Способ обнаружения сигналов

Изобретение относится к области гидроакустики, а именно - к способам обнаружения гидролокационных сигналов в условиях реального канала распространения с учетом искажений сигнала, проявляющихся при отражении и рассеянии волн на границах канала, а также явления полного внутреннего отражения сигнала. Техническим результатом является повышение помехоустойчивости и дальности действия гидролокационных станций. Способ обнаружения широкополосных сигналов включает операции взаимно-корреляционного сравнения принятой реализации с копией излученного сигнала и принятие решения об обнаружении, при этом дополнительно проводят операции взаимно-корреляционного сравнения принятой реализации с Гильберт-образом копии излученного сигнала, возведения в квадрат результатов взаимно-корреляционного сравнения принятой реализации с эталоном и Гильберт-образом эталона излученного сигнала и их суммирования и сравнивают полученное значение с порогом. 1 ил.

 

Изобретение относится к области гидроакустики, а именно - к способам обнаружения гидролокационных сигналов в условиях реального канала распространения с учетом отражающих границ, потерь и искажений, проявляющихся при отражении и рассеянии волн.

Известно [1, 2, 3, 4], что реализация оптимального приема при решении задач обнаружения сигналов во многом определяется уровнем априорных знаний о принимаемом сигнале. Для сигналов с неизвестной начальной фазой оптимальным является квадратурный приемник [1, 2, 3, 4] (аналог), обеспечивающий незначительные (1-1,2 дБ) потери по сравнению с согласованной фильтрацией [1]. Основным недостатком квадратурного приема является то, что его применение ограничено классом узкополосных сигналов. Если же используются широкополосные сигналы, то необходима многоканальная схема, осуществляющая квадратурную фильтрацию по каждой составляющей.

Если фазовый спектр сигнала неизвестен, используют энергетические методы приема [2, 3, 4] (аналог), представляющие собой последовательное выполнение операций фильтрации, детектирования и интегрирования. Основным недостатком таких методов является "эффект подавления малого сигнала", что является следствием того факта, что выходное отношение сигнал/помеха пропорционально квадрату входного отношения сигнал/помеха.

Если форма принимаемого сигнала известна, то потенциальную помехоустойчивость при обнаружении сигналов (в том числе и широкополосных) на фоне белого шума, в принципе, обеспечивает согласованная фильтрация или коррелятор, реализующий корреляционное сравнение принимаемой реализации сигнала с копией [1, 2, 3, 4] (прототип).

Корреляционная функция во временной области для этого случая записывается:

где: S₁(t) - принимаемая реализация сигнала,

S₂(t) - эталон,

* - индекс свертки,

- индекс сопряжения сигнала.

Корреляционным способам обнаружения сигналов присущ основной недостаток: в условиях реального канала распространения происходит не только аддитивное сложение сигнала и шума, но и возникают искажения самого сигнала вследствие многочисленных явлений отражения волн на границах канала, рассеяния на различных неоднородностях, а также годного внутреннего отражения волн.

Неучет этих явлений при приеме приводит к значительному снижению помехоустойчивости корреляционного приемника вследствие раскорреляции сигнала и эталона.

Рассмотрим подробнее процессы искажения гидролокационных сигналов при распространении в реальном канале вследствие вышеперечисленных явлений. При этом излучаемый физический сигнал S(t) удобнее представить как реальную часть аналитического сигнала S_А(t), действительная и мнимая части которого связаны преобразованием Гильберта [7]:

где: - аналитический сигнал,

- преобразование

Гильберта сигнала.

При распространении сигнал отражается от границ. Отраженный сигнал S₁(t) описывается как произведение падающего S_A(t) на комплексный коэффициент отражения k=|k|e^{jϕ k} [5, 6, 8]:

Выражение (3) можно переписать в виде:

где: - модуль аналитического сигнала,

- фаза аналитического сигнала.

В общем случае, если сигнал, распространяющийся в канале, испытывает N отражений:

λ

Соотношение (4) представимо также в виде:

Для физического (принимаемого) сигнала:

или:

Обозначив: |k|cosϕ _k=ν и |k|sinϕ _k=μ , запишем:

Известно также [6], c.122, что при полном внутреннем отражении отраженный сигнал всегда состоит из двух частей, одна из которых повторяет форму падающего сигнала, а вторая выражается .

Известно, что скалярное произведение S(t) и равно нулю:

Таким образом, наличие ϕ _k приводит к тому, что при одноканальной корреляционной обработке мы теряем часть энергии сигнала, и прием для этого случая будет не оптимальным:

при τ =0 имеем:

так как ν , μ <I, то одноканальная обработка приводит к потерям.

Целью предлагаемого изобретения является устранение недостатков, присущих традиционному корреляционному способу обнаружения широкополосных гидролокационных сигналов в условиях реального канала распространения, тем самым повышается помехоустойчивость и дальность действия гидролокационных систем.

В предлагаемом способе обнаружения сигналов предполагается двухканальная обработка с корреляционным сравнением принимаемой реализации с копией излученного сигнала и с результатом преобразования Гильберта копии излученного сигнала. Как ниже будет показано, для данного случая такая обработка сигнала является оптимальной.

Как известно [1, 2, 3, 4], разработка оптимального обнаружителя сигналов (для различных ситуаций, т.е. учета различных явлений) предполагает наличие модели принимаемого сигнала и модели помехи.

В данном случае модель принимаемого сигнала, учитывающая случайные искажения при отражениях и рассеянии волн в канале, в соответствии с (7), представляет собой выражение:

При этом считаем, что случайная величина ϕ _k распределена по равномерному закону: р(ϕ _k)=1/2п, 0≤ ϕ _k<2, а случайная величина |k| - по закону Рэлея: p(|k|)=2|k|exp(-|k|²). Кроме того, считаем случайные величины ϕ _k и |k| взаимно независимыми: p(ϕ _k,|k|)=p(ϕ _k)-р(|k|).

Модель помехи - белый гауссов шум n(t). Реализация этого шума, спектральная интенсивность которого F(∞ )=N₀, на интервале 0<t<Т имеет плотность вероятности [1]:

где: a - постоянный нормирующий множитель.

Входной процесс s_вх(t) в случае отсутствия сигнала:

s_вх(t)=n(t)

при наличии сигнала:

s_вх(t)=n(t)+s_п(t, ϕ _k, |k|)

Плотность вероятности входного процесса в первом случае:

при наличии сигнала:

Поэтому условное отношение правдоподобия:

где:

Второй член выражения (14) представляет собой интеграл от произведения сравнительно медленно изменяющегося квадрата огибающей сигнала на быстро осциллирующую функцию частоты 2ϕ (t). Этот интеграл засчет взаимной компенсации положительных и отрицательных полуволн подынтегрального выражения значительно меньше первого члена, равного средней энергии сигнала. Поэтому I₁≈|k|²E_cp. Второй интеграл выражения (13):

Обозначая

получим I₂=|k|cosϕ _kX-|k|sinϕ _kY=|k|Zcos(ϕ _k+ψ ), где X=Zcosψ , Y=Zsinψ , что эквивалентно:

Следовательно:

Усредняя по ϕ _k, получим:

Так как

где I₀(x) - модифицированная функция Бесселя первого рода нулевого порядка, то

Тогда безусловное отношение правдоподобия:

Поскольку

то

Так как экспоненциальная функция является монотонной, то алгоритм оптимального обнаружения сигнала эквивалентен следующему:

Таким образом, оптимальный обнаружитель должен вычислять величину z²=х²+Y² и сравнивать ее с порогом U₀=z

2

0

. Для этого он должен состоять из двух взаимно-корреляционных устройств, управляемых копией излученного сигнала и его Гильберт-образом и вычисляющих соответственно значения взаимной корреляционной функции между принимаемой реализацией и указанными сигналами, двух квадраторов, сумматора и порогового устройства с порогом U₀.

Таким образом, предлагаемый способ обнаружения широкополосных сигналов обладает значительно большей помехоустойчивостью по отношению к искажениям гидролокационных сигналов вследствие явлений отражения и рассеяния волн в канале по сравнению с прототипом и может быть использован в системах обнаружения сигналов, распространяющихся в реальных каналах. По сравнению с прототипом, новизна предлагаемого способа обнаружения сигналов заключается в операциях:

- взаимно-корреляционного сравнения принятой реализации с Гильберт-образом копии излученного сигнала,

- возведения в квадрат результатов взаимно-корреляционной обработки в обоих каналах,

- суммирования выходов обоих корреляторов.

