуют поднесущие, расположенные по оси частот следующим образом:
F₁-->l; F₂-->j; F₃-->i; F₄-->k, F₅-->(-1); F₆-->(-j); F₇-->(-i); F₈-->(-k), в первой полосе занимаемых частот, и, аналогично, состояниям L-кода дополнительной последовательности соответствуют поднесущие, расположенные по оси частот следующим образом
F₉-->1; F₁₀-->j; F₁₁-->i; F₁₂-->k F₁₃-->(-l); F₁₄-->(-j); F₁₅-->(-i); F₁₆-->(-k) во второй полосе занимаемых частот.

В соответствии с состоянием Сч 10 в каждый дискретный момент времени nτ (n= 0, l, 2, ...,N-l) в течение длительности τ через Кл 19 и Кл 21 ко входам Σ23 и Σ24 подключаются соответствующие выходы ГПнЧ 22 и этим самым формируют частотно-временную матрицу сигнала, на которую настроена приемная станция в виде, например, как изображено на фиг.3.

Эти отрезки колебаний длительностью τ с выходов Σ23 и Σ24 поступают соответственно на вторые входы См 12 и См 13, на первые входы которых в течение каждого интервала времени длительностью τ поступает частотно-модулированное колебание с ГЧМС 11.

В результате на выходе См 12 и См 13 формируются сигналы, представляющие собой радиоимпульсы с внутридискретной частотной модуляцией, частотное заполнение которых определяется величинами поднесущих, а временное положение соответствует состояниям Сч 10.

Полученные сигналы суммируются в Σ25. Особенностью сигнала на выходе Σ25 является то, что в каждый дискретный интервал времени τ он состоит из двух парциальных сигналов с внутридискретной частотной модуляцией каждый, причем частотное заполнение у каждого из них зависит от параметра L-кода основной и дополнительной последовательности в эти дискретные моменты времени.

С выхода Σ25 сформированный указанным образом сигнал усиливается в УМ 26 до необходимой величины и через А 27 излучается в пространство.

Пусть, начиная с момента времени t=0 осуществляется прием сообщения приемной станцией, соответственно настроенной на прием того или иного сообщения. Для этого положим, что соответствующие узлы до момента времени t=0 по сигналам с БУП 135 с тридцать восьмого выхода установлены в нулевое состояние. Также, до момента времени t=0, с выходов БУП 135 с тринадцатого по двадцать восьмой подаются управляющие сигналы на настройку ЦСФД 64-79 таким образом, чтобы их импульсные характеристики соответствовали или первому, или второму законам внутридискретной модуляции в зависимости от того, на какую передающую станцию настраивается приемная. Одновременно, до момента времени t= 0, с выходов БУП 135 с двадцать девятого по тридцать шестой подаются управляющие сигналы на настройку СФП 120-127 таким образом, чтобы их импульсные характеристики описывались значениями (±1), (±j), (±i) и (±k) основной и дополнительной кодовых последовательностей на основе L-кодов той станции, на прием информации от которой они настроены.

Пусть в момент времени t=0 на АПр 28 поступает сигнал станции, на параметры сигнала которой настроены ЦСФД 64-79 и СФП 120-127. Этот сигнал поступает с выхода АПр 28 на вход ЛТП 29, с выхода которого, усиленный до необходимого уровня, он поступает на БОКС 30. На другой вход БОКС 30 поступают управляющие сигналы с одиннадцатого выхода БУП 135, параметры которых определяются условиями, связанными с необходимостью образования квадратурных составляющих принимаемого сигнала. Эти квадратурные составляющие поступают на входы блока АЦП 31, на управляющий вход которого с двенадцатого выхода БУП 135 поступают сигналы, параметры которых определяются условиями выполнения теоремы Котельникова.

С выхода блока АЦП 31 отсчеты квадратурных составляющих входной реализации, преобразованные в цифровую форму, поступают на входы ЦЧСФ 32-47, где подвергаются частотно-селективной фильтрации. Фильтры ЦЧСФ 32-47 имеют одинаковые полосы пропускания, равные полосе частот внутридискретной частотной модуляции дискретов, и центральные частоты которых соответствуют частотам преобразованных поднесущих F₁,...,F₁₆.

С выходов ЦЧСФ 32-47 расфильтрованные квадратурные составляющие, информация в которых заключена в изменениях частоты, подвергаются в блоках БН 48-63 соответствующей нормировке с целью устранения паразитной амплитудной модуляции.

Расфильтрованные и пронормированные квадратурные составляющие поступают на соответствующие ЦСФД 64-79, где происходит согласованная фильтрация тех отдельных дискретов, на закон внутридискретной модуляции которых настроены эти согласованные фильтры.

Получаемые на выходах ЦСФД 64-79 сжатые сигналы поступают на БВO 80-95, где выделяются амплитуды сжатых сигналов, положения которых на временной оси зависят от моментов появления соответствующих дискретов L-кода на входе приемной станции.

Отсчеты кодов с выходов БВO 80-95 поступают на БФКП 96-111, на выходах которых появляются импульсы единичной амплитуды, положительной, положим, полярности и заданной длительности (в пределе равной длительности дискрета) и положение которых на оси времени определяется максимальной амплитудой сжатого дискрета.

Эти импульсы поступают на положительные входы Σ112...Σ119 с выходов соответственно БФКП 96-99 и 104-107 а на отрицательные входы Σ112...Σ119 они поступают с выходов соответственно БФКП 100-103 и 108-111.

Таким образом, на выходе Σ112, положим, формируется последовательность, соответствующая значениям (±1), на выходе Σ113 формируется последовательность, соответствующая (±j) на выходе Σ114 положим, формируется последовательность, соответствующая значениям (±i), а на выходе Σ115 формируется последовательность соответствующая (±k) первой основной или второй дополнительной кодовой последовательности на основе L-кода. Аналогично, на выходе Σ116 в этом случае будет сформирована последовательность, соответствующая значениям (±1), на выходе Σ117 будет сформирована последовательность, соответствующая значениям (±j), на выходе Σ118 в этом случае будет сформирована последовательность, соответствующая значениям (±i), а на выходе Σ119 будет сформирована последовательность, соответствующая значениям (±k) первой дополнительной или второй основной кодовой последовательности на основе L-кода.

Сформированные указанным образом трехуровневые последовательности импульсов (-1,0,1) с выходов Σ112...Σ119 поступают на соответствующие СФП 120-127, настроенные соответствующим образом. Здесь они одновременно сжимаются, и результаты обработки поступают на входы Σ128, где они синхронно складываются таким образом, что формируется АКФ принимаемого сигнала, как показано в табл. 1 - табл.4. В зависимости от знака передаваемого бита на выходе Σ128 полученный сигнал будет иметь аналогичный знак.

Поскольку, помимо полезного сигнала, всегда при работе станции в составе асинхронно-адресной системы связи присутствуют на приемном ее конце сигналы многих станций, то одновременно, на выходе Σ128 будут находиться сигналы, которые могут быть описаны соответствующими ВКФ, у которых БЛ, расположенные на одинаковом расстоянии от центра, имеют одинаковые амплитудные значения по модулю. В тоже время АКФ принимаемых полезных сигналов БЛ не имеют.

Для повышения качества декодирования, сигналы с выхода Σ128 поступают на блоки БВЗ 129 и БВМ 130. В блоке БВЗ 129 происходит фиксация знака сжатого сигнала в каждый момент времени, а в блоке БВМ130 происходит вычисление его модуля.

С выхода БВМ 130 сигнал поступает на ПУ 131, которое может быть выполнено по схеме, описанной в книге Оводенко А.А. Робастные локационные устройства. Л.: Изд-во ЛГУ, 1981. стр.30, рис.2.9. Подобное пороговое устройство является робастным к изменению уровня помех, к которым можно отнести и взаимные помехи работающих станций.

При превышении порогового уровня, зависящего от уровня взаимных помех, уровнем полезного сигнала, на выходе ПУ 131 появляется разрешающий потенциал и знак полезного сигнала поступает на БФЗпИ 132.

На выходе БФЗпИ 132 в зависимости от знака полезного сигнала формируется соответствующий импульс, нормированный по амплитуде и по длительности и который поступает на ДД 133. С выхода ДД 133 получаемое демодулированное сообщение поступает на БПС 134, т.е. к получателю информации.

В течение всей работы приемной станции, с тридцать седьмого выхода БУП 135 поступают на соответствующие входы соответствующих блоков синхроимпульсы (СИ), которые синхронизируют работу всего устройства.

Отметим, что БУ 3 и БУП 135 могут быть объединены.

Проведенное технико-экономическое сравнение предложенного способа с прототипом показало, что предложенный способ обладает более высокой помехоустойчивостью по сравнению с известным за счет того, что на значительном числе позиций, где располагаются БЛ в сжатом сигнале, их величина равна нулю. Это, при увеличении числа одновременно работающих станций, не приводит к существенному возрастанию уровня внутрисистемных помех. Также видно, что использование ортогональных или квазиортогональных законов внутридискретной модуляции также позволяет увеличить число одновременно работающих станций в асинхронном режиме без увеличения уровня внутрисистемных помех.

Список обозначений
ГС 1 - генератор сообщений 14
ДМ 2 - дельта-модулятор 2;
БУ 3 - блок управления 3;
ГТИ 4 - генератор тактовых импульсов 4;
ДЧ 5 - делитель частоты 5;
БВЗБ 6 - блок выделения знака бита 6;
И 7, И 8 - схемы И 7 и И 8;
ДшА 9 - дешифратор адреса 9;
Сч 10 - счетчик 10 с N состояниями;
ГЧМС 11 - генератор частотно-модулированного сигнала 11;
См 12, См 13 - смесители 12 и 13;
MS 14, MS 15, MS 16, MS 17 - мультиплексоры 14, 15, 16, 17;
ИЛИ 18, ИЛИ 20 - схемы ИЛИ 18 и ИЛИ 20;
Кл 19, Кл 21 - ключи 19 и 21;
ГПнЧ 22 - генератор поднесущих частот 22;
Σ23, Σ24, Σ25 - сумматоры 23, 24 и 25;
УМ 26 - усилитель мощности 26;
А 27 - антенна 27 передающая;
АПр 28 - антенна приемная 28;
ЛТП 29 - линейный тракт приемника 29;
БОКС 30 - блок образования квадратурных составляющих 30;
АЦП 31 - блок аналого-цифровых преобразователей 31;
ЦЧСФ 32-47 - цифровые частотно-селективные фильтры 32, 33, 34, 35, 36, 37, 38, 39, 40, 41, 42, 43, 44, 45, 46 и 47;
БН 48-63 - блоки нормировки 48, 49, 50, 51, 52, 53, 54, 55, 56, 57, 58, 59, 60, 61, 62 и 63;
ЦСФД 64-79 - цифровые согласованные фильтры дискретов 64, 65, 66, 67, 68, 69, 70, 71, 72, 73, 74, 75, 76, 77, 78 и 79;
БВO 80-95 - блоки выделения огибающей 80, 81, 82, 83, 84, 85, 86, 87, 88, 89, 90, 91, 92, 93, 94 и 95;
БФКП 96-111 - блоки формирования кодовых последовательностей 96, 97, 98, 99, 100, 101, 102, 103, 104, 105, 106, 107, 108, 109, 110 и 111;
Σ112 - Σ119 - сумматоры 112, 113, 114, 115, 116, 117, 118 и 119;
СФП 120-127 - согласованные фильтры последовательностей 120, 121, 122, 123, 124, 125, 126 и 127;
Σ128 - сумматор 128;
БВЗ 129 - блок выделения знака 129;
БВМ 130 - блок выделения модуля 130;
ПУ 131 - пороговое устройство 131;
БФЗпИ 132 - блок формирования знакопеременных импульсов 132;
ДД 133 -дельта-демодулятор 133;
БПС 134 - блок получателя сообщения 134;
БУП 135 - блок управления приемом 135.

Формула изобретения

Способ асинхронной адресной связи N абонентов, заключающийся в том, что каждое аналоговое сообщение каждого абонента независимо друг от друга преобразуют в последовательность знакопеременных импульсов, формируют за время длительности каждого знакопеременного импульса N дискретов, заполняют каждый дискрет своей поднесущей частотой в соответствии с присвоенной каждому абоненту первой основной кодовой последовательностью на основе L-кода или первой дополнительной кодовой последовательностью на основе L-кода, каждый дискрет первой основной кодовой последовательности на основе L-кода модулируют по частоте по первому закону изменения частоты внутри дискрета, каждый дискрет первой дополнительной кодовой последовательности на основе L-кода модулируют по частоте по второму закону изменения частоты внутри дискрета, ортогональному или квазиортогональному первому и равному ему по полосе занимаемых частот, излучают сформированные колебания в первой полосе частот, принимают активными абонентами все излученные колебания в первой полосе частот, расфильтровывают принятые колебания, осуществляют согласованную фильтрацию дискретов частотно-модулированных по первому или второму законам изменения частоты внутри дискретов, декодируют соответствующую или первую основную кодовую последовательность на основе L-кода, или первую дополнительную кодовую последовательность на основе L-кода, осуществляют согласованную фильтрацию или первой основной кодовой последовательности на основе L-кода, или первой дополнительной кодовой последовательности на основе L-кода, выделяют огибающую и знак результатов согласованной фильтрации или первой основной кодовой последовательности на основе L-кода, или первой дополнительной кодовой последовательности на основе L-кода, формируют последовательность знакопеременных импульсов и преобразуют их в аналоговое сообщение, отличающийся тем, что каждый из N сформированных дискретов дополнительно одновременно заполняют своей поднесущей частотой в соответствии с присвоенной каждому из N абонентов второй дополнительной кодовой последовательностью на основе L-кода, или второй основной кодовой последовательностью на основе L-кода, каждый дискрет второй дополнительной кодовой последовательности на основе L-кода модулируют по частоте по первому закону изменения частоты внутри дискрета, каждый дискрет второй основной кодовой последовательности на основе L-кода модулируют по частоте по второму закону изменения частоты внутри дискрета, излучают сформированные колебания во второй полосе частот, равной по величине первой полосе частот, принимают активными абонентами все излученные колебания во второй полосе частот, расфильтровывают принятые колебания, осуществляют согласованную фильтрацию дискретов частотно-модулированных по первому или второму законам изменения частоты внутри дискретов, декодируют соответствующую или вторую дополнительную кодовую последовательность на основе L-кода или вторую основную кодовую последовательность на основе L-кода и суммируют или результаты согласованной фильтрации второй дополнительной кодовой последовательности на основе L-кода с результатами согласованной фильтрации первой основной кодовой последовательности на основе L-кода или результаты согласованной фильтрации второй основной кодовой последовательности на основе L-кода с результатами согласованной фильтрации первой дополнительной кодовой последовательности на основе L-кода.

РИСУНКИ

Рисунок 1, Рисунок 2, Рисунок 3, Рисунок 4, Рисунок 5, Рисунок 6, Рисунок 7, Рисунок 8