Передатчик с множественной модуляцией
Изобретение относится к беспроводной связи и может быть использовано в приемопередающих устройствах систем связи. Достигаемый технический результат - обеспечение использования одной и той же передающей системы для схем с различной модуляцией. Передатчик содержит первый блок модуляции, имеющий первый цифровой процессор сигналов и первый генератор аналоговых сигналов, первый усилитель мощности, второй блок модуляции, имеющий второй цифровой процессор сигналов и второй генератор аналоговых сигналов, второй усилитель мощности, устройство объединения и передающее устройство, по меньшей мере, одно первое средство модуляции с непостоянной огибающей, первое средство для приема команд модуляции, по меньшей мере, одно первое средство модуляции с постоянной огибающей, первое средство выбора модуляции. В способе генерации передаваемого сигнала в передатчике имеется, по меньшей мере, первый и второй блоки модуляции, причем каждый из них обеспечивает, по меньшей мере, одну модуляцию с непостоянной огибающей и, по меньшей мере, одну модуляцию с постоянной огибающей. 2 н. и 31 з.п. ф-лы, 20 ил.
Область техники
Настоящее изобретение относится к беспроводной связи и, в частности, к передающим системам для беспроводной связи.
Предшествующий уровень техники
В традиционной GSM (глобальная система мобильной связи) реализована схема модуляции в соответствии с гауссовской минимальной манипуляцией (GMSK), которая является схемой модуляции с постоянной огибающей, в которой фазовый сдвиг дифференциальным образом зависит от последовательности битов. Модуляция GMSK выбрана в качестве компромисса между довольно высокой спектральной эффективностью и разумной сложностью демодуляции.
EDGE (усовершенствованные данные для глобального развития) является стандартом высокоскоростных данных мобильной связи, обеспечивающим возможность сетям второго поколения стандартов GSM и TDMA (множественный доступ с временным разделением) передавать данные со скоростями до 384 Кбит/с. Стандарт EDGE обеспечивает увеличение скорости за счет изменения используемого типа модуляции и более эффективного использования несущей, действующей в текущий момент. Это дает возможность повысить скорость передачи данных в хороших условиях, в частности, вблизи базовых станций, за счет реализации модуляции 8PSK (8-уровневой фазовой манипуляции). Схема модуляции 8PSK является модуляцией высокоскоростной передачи, основанной на кодировании сдвига фазы. Эта модуляция является типом модуляции с непостоянной огибающей. Стандарт EDGE может совместно существовать с существующим трафиком GSM, переключаясь в режим EDGE, когда необходимо.
При модернизации базовой станции для работы в соответствии со стандартом EDGE необходимо модифицировать передающую систему. Передатчик, используемый согласно стандарту GSM, предназначен для поддержки модуляции на основе GMSK, что означает, что обычно используемые усилители мощности являются более или менее нелинейными. При реализации 8PSK огибающая может изменяться заранее определенным образом во времени, и нелинейное усиление не допустимо. Следовательно, в общем случае должно быть обеспечено новое параллельно действующее передающее устройство. Поскольку передающие устройства являются дорогостоящими, параллельно действующие передающие устройства, которые используются по одному в каждый данный момент времени, означают неэффективное использование установленного оборудования. Кроме того, элементы или устройства усилителя мощности высокой степени линейности являются очень дорогостоящими, вследствие чего желательно избегать решений, использующих такие элементы.
В статье "Increasing the talk-time mobile radios with efficient linear transmitter architectures", S. Mann, M. Beach, P. Warr и J. McGeehan, Electronics & Communication Engineering Journal, April 2001, Vol. 13, No. 2, pp. 65-76, описана зависимость между способами линеаризации для усиления мощности в радиопередатчиках и эффективностью. LINC (линейно-нелинейный компонент), как известно в предшествующем уровне техники, например, из патента США 5990734, является одной из исследованных схем, в которой один сигнал непостоянной огибающей разделен на два сигнала постоянной огибающей, которые затем могут усиливаться с помощью нелинейных усилителей. Однако, поскольку такой способ требует два нелинейных усилителя, это не является особенно эффективным подходом для систем, также обрабатывающих сигналы постоянных огибающих.
Сущность изобретения
Задачей настоящего изобретения является обеспечить использование одной и той же передающей системы, предназначенной для схем модуляции с постоянной огибающей, а также с непостоянной огибающей. Другой задачей является создание передающей системы, предназначенной для схем модуляции с непостоянной огибающей, основанной на элементах нелинейного усилителя мощности. Дополнительной задачей настоящего изобретения является обеспечить возможность быстрого переключения между различными схемами модуляции.