Следует заметить, что частным случаем предлагаемого способа обнаружения сигналов, при приеме узкополосных сигналов, является квадратурная схема обработки, оптимальная для приема узкополосных сигналов со случайной начальной фазой и предусматривающая двухканальную взаимно-корреляционную обработку принимаемой реализации с кооинусоидальным и синусоидальным сигналами, так как Гильберт-образом косинусоидального сигнала является синусоидальный сигнал.

Устройство, реализующее предлагаемый способ обнаружения широкополосных сигналов, показано на чертеже, где:

- блок 1 - аналого-цифровой преобразователь (АЦП),

- блок 2 - умножитель 1,

- блок 3 - умножитель 2,

- блок 4 - вычислитель преобразования Гильберта,

- блок 5 - постоянное запоминающее устройство (ПЗУ),

- блок 6 - интегратор 1,

- блок 7 - интегратор 2,

- блок 8 - квадратор 1,

- блок 9 - квадратор 2,

- блок 10 - сумматор,

- блок 11 - пороговое устройство,

- блок 12 - устройство управления.

Принцип действия устройства заключается в следующем. На вход устройства поступает реализация s(t), которая подается на вход АЦП (блок 1) с частотой дискретизации, удовлетворяющей условиям теоремы Котельникова. С выхода АЦП (блок 1) дискретная выборка s(n) поступает одновременно на входы умножителей 1, 2 (блоки 2, 3). На управляющий вход умножителя 1 (блок 2) поступает результат преобразования Гильберта копии излученного сигнала из вычислителя преобразования Гильберта (блок 4), на вход которого из ПЗУ (блок 5) поступает копия излученного сигнала. На управляющий вход умножителя 2 (блок 3) с выхода ПЗУ (блок 5) поступает копия излученного сигнала. С выходов умножителей 1, 2 (блоки 2, 3) результаты произведений поступают на входы соответственно интеграторов 1, 2 (блоки 6, 7). С выходов интеграторов 1, 2 (блоки 2, 3) результаты взаимно-корреляционного сравнения поступают на входы соответственно квадраторов 1, 2 (блоки 8, 9), с выходов которых возведенные в квадрат корреляционные отклики поступают на входы сумматора (блок 10). С выхода сумматора (блок 10) суммарный отклик обоих корреляторов поступает на вход порогового устройства (блок 11). Выход порогового устройства (блок 11) является выходом устройства.

Устройство управления (блок 12) осуществляет синхронизацию работы блоков АЦП (блок 1), ПЗУ (блок 5), вычислителя преобразования Гильберта (блок 4), интеграторов 1, 2 (блоки 6, 7)(в то же время устройство управления обнуляет интеграторы 1, 2 после обработки каждой очередной выборки сигнала) и квадраторов 1, 2 (блоки 8, 9).

II. НАУЧНО-ТЕХНИЧЕСКАЯ ЛИТЕРАТУРА И ТЕХНИЧЕСКАЯ ДОКУМЕНТАЦИЯ

1. Ю.С.Лезин. Введение в теорию и технику радиотехнических систем. М., "Радио и связь", 1986, 280 с. (Прототип).

2. Г.Ван Трис. Теория обнаружения, оценок и модуляции. Том 3. М., "Советское радио", 1977, 662 с.

3. К.Хелстром. Статистическая теория обнаружения сигналов. М., "Иностранная литература", 1963, 430 с.

4. В.И.Тихонов. Статистическая радиотехника. М., "Советское радио", 1966, 678 с.

5. Л.М.Бреховских, Ю.П.Лысанов. Теоретические основы акустики океана. Л., Гидрометеоиздат, 1982, 264 с.

6. Л.М.Бреховских, О.А.Годин. Акустика слоистых сред. М., "Наука", 1989, 412 с.

7. Дж.Бендат, А.Пирсол. Прикладной анализ случайных данных. М., "Мир", 1989, 540 с.

8. Г.М.Свердлин. Прикладная гидроакустика. Л., "Судостроение", 1976, 280 с.

Способ обнаружения широкополосных сигналов, включающий операции взаимно-корреляционного сравнения принятой реализации с копией излученного сигнала и принятие решения об обнаружении, отличающийся тем, что дополнительно проводят операции взаимно-корреляционного сравнения принятой реализации с Гильберт-образом копии излученного сигнала, возведения в квадрат результатов взаимно-корреляционного сравнения принятой реализации с эталоном и Гильберт-образом эталона излученного сигнала и их суммирования и сравнивают полученное значение с порогом.