Устройство и способ для осуществления пост-бпф коррекции точного сдвига по частоте
Изобретение относится к устройству и способу для пост-БПФ коррекции точного сдвига по частоте в расширенном диапазоне обнаружения и при низкой сложности. Достигаемый технический результат - хорошие характеристики определения частоты при низких отношениях сигнал/шум. В системе (100), использующей мультиплексирование с ортогональным частотным разделением (OFDM), приемник определяет тестовые символы (110), которые включены в структуру кадра. С использованием БПФ-алгоритма (118) определяют дробный сдвиг частоты (меньший, чем один интервал разнесения несущих). Компенсируют фазу пилот-сигнала OFDM-сигнала с использованием одного или более тестовых символов. Алгоритм может быть модифицирован для оценивания больших сдвигов частот (превышающих один интервал разнесения несущих). Алгоритм в своей простейшей реализации не требует применения блока коррелятора. 2 н. и 16 з.п. ф-лы, 2 ил.
Изобретение относится к системам беспроводной связи, более конкретно к устройству и способу для пост-БПФ коррекции точного сдвига по частоте в расширенном диапазоне обнаружения и при низкой сложности.
Предшествующий уровень техники
В широкополосных системах беспроводной связи мультиплексирование с ортогональным частотным разделением (OFDM) является специальным случаем модуляции множества несущих (МСМ), которая представляет собой принцип передачи данных путем разделения потока на несколько параллельных битовых потоков и модуляции каждым из этих потоков данных индивидуальных несущих или поднесущих. Обычные системы OFDM используют обратное быстрое преобразование Фурье (ОБПФ) и БПФ для модуляции и демодуляции информационных данных, соответственно.
Однако системам OFDM свойственны сдвиги частоты, которые могут привести к потере ортогональности между поднесущими и, следовательно, к взаимным помехам между несущими. Такие сдвиги частоты могут быть обусловлены рядом возможных причин, включая различия в частоте передатчика и приемника, ввиду допусков гетеродина; доплеровский сдвиг, обусловленный перемещением мобильной станции и отражающих объектов в канале распространения; и аддитивные шумы, которые могут вносить мгновенный фазовый шум.
Поскольку передачи OFDM испытывают сильные искажения в присутствии сдвига частоты, необходимо точно корректировать этот сдвиг в приемнике. В литературе и в предшествующем уровне техники описано множество решений этой проблемы, причем может применяться обработка как во временной области (т.е. перед ПБФ или "пре-БПФ"), так и в частотной области (т.е. после БПФ или "пост-БПФ"). В частности, метод Moose ("A Technique for Orthogonal Frequency Division Multiplexing Frequency Offset Correction", IEEE 1994) предлагает пост-БПФ алгоритм, который основан на повторении заданного тестового символа. Такой пост-БПФ алгоритм может корректировать вплоть до +0,5 интервала разнесения несущих (или интервала разнесения поднесущих) и требует, по меньшей мере, два тестовых символа; однако эффективность этого пост-БПФ алгоритма эквивалентна пре-БПФ алгоритмам, основанным на корреляции циклического префикса, который может корректировать вплоть до +0,5 интервала разнесения несущих. В типовом случае алгоритмы, предложенные в предшествующем уровне техники для выполнения точной коррекции сдвига частоты, комбинируются с алгоритмами грубого сдвига частоты, если система передачи определена для работы со сдвигами частоты более +0,5 интервала разнесения несущих.
Анализ предшествующего уровня техники показывает, что пост-БПФ обработка часто используется для обнаружения больших сдвигов частоты, но не часто используется для точной синхронизации по частоте вследствие присутствия взаимных помех между несущими.
Соответственно непрерывный поиск направлен на разработку методов, которые могли быть использованы для осуществления пост-БПФ коррекции точных сдвигов частот.
Сущность изобретения
Настоящее изобретение обеспечивает способ осуществления пост-БПФ коррекции точных сдвигов частот и, в частности, относится к алгоритмам, используемым в приемниках систем OFDM. В соответствии с принципами настоящего изобретения определены тестовые символы для включения в структуру кадра интерфейса радиосвязи и в пост-БПФ алгоритм приемника, обеспечивающий эффективную оценку дробного сдвига частоты (например, менее одного интервала разнесения несущих). Алгоритм может быть модифицирован с использованием более сложных аппаратных средств для оценки больших сдвигов частоты (например, более одного интервала разнесения несущих). Алгоритм не требует блока коррелятора в своей простейшей реализации. В отношении устойчивости к шумам само определение частоты отличается высокой эффективностью в средах с очень низким отношением сигнал/шум (С/Ш). Однако если присутствуют шумы и ошибка синхронизации, то системные параметры должны быть выбраны для обеспечения в существенной степени хороших показателей в средах с низким отношением С/Ш.
В одном предпочтительном варианте осуществления настоящего изобретения для выполнения пост-БПФ коррекции точного сдвига частоты сигнал OFDM, имеющий один или более тестовых символов, передается на части поднесущей с регулярным разнесением сигнала OFDM, и сигнал OFDM преобразуется с использованием БПФ в частотную область. Фаза пилот-сигнала OFDM компенсируется с использованием одного или более тестовых символов, причем указанные тестовые символы соответствуют одному или более тестовым символам, используемым для генерации сигнала OFDM. Дробный сдвиг частоты сигнала OFDM определяется на основе тестовых символов, и сигнал OFDM корректируется в соответствии с величиной определенного дробного частотного сдвига. Пост-БПФ алгоритм приемника может также эффективно использоваться в архитектуре MIMO (с множеством входов и множеством выходов). Одним из преимуществ настоящего изобретения является то, что оно может воплощать в себе часть интерфейса радиосвязи, а не только алгоритм приемника.
В приведенном выше описании признаки и технические преимущества настоящего изобретения охарактеризованы относительно широко, чтобы нижеследующее детальное описание изобретения стало более понятным. Дополнительные признаки и преимущества изобретения описаны ниже и определяют сущность изобретения, отраженную в формуле изобретения. Специалистам в данной области техники должно быть понятно, что концепция и конкретный раскрытый вариант осуществления могут быть использованы в качестве базы для введения модификаций или проектирования других структур для выполнения того же назначения настоящего изобретения. Также специалистам в данной области техники должно быть понятно, что такие эквивалентные конструкции не отклоняются от сущности и объема изобретения, как это определено в формуле изобретения.
Краткое описание чертежей
Для пояснения настоящего изобретения и его преимуществ далее приводятся ссылки на последующее описание, иллюстрируемое чертежами, на которых показано следующее:
Фиг. 1 - концептуальная блок-схема высокого уровня, иллюстрирующая беспроводную систему связи, воплощающую признаки настоящего изобретения, и
Фиг. 2 - блок-схема алгоритма, иллюстрирующего признаки, воплощающие логику настоящего изобретения для определения тестовых последовательностей для вычисления тестовых символов.
Детальное описание
В последующем описании различные конкретные детали приведены для пояснения настоящего изобретения. Однако специалистам в данной области техники должно быть понятно, что настоящее изобретение может быть реализовано без таких конкретных деталей. В других случаях хорошо известные элементы показаны в схематичной форме или в форме блок-схемы, чтобы не загромождать описание сущности изобретения несущественными деталями. Кроме того, по большей части, детали, касающиеся беспроводных систем связи, мультиплексирования с ортогональным частотным разделением (OFDM), быстрого преобразования Фурье (БПФ) и т.п., опущены, если такие детали не являются необходимыми для полного понимания настоящего изобретения и рассматриваются как находящиеся в пределах знаний среднего специалиста в данной области техники.
Следует отметить, что если не указано иное, функции, описанные здесь, выполняются процессором, таким как микропроцессор, микроконтроллер, специализированная интегральная схема (ASIC), электронный процессор данных, компьютер или т.п.; в соответствии с кодом, таким как программный код, программное обеспечение; интегральными схемами и т.п., которые кодируются для выполнения таких функций. Кроме того, считается, что проектирование, разработка и реализация деталей всего такого кода должны быть очевидны для специалиста в данной области техники на основе настоящего описания изобретения.
Как упомянуто выше, анализ предшествующего уровня техники показал, что пост-БПФ обработка часто используется для обнаружения больших сдвигов частоты, но не часто используется для точной синхронизации по частоте вследствие присутствия взаимных помех между несущими. В соответствии с принципами настоящего изобретения взаимные помехи между несущими ограничены за счет принятия к использованию тестовых символов, где используется только часть поднесущих. Активные поднесущие (упоминаемые здесь как поднесущие пилот-сигнала) регулярным образом разнесены, так что даже в присутствии сдвига частоты влияние ближних несущих ослаблено. Пост-БПФ фаза поднесущих прямо пропорциональна сдвигу частоты, как показано на следующих этапах.
Используя запись Δf = ΔfI + ΔfF = (nI + Δf')1/T, где ΔfI - целочисленный сдвиг (соответствующий целому числу интервалов разнесения несущих), ΔfF - дробный сдвиг и Т - период символа (исключающий СР), можно показать, что выход m-й ячейки БПФ определяется следующим образом:
где IICIm - обусловлено взаимными помехами несущих, Nm- обусловлено аддитивным шумом, как описано в статье "Frequency Synchronization for Offset over the Subcarrier Spacing in OFDM Systems", K.Takajashi, T.Saba, Chiba Institute of Technology, 2002.
В соответствии с принципами настоящего изобретения, если составляющей, обусловленной ICI, можно пренебречь, и отбросить вклад шумов, то легко показать, что единственной составляющей, влияющей на фазу, является 
Сдвиг частоты до 
интервалов разнесения несущих (также известных как интервалы разнесения поднесущих) может быть оценен в следующей форме:
,
где η - постоянная и Р - число ненулевых поднесущих.
Если Rl являются символами пилот-сигнала после обработки БПФ, то 
являются символами пилот-сигнала, обработанными, как поясняется в последующем описании изобретения.
Согласно фиг. 1 ссылочная позиция 100 в общем обозначает блок-схему высокого уровня системы беспроводной связи, воплощающей признаки, соответствующие настоящему изобретению. Система 100 содержит передатчик 102, выполненный с возможностью осуществления передачи по каналу связи 104 к приемнику 106. Передатчик 102 и приемник 106 содержат ряд модулей, имеющих схемы и связанные с ними компоненты, детали построения, разработки и реализации которых рассматриваются как очевидные для специалиста в данной области техники с учетом раскрытия, приведенного в описании настоящего изобретения.
Передатчик 102 содержит модуль 108 модуляции для приема и модуляции, обычным способом, одного или более символов 101 данных для преобразования в сигнал OFDM в частотной области. Модуль 110 тестовых символов соединен с модулем 108 модуляции для ввода одного или нескольких тестовых символов k(t) в структуру кадра модулированных символов данных, образующих сигнал OFDM. В соответствии с настоящим изобретением тестовые символы k(t) передаются с использованием только равномерно разнесенных поднесущих, упоминаемых как поднесущие пилот-сигнала, в модуль 120 компенсации пост-БПФ фазового сдвига пилот-сигнала, как описано ниже, так что при наличии частотного сдвига влияние ближних поднесущих ослабляется ввиду интервала неиспользованных поднесущих.
Если сигнал OFDM в передатчике 102 выражается во временной области как
,
то один или более тестовых символов k(t), генерируемых посредством модуля 110 тестовых символов, предпочтительно определяется как
, где
α - постоянная, которая регулирует амплитуду временного сигнала;
ρ и сs - регулируют распределение символов пилот-сигнала в составе тестовых символов.
Альтернативно, тестовые символы k(t) могут быть определены следующим образом:
, где
K(l) - код с низким отношением пиковой мощности к средней мощности (PAPR-код), например, такой как
В предпочтительном варианте осуществления улучшенное отношение PAPR может быть реализовано с использованием тестовых символов, которые образуют периодическое повторение на частотной оси, например, следующих последовательностей:
(длина 14, PAPR=5,29 дБ);
(длина 16, PAPR=4,85 дБ).
По существу оптимальные последовательности могут быть определены для любого числа поднесущих и интервалов пилот-сигнала, логика одной из которых приведена для примера на блок-схеме 200 на фиг. 2. Тестовая последовательность, изображенная блок-схемой 2000, генерирует один тестовый символ; если имеется множество тестовых символов, то полная тестовая последовательность может быть построена из множества идентичных символов (упорядоченных один за другим) или различных символов. Может использоваться ряд тестовых последовательностей, отличающихся от показанной для примера на фиг. 2, но они здесь не обсуждаются более детально, поскольку считается, что специалист в данной область техники сможет, без избыточного экспериментирования, разработать такие последовательности на основе представленного раскрытия настоящего изобретения.
Согласно фиг. 1 модуль 114 обратного быстрого преобразования Фурье (ОБПФ) подсоединен между модулем 110 тестовых символов и каналом 104 для преобразования OFDM-сигнала из частотной области во временную область для передачи по каналу 104.
Канал 104 предпочтительно содержит обычные средства для передачи OFDM-сигнала от передатчика 102 к приемнику 104. Такие средства могут включать в себя, к примеру, антенные структуры и связанное с ними оборудование для генерирования, передачи от передатчика 102 и приема приемником 106 OFDM-сигнала в радиочастотной среде передачи. Каналы, такие как канал 104, рассматриваются как хорошо известные в технике и потому более детально не описываются, за исключением того, что является необходимым для описания настоящего изобретения.
На приемной стороне канала 104 приемник 106 включает в себя модуль 116 временной синхронизации, конфигурированный для обеспечения синхронизации во временной области приемника 106 с частотой принятого OFDM-сигнала. Модули 116 и 118 рассматриваются как хорошо известные в технике и поэтому более детально не описываются.
В соответствии с принципами настоящего изобретения пост-БПФ фаза поднесущих прямо пропорциональна сдвигу частоты. Модуль 120 компенсации фазового сдвига соединен с модулем 18 БПФ для компенсации фазы OFDM-сигнала на основе значений поднесущих пилот-сигнала, известных в приемнике, использующем, как показано пунктирной линий 112, те же тестовые символы, которые используются в модуле 110 ввода тестовых символов в передатчике 102. Если Rl являются символами пилот-сигнала после обработки БПФ, то являются символами пилот-сигнала, обработанными путем обращенного поворота исходной фазы пилот-сигнала. В частности, для ka(t)
и для kb(t)
.
Модуль 122 компенсации остаточного временного сдвига соединен с модулем 120 компенсации фазы пилот-сигнала для компенсации остаточного временного сдвига OFDM-сигнала, и модуль 124 усреднения фазы оперативно соединен с модулем 122 компенсации остаточного временного сдвига. Модуль 122 конфигурирован для определения того, является ли временная синхронизация несовершенной, получая результат из предшествующей оценки среднего поворота фазы между двумя последовательными пилот-сигналами, причем указанная оценка относительно подвержена шумам и, следовательно, приводит в результате к весьма неточной временной синхронизации. Если определено, что имеет место несовершенная временная синхронизация, то фаза всех пилот-сигналов поворачивается на величину, пропорциональную индексу поднесущей. Этот сдвиг фазы может быть легко скорректирован путем оценки среднего поворота фазы между двумя последовательными пилот-сигналами. В одном предпочтительном варианте осуществления средний поворот фазы между двумя последовательными пилот-сигналами может быть оценен с использованием, например, следующего Matlab-кода:
В типовом случае нет необходимости обрабатывать значения символов пилот-сигнала, а могут обрабатываться только фазы символов пилот-сигнала, так что изобретение может быть легко реализовано с использованием операций суммирования и вычитания. Например, если изобретение реализовано непосредственно с использованием фаз символов пилот-сигнала, то фазы могут суммироваться и вычитаться, не требуя использования комплексных экспоненциальных значений.
Если определено, что вышеупомянутая оценка усредненного поворота фазы между двумя последовательными пилот-сигналами осуществлена и что имеет место в значительной степени неточная временная синхронизация, то для надлежащей работы при очень низком отношении С/Ш вышеуказанная оценка поворота фазы предпочтительно усредняется по нескольким тестовым символам с помощью модуля 124 усреднения фазы. Это, будучи легко достижимым и не требующим буферизации, тем не менее достаточно для сохранения одного значения для каждого символа.
Модуль 126 оценки частотного сдвига и коррекции соединен с модулем 122 компенсации остаточного временного сдвига для дальнейшей обработки OFDM-сигнала, а модуль 128 усреднения сдвига частоты оперативно соединен с модулем 126. В соответствии с принципами настоящего изобретения модуль компенсации фазового сдвига оценивает дробное смещение частоты, вычисленное в соответствии со следующим уравнением:
где η - постоянная и Р - число ненулевых поднесущих.
Модуль 126 оценки частотного сдвига и коррекции также конфигурирован для определения, требует ли система множество тестовых символов, и если требует, то модуль 126 предпочтительно конфигурирован для вычисления сдвига частоты для каждого тестового символа, а модуль 128 усреднения сдвига частоты конфигурирован для усреднения сдвигов частоты во временной области, предпочтительно без пакетной буферизации. Модуль 126 оценки частотного сдвига и коррекции выполнен с возможностью корректирования затем частоты на величину сдвига частоты, оцененного с использованием усреднения или без усреднения.
Модуль 130 демодуляции соединен с модулем 126 оценки частотного сдвига и коррекции для демодулирования OFDM-сигнала и, дополнительно, для точной временной синхронизации (дополнительно к синхронизации, выполненной модулем 116), тем самым генерируя символы 132 данных, соответствующие символам 101 данных, принимаемым передатчиком 102. Модуль 130 демодуляции подсоединен для передачи символов 132 данных к обычным модулям (не показаны), хорошо известным в технике, для дальнейшей обработки.
В процессе работы поток символов 101 данных поступает в передатчик 102. Символы 101 данных модулируются модулем 108 модуляции для получения OFDM-сигнала в частотной области. Тестовые символы добавляются к символам данных посредством модуля 110, и модуль ОБПФ преобразует OFDM-сигнал из частотной области во временную область для передачи по каналу 104. Символы данных затем посылаются по каналу 104 к приемнику 106.
В приемнике 106 модуль 116 временной синхронизации синхронизирует во временной области приемник 106 с частотой OFDM-сигнала, принятого от передатчика 102 по каналу 104. Модуль 118 БПФ преобразует OFDM-сигнал из временной области в частотную область. Тестовые символы добавляются к символам данных модулем 110, и модуль ОБПФ преобразует OFDM-сигнал из частотной области во временную область для передачи по каналу 104. Символы данных затем посылаются по каналу 104 в приемник 106.
В приемнике 106 модуль 116 временной синхронизации синхронизирует во временной области приемник 106 с частотой OFDM-сигнала, принятого от передатчика 102 по каналу 104. Модуль 118 БПФ преобразует OFDM-сигнал из временной области в частотную область. Модуль 120 компенсации фазового сдвига преобразует затем фазу OFDM-сигнала на основе значений поднесущей пилот-сигнала, известных в приемнике, с использованием, как показано пунктирной линией 112, тех же самых тестовых символов, что и использованные модулем 110 вставки тестовых символов передатчика 102.
Модуль 122 компенсации остаточного временного сдвига затем определяет, имеет ли место ненадлежащая временная синхронизация с OFDM-сигналом, и если это так, то фаза всех пилот-сигналов поворачивается на величину, пропорциональную индексу поднесущей. Модуль 122 дополнительно определяет, имеет ли место в значительной степени неточная синхронизация точного времени, и если это так, то для надлежащей работы при низких отношениях С/Ш величина поворота фазы предпочтительно усредняется с помощью модуля 124 усреднения фазы по нескольким тестовым символам.
Модуль 126 оценки сдвига частоты и коррекции затем оценивает дробный сдвиг частоты, вычисленный согласно следующему уравнению:
где η - постоянная и Р - число ненулевых поднесущих.
Модуль 126 оценки частотного сдвига и коррекции также определяет, требует ли система 100 множество тестовых символов, и если требует, то модуль 126 оценки частотного сдвига и коррекции вычисляет сдвиг частоты для каждого тестового символа, сдвиг частоты усредняется во временной области модулем 128 усреднения сдвига частоты, предпочтительно без пакетной буферизации. Затем частота корректируется на величину сдвига частоты, оцененного с использованием усреднения или без усреднения.
Модуль 130 демодуляции модулирует OFDM-сигнал, и символы 132 данных, соответствующие символам 101 данных, передаются на обычные модули обработки для последующей обработки.
С использованием настоящего изобретения, в частности алгоритмов, описанных выше в связи с модулями 126 и 128 компенсации фазы пилот-сигналов, дробный сдвиг частоты (например, сдвиг частоты менее одного интервала разнесения несущих) может быть оценен эффективным образом. Более конкретно, диапазон обнаружения приемника расширяется до +(1-ε) интервала разнесения несущих по сравнению с +0,5 интервала разнесения несущих в алгоритмах предшествующего уровня техники. Если взаимные помехи между несущими надлежащим образом устраняются с использованием соответствующего формирования тестовых символов, то ε может быть порядка 0,02. Системы, подобные IEEE 802.11a, требуют коррекции на уровне +0,8 интервала разнесения несущих, так что данный алгоритм будет достаточным для обеспечения полной синхронизации по частоте. В зависимости от того, как реализован приемник, алгоритм, соответствующий настоящему изобретению, может быть более экономичным в реализации, чем другие алгоритмы. Настоящее изобретение также не требует блока коррелятора.
Кроме того, в отличие от известных способов, настоящее изобретение не требует, по меньшей мере, двух тестовых символов, а может работать с одиночным тестовым символом. Использование множества тестовых символов является факультативным и имеет своей целью только снижение влияния шумов посредством усреднения.
Кроме того, алгоритм, соответствующий настоящему изобретению, требует лишь минимального объема памяти и не нуждается в буферизации пакетов, даже в случае усреднения по нескольким тестовым символам.
Дополнительно, отношение PAPR может быть снижено до приемлемого уровня за счет применения надлежащим образом сформированных символов.
Понятно, что настоящее изобретение может быть реализовано во множестве форм и вариантов осуществления. Соответственно, различные модификации могут быть внесены в описанные выше варианты осуществления без отклонения от сущности и объема изобретения. Например, алгоритм, используемый модулями 126 и 128 оценки частотного сдвига и коррекции, может быть модифицирован для уменьшения сдвига до +/-0,5 интервала разнесения несущих посредством блока коррелятора, подсоединяемого между модулем 118 БПФ и модулем 120 компенсации фазы пилот-сигнала, чтобы тем самым оценивать большой частотный сдвиг (например, более одного интервала разнесения несущих). Таким образом, если диапазон обнаружения приемника должен быть расширен, то алгоритм, используемый модулями 126 и 128 оценки частотного сдвига и коррекции, должен быть взаимосвязан, например, с алгоритмом, который корректирует сдвиги на кратное значение интервала разнесения несущих путем нахождения максимума корреляции между тестовыми символами пост-БПФ и исходными тестовыми символами.
В другом варианте алгоритм, использованный модулями 126 и 128 оценки частотного сдвига и коррекции, может эффективно использоваться в разных продуктах, использующих OFDM-модуляцию, таких как системы беспроводных локальных сетей (W-LAN) (например, IEEE 802.11а), архитектура беспроводной системы с множеством входов и множеством выходов (MIMO) (например, подсистема оценки частоты системы синхронизации с архитектурой MIMO) и т.д. В других вариантах настоящее изобретение может быть реализовано с использованием тестовых символов, отличных от описанных выше.
Таким образом, хотя изобретение описано на примере ряда предпочтительных вариантов осуществления, следует отметить, что раскрытые варианты осуществления являются только иллюстративными, а не ограничительными, и что широкий диапазон вариаций, модификаций, изменений и замен совместим с вышеприведенным раскрытием, и что в ряде случаев некоторые признаки изобретения могут применяться без соответствующего использования других признаков. Многие такие вариации и модификации могут рассматриваться как очевидные и желательные специалистами в данной области техники на основе приведенного в описании раскрытия предпочтительных вариантов осуществления изобретения. Соответственно, прилагаемые пункты формулы изобретения сформулированы с использованием обобщенных признаков в соответствии с объемом изобретения.
1. Способ осуществления пост-БПФ коррекции точного сдвига частоты, заключающийся в том, что
принимают мультиплексированный с ортогональным частотным разделением (OFDM) сигнал, имеющий один или более тестовых символов, передаваемых на части из равномерно разнесенных поднесущих OFDM-сигнала,
преобразуют OFDM-сигнал с использованием быстрого преобразования Фурье (БПФ) в частотную область,
компенсируют фазу пилот-сигнала OFDM-сигнала с использованием одного или более тестовых символов, причем упомянутые один или более тестовых символов соответствуют одному или более тестовым символам, используемым при генерации OFDM-сигнала,
определяют дробный сдвиг частоты OFDM-сигнала на основе упомянутого одного или более тестовых символов, и
корректируют OFDM-сигнал в соответствии с величиной дробного сдвига частоты,
при этом упомянутый этап определения выполняют для тестовых символов ряда ненулевых поднесущих пилот-сигнала в частотной области.
2. Способ по п.1, в котором этап определения выполняют в соответствии с соотношением
где η - постоянная и Р - число ненулевых поднесущих, 
- символы пилот-сигнала, прошедшие обработку, l - переменная суммирования, с и cs - коэффициенты, регулирующие распределение символов пилот-сигнала в составе тестовых символов.
3. Способ по п.1, в котором этап определения содержит
определение того, имеется ли более одного тестового символа,
после определения того, что имеется более одного тестового символа, определение дробного сдвига частоты, соответствующего каждому тестовому символу,
усреднение дробных сдвигов частоты, соответствующих каждому тестовому символу, для определения усредненного дробного сдвига частоты,
при этом этап коррекции содержит коррекцию OFDM-сигнала в соответствии с величиной усредненного дробного сдвига частоты.
4. Способ по п.1, содержащий этапы, на которых
определяют, является ли временная синхронизация ненадлежащей, и
при определении, что имеет место ненадлежащая временная синхронизация, поворачивают фазу всех пилот-сигналов на величину, пропорциональную индексу поднесущей.
5. Способ по п.1, содержащий этапы, на которых
определяют, является ли временная синхронизация ненадлежащей,
определяют, имеется ли более одного тестового символа, и
при определении, что имеет место ненадлежащая временная синхронизация и что имеется более одного тестового символа, поворачивают фазу всех пилот-сигналов на величину, пропорциональную индексу поднесущей, усредненную по упомянутым более чем одному тестовым символам.
6. Способ по п.1, содержащий этап демодуляции скорректированного по частоте OFDM-сигнала, чтобы генерировать символы данных.
7. Способ по п.1, содержащий этап точной синхронизации тестовых символов.
8. Способ по п.1, который адаптирован для использования, по меньшей мере, в одной из таких архитектур, как беспроводная локальная сеть (W-LAN) и беспроводная система с множеством входов и множеством выходов (MIMO).
9. Способ по п.1, который адаптирован для подсистемы оценки частоты системы синхронизации в архитектуре беспроводной системы с множеством входов и множеством выходов (MIMO).
10. Устройство осуществления пост-БПФ коррекции точного сдвига частоты, содержащее
модуль быстрого преобразования Фурье (БПФ), выполненный с возможностью преобразования в частотную область OFDM-сигнала, имеющего один или более символов, передаваемых на части из равномерно разнесенных поднесущих OFDM-сигнала,
модуль компенсации фазы пилот-сигнала, соединенный с модулем БПФ, для компенсации фазы пилот-сигнала в OFDM-сигнале с использованием одного или более тестовых символов, причем упомянутые один или более тестовых символов соответствуют одному или более тестовым символам, используемым при генерации OFDM-сигнала,
модуль дробного сдвига частоты и коррекции, соединенный с модулем компенсации фазы пилот-сигнала для определения дробного сдвига частоты OFDM-сигнала на основе упомянутого одного или более тестовых символов, и коррекции OFDM-сигнала в соответствии с величиной дробного сдвига частоты,
при этом модуль дробного сдвига частоты и коррекции обеспечивает упомянутое определение дробного сдвига частоты OFDM-сигнала для тестовых символов ряда ненулевых поднесущих пилот-сигнала в частотной области.
11. Устройство по п.10, в котором модуль дробного сдвига частоты и коррекции обеспечивает определение дробного сдвига частоты OFDM-сигнала в соответствии с соотношением
где η - постоянная и Р - число ненулевых поднесущих, - символы пилот-сигнала,
прошедшие обработку, l - переменная суммирования, с и cs - коэффициенты, регулирующие распределение символов пилот-сигнала в составе тестовых символов.
12. Устройство по п.10, в котором модуль дробного сдвига частоты и коррекции обеспечивает
определение того, имеется ли более одного тестового символа,
после определения того, что имеется более одного тестового символа, определение дробного сдвига частоты, соответствующего каждому тестовому символу,
усреднение дробных сдвигов частоты, соответствующих каждому тестовому символу, для определения усредненного дробного сдвига частоты,
при этом этап коррекции содержит коррекцию OFDM-сигнала в соответствии с величиной усредненного дробного сдвига частоты.
13. Устройство по п.10, содержащее модуль остаточного временного сдвига, включенный между модулем компенсации фазы пилот-сигнала и модулем дробного сдвига частоты и коррекции для определения, является ли временная синхронизация ненадлежащей, и при определении, что имеет место ненадлежащая временная синхронизация, для поворота фазы всех пилот-сигналов на величину, пропорциональную индексу поднесущей.
14. Устройство по п.10, содержащее модуль остаточного временного сдвига, включенный между модулем компенсации фазы пилот-сигнала и модулем дробного сдвига частоты и коррекции для определения, является ли временная синхронизация ненадлежащей и имеется ли более одного тестового символа, и при определении, что имеет место ненадлежащая временная синхронизация и что имеется более одного тестового символа, для поворота фазы всех пилот-сигналов на величину, пропорциональную индексу поднесущей, усредненную по упомянутым более чем одному тестовым символам.
15. Устройство по п.10, содержащее демодулятор, соединенный с модулем дробного сдвига частоты и коррекции, для демодуляции скорректированного по частоте OFDM-сигнала, чтобы генерировать символы данных.
16. Устройство по п.10, содержащее модуль временной синхронизации, к которому подключен модуль БПФ, для точной синхронизации тестовых символов.
17. Устройство по п.10, которое подсоединено для использования, по меньшей мере, в одной из таких архитектур, как беспроводная локальная сеть (W-LAN) и беспроводная система с множеством входов и множеством выходов (MIMO).
18. Устройство по п.10, которое подсоединено для использования с подсистемой оценки частоты системы синхронизации в архитектуре беспроводной системы с множеством входов и множеством выходов (MIMO).