Перечисленные выше задачи решаются с помощью способов и устройств в соответствии с формулой изобретения. В принципе используется двойной приемопередающий блок (ППБ). Выходные сигналы усилителей мощности объединяются в один общий выходной сигнал, подаваемый в антенное устройство. Цифровой процессор сигналов (ЦПС) каждого ППБ содержит средство, предназначенное для схемы модуляции с постоянной огибающей и для схемы с непостоянной огибающей. ЦПС выбирают схему модуляции в соответствии с информацией модуляции, подаваемой вместе с входным цифровым сигналом. Таким образом, переключение между различными схемами модуляции может быть выполнено даже на основе временных сегментов (интервалов, слотов).
В случае модуляции с непостоянной огибающей ЦПС разделяет модулированный сигнал на сигналы двух составляющих. Каждый ППБ отвечает за усиление одной составляющей, и обе составляющие, заранее объединенные, подаются в антенное устройство. Выполняется компенсация фазы, по меньшей мере, одного из ППБ, чтобы скорректировать различия в путях прохождения сигнала или значения фазы усилителей мощности. Модулированный сигнал с непостоянной огибающей также может быть сигналом с множеством несущих, например, из двух или более сигналов с постоянной огибающей.
Для нормальной модуляции с постоянной огибающей два ППБ работают независимо друг от друга, и два входных сигнала объединяют в сигнал двойной несущей.
Устройство также может работать в соответствии с методом ТСС (когерентное объединение передатчиков) для модулированных сигналов с постоянной огибающей, причем на оба ППБ подается один и тот же цифровой сигнал. Два усиленных выходных сигнала объединяются для создания выходного сигнала двойной амплитуды. Также в данном случае необходима компенсация фазы.
Компенсация фазы предпочтительно определяется путем контроля выходной мощности или контроля мощности в нагрузке гибридной схемы и сравнения с ожидаемой выходной мощностью. В одном варианте осуществления выполняется калибровка компенсации фазы в течение пачек ТСС, используемая во время модуляции с непостоянной огибающей. Другие варианты осуществления используют части постоянной амплитуды временных сегментов с непостоянной огибающей для выполнения калибровки компенсации фазы. Затем также можно использовать измерения мощности выходных сигналов каждого усилителя мощности. Калибровка компенсации фазы также может быть выполнена в течение хорошо определенных обучающих последовательностей во временных сегментах.
Краткое описание чертежей
Изобретение вместе с его дополнительными задачами и преимуществами поясняется в последующем описании со ссылками на чертежи, на которых:
фиг.1 - векторная диаграмма, иллюстрирующая сигнал постоянной огибающей;
фиг.2 - векторная диаграмма, иллюстрирующая сигнал непостоянной огибающей;
фиг.3 - векторная диаграмма, иллюстрирующая принципы разделения произвольного сигнала на два сигнала постоянной огибающей;
фиг.4 - векторная диаграмма, иллюстрирующая принципы когерентного объединения передатчиков;
фиг.5 - векторная диаграмма, иллюстрирующая влияние погрешностей фазы при когерентном объединении передатчиков;
фиг.6 - блок-схема, иллюстрирующая вариант осуществления двойного передающего блока в соответствии с настоящим изобретением;
фиг.7 - блок-схема, иллюстрирующая вариант осуществления способа обеспечения двух модулированных сигналов постоянной огибающей в соответствии с настоящим изобретением;
фиг.8 - блок-схема, иллюстрирующая вариант осуществления способа обеспечения модулированного сигнала непостоянной огибающей в соответствии с настоящим изобретением;
фиг.9 - блок-схема, иллюстрирующая вариант осуществления способа обеспечения когерентного объединения передатчиков в соответствии с настоящим изобретением;
фиг.10 - блок-схема, иллюстрирующая другой вариант осуществления двойного передающего блока в соответствии с настоящим изобретением;
фиг.11 - блок-схема, иллюстрирующая другой вариант осуществления способа обеспечения модулированного сигнала непостоянной огибающей в соответствии с настоящим изобретением;
фиг.12 - блок-схема, иллюстрирующая другой вариант осуществления способа обеспечения когерентного объединения передатчиков в соответствии с настоящим изобретением;
фиг.13 - диаграмма, иллюстрирующая маску мощности в зависимости от времени для нормальной пачки, модулированной с помощью 8PSK;
фиг.14 - блок-схема, иллюстрирующая часть еще одного варианта осуществления двойного передающего блока в соответствии с настоящим изобретением;
фиг.15 - временной сегмент, используемый при модуляции GMSK или 8РSK;
фиг.16 - блок-схема, иллюстрирующая альтернативное решение устройства сдвига фазы, применимое в настоящем изобретении;
фиг.17 - диаграмма, иллюстрирующая принципы устройства сдвига фазы по фиг.16;
фиг.18 - блок-схема, иллюстрирующая часть, поддерживающую скачкообразную перестройку частоты в варианте осуществления настоящего изобретения;
фиг.19 - иллюстрация запоминающего устройства сдвигов фазы, используемого в настоящем изобретении; и
фиг.20 - блок-схема одного передающего блока, поддерживающего сигналы двух огибающих в варианте осуществления двойного передающего блока в соответствии с настоящим изобретением.
Подробное описание
Сигнал, модулированный в соответствии со схемой модуляции GMSK, может быть представлен в плоскости комплексных сигналов, как проиллюстрировано на фиг.1. Предполагается, что система координат на чертеже вращается синхронно с основной частотой несущей и, следовательно, на диаграмме будут появляться только разности фаз. Модулированный сигнал при этом представлен вектором 10. При GMSK сдвиг фазы настраивается в соответствии с тремя последовательными битами в цифровом входном сигнале. Вообще говоря, фаза сдвигается плавно на π/2, если три последовательных разряда являются одинаковыми. Это значит, что вектор 10 сдвигается против часовой стрелки в соответствии со стрелкой 11, если последовательные разряды являются одинаковыми, и по часовой стрелке в соответствии со стрелкой 12, если они различаются. Вектор 10 постоянно сохраняет свою амплитуду, т.е. конец вектора 10 всегда перемещается по окружности 13 в пространстве I-Q. Поэтому эта схема модуляции определяется как схема с постоянной огибающей. Относительно легко усилить сигнал постоянной огибающей, поскольку могут быть использованы нелинейные усилители мощности. Так как сигнал всегда имеет одну и ту же огибающую, усиление является всегда одинаковым, независимо от линейности усилителя. При этом могут быть использованы более простые решения для усилителя мощности.
Сигнал, модулированный в соответствии со схемой модуляции 8РSK, также может быть представлен в плоскости комплексных сигналов, как проиллюстрировано на фиг.2. Также предполагается, что система координат на чертеже должна вращаться синхронно с основной частотой несущей и, следовательно, на диаграмме будут появляться только разности фаз. Модулированный сигнал представлен вектором 10. При 8РSK сдвиг фазы является кодированием триплета двоичных разрядов. Определенный сдвиг фазы соответствует конкретному набору разрядов, как указано точками 21 на чертеже. В зависимости от схемы назначение может изменяться, и также может иметь место смещение сдвига фазы, который удаляет точки с осей. Однако пример на фиг.2 иллюстрирует только принцип. При изменении от одного триплета до следующего вектор перемещается из одной точки 21 в другую и при этом проходит через внутреннюю часть окружности 13. Поэтому данная схема модуляции называется схемой с непостоянной огибающей. При усилении 8РSK модулированного сигнала, устройство усилителя должно иметь относительно линейные характеристики, так как сигнал будет изменять свою амплитуду. Усилители с высокой степенью линейности являются дорогостоящими, и требуются более простые решения.
Возможным подходом для обеспечения линейного усиления является декомпозиция или разделение сигнала на сигналы двух составляющих, усиление этих составляющих и повторное объединение усиленных составляющих. Если амплитуды составляющих поддерживаются постоянными, может быть использован даже нелинейный усилитель. Этот принцип, лежащий в основе LINC-усилителя (LINC-линейно-нелинейный компонент), известен в предшествующем уровне техники, например из патента США 5990734. При этом один линейный усилитель заменяется на два нелинейных усилителя, плюс блок разделения и блок объединения. Фиг.3 иллюстрирует эти принципы. Усиливаемый сигнал представлен вектором 30. Вектор 30 имеет переменную величину S и сдвиг фазы ϕ. Вектор 30 разделен на два составляющих вектора 31, 32. В первом варианте осуществления амплитуда А составляющих является одинаковой и следует окружности 13. Эта амплитуда должна быть равна по меньшей мере половине максимальной амплитуды вектора 30. Также разность фаз для вектора 30 является одинаковой, однако направленной в противоположных направлениях. В соответствии с основными геометрическими соотношениями сдвиги θ1 и θ2 фаз составляющих определяются как:
θ1 = ϕ - arccos(S/2A)
θ2 = ϕ + arccos(S/2A)
Специалисту в данной области техники должно быть понятно, что с помощью этих формул можно выразить любой переменный вектор длины ≤ 2А с помощью двух составляющих векторов длины А. Затем составляющие сигналы могут быть усилены в соответствии с принципами усиления сигналов постоянной огибающей.
В более общем случае амплитуды составляющих могут различаться, а также могут изменяться в зависимости от величины и фазы вектора 30. Такие варианты описаны ниже более подробно.
Специальным случаем объединения двух составляющих сигналов в конечный выходной сигнал является случай, когда объединяют два составляющих сигнала всегда с одинаковой фазой. Это может быть использовано в случаях, когда необходимо большое усиление и, когда его трудно выполнить с помощью только одного усилителя. Как изображено на фиг. 4, две составляющих 41, 42 (показанные на чертеже, как один вектор) одинаковой фазы затем могут усиливаться отдельно и объединяться для получения выходного сигнала 43. Это является основной идеей режима ТСС (когерентного объединения передатчиков).
Практическая проблема при объединении двух отдельных сигналов в один выходной сигнал заключается в том, что пути прохождения сигналов через усилители обычно имеют некоторую разность путей, или в том, что устройства синхронизируются при разных значениях фазы, что будет наблюдаться как малый сдвиг фазы между двумя составляющими сигналами. Такая ситуация проиллюстрирована на фиг.5. Сигнал 30 разделен на две составляющих 31, 32. Во время усиления первая из составляющих сдвинута на Δθ по сравнению со второй составляющей. Эти сдвинутые по фазе составляющие проиллюстрированы с помощью пунктирной стрелки 34. Фактический составной выходной сигнал 33 затем будет изменяться как по фазе, так и по амплитуде. Возможным решением является тщательное измерение разности сдвигов фазы и ее компенсация с помощью средства изменения фазы, введенного в один из путей прохождения сигнала. Однако такой сдвиг фазы может также медленно изменяться во времени, и в этих случаях необходимо использовать устройство адаптивной компенсации фазы. Предпочтительный вариант такого устройства описан более подробно ниже.
Вариант осуществления устройства 45 двойного передающего блока в соответствии с настоящим изобретением показан на фиг.6. Первый блок 50 модуляции имеет вход 51, предназначенный для приема передаваемого цифрового сигнала. Вход 51 соединен с ЦПС 52. ЦПС содержит средство модуляции: модулятор 53 8PSK и модулятор 54 GMSK. ЦПС также содержит управляющий вход 49, предназначенный для приема информации модуляции, и селектор 55. Селектор 55 выбирает один их модуляторов 53, 54 в соответствии с информацией модуляции, принятой с помощью управляющего входа 49. Цифровой сигнал, принятый с помощью входа 51, подается на один из модуляторов 53, 54. Другие средства в ЦПС 52 реализованы как программное обеспечение.
Модулятор 54 GMSK модулирует входной цифровой сигнал в соответствии со схемой GMSK. Модулированный сигнал в этом варианте осуществления подается как действительная I и мнимая Q составляющие на два выхода, соединенные с генератором 56 аналоговых сигналов. В этом варианте осуществления генератор 56 аналоговых сигналов содержит, по существу, квадратурный модулятор 57. Генератор 56 аналоговых сигналов, в свою очередь, содержит два цифроаналоговых преобразователя (ЦАП) 58, 59, преобразующие сигналы I и Q соответственно в аналоговые напряжения. Аналоговые напряжения модулируют в смесителе 60 несущую частоту генератора 61 частоты и объединяются. Устройство 62 сдвига фазы вводит в сигнальную составляющую Q сдвиг на 90. Выходной сигнал генератора 56 аналоговых сигналов, таким образом, является аналоговым сигналом напряжения, модулированным в этом случае в соответствии со схемой модуляции GMSK.
В этом варианте осуществления устройство 63 сдвига фазы подсоединено между модуляторами 53, 54 и квадратурным модулятором 57. Функция этого устройства описана более подробно ниже. Аналоговый сигнал генератора 56 аналоговых сигналов подается на усилитель 64 мощности для усиления. В данном варианте осуществления усилитель 64 мощности является нелинейным усилителем. Усиленный сигнал с выхода усилителя 64 мощности подается на вход гибридного устройства 90 объединения.
Выходной сигнал модулятора 53 8РSK подается на разделитель 65. Разделитель 65 разделяет сигнал с модулятора 8РSK на две составляющие, причем входной сигнал является векторной суммой двух составляющих. Первая составляющая подается на вход генератора 56 аналоговых сигналов в виде сигнала I и Q. В данном варианте осуществления вторая составляющая не передается (отводится на поглощающую нагрузку). Первая составляющая обрабатывается в генераторе 56 аналоговых сигналов таким же образом, как описано выше.
Второй блок 70 модулятора сходен с первым блоком 50 модулятора. Он имеет вход 71, предназначенный для цифрового сигнала, и управляющий вход 69. ЦПС 72 аналогично содержит модулятор 73 8РSK и модулятор 74 GMSK, и селектор 75 для выбора используемого модулятора.
Модулятор 74 GMSK аналогично соединен с генератором 76 аналоговых сигналов, имеющим квадратурный модулятор 77. Однако устройство сдвига фазы отсутствует. Квадратурный модулятор 77 имеет ту же самую структуру, что и квадратурный модулятор в первом блоке 50 модуляции.
Аналоговый сигнал генератора 76 аналоговых сигналов подается на усилитель 84 мощности для усиления. В данном варианте осуществления усилитель 84 мощности является нелинейным усилителем того же типа, что и усилитель 64 мощности. Усиленный сигнал с выхода усилителя 84 мощности подается на второй вход гибридного устройства 90 объединения.
Выходной сигнал модулятора 73 8РSK подается в разделитель 85, имеющий ту же самую функцию, что и разделитель 65. Разделитель 85 разделяет сигнал с модулятора 8РSK на две составляющие, причем входной сигнал является векторной суммой двух составляющих. В данном варианте осуществления первая составляющая не передается. Вторая составляющая подается на вход генератора 76 аналоговых сигналов в виде сигнала I и Q. Вторая составляющая обрабатывается в генераторе 76 аналоговых сигналов таким же образом, как описано выше.
Гибридное устройство 90 объединения объединяет два сигнала, поданные с выходов двух усилителей 64, 84 мощности, в сигнал передатчика, который подается в передающее устройство 91. Входная мощность, обеспечиваемая усилителем 64, 84 мощности, соответствует по меньшей мере части мощности сигнала передатчика. Однако любая остальная мощность рассеивается на нагрузке 92 гибридной схемы.
В данном варианте осуществления мощность, рассеянная на нагрузке 92 гибридной схемы, измеряется с помощью измерителя 93 мощности. Выход измерителя 93 мощности соединен с устройством 63 сдвига фазы через аналого-цифровой преобразователь (АЦП). Значение мощности нагрузки гибридной схемы подается в контроллер 94 фазы, который вычисляет сдвиг фазы между усиленными сигналами, подаваемыми в гибридную схему. Устройство 63 сдвига фазы также содержит комплексный умножитель 95, обеспечивающий ввод с цифрового значения угла eiΔθ сдвига фазы в сигналы I и Q соответственно. Таким образом этот сдвиг фазы комплексным способом включается в сигналы I и Q, подаваемых на генератор 56 аналоговых сигналов.
В этом устройстве 45 двойного передающего блока могут использоваться разные схемы модуляции. За счет дополнения цифровых сигналов связанной с ними информацией модуляции, переключение между разными схемами модуляции может быть выполнено очень быстро, даже на основе временных сегментов (слотов). Следовательно, такое выполнение дает возможность передающему устройству 45 смешивать, например, пачки GMSK с трафиком 8РSK на основе временных сегментов.
Некоторые примеры различных режимов работы двойного передающего блока 45 приведены ниже. Предполагается нормальный трафик GMSK. В этом случае двойной предающий блок 45 работает как два независимых передающих канала, причем каждый использует одну несущую. Цифровой сигнал первой несущей подается в блок 50 первого модулятора, в то время как цифровой сигнал второй несущей подается в блок 70 второго модулятора. Информация модуляции обеспечивает команды для обоих ЦПС 52, 72 выбрать модуляцию GMSK. Сигналы двух несущих объединяются в гибридном устройстве 90 объединения в общий сигнал, подаваемый в передатчик. Устройство сдвига фазы в этом случае не используется.
В случае, когда необходим сигнал GMSK с большой выходной мощностью, может быть реализован режим ТСС. В таком случае один и тот же цифровой сигнал подается в оба блока 50, 70 модулятора вместе с запросом модуляции GMSK. Оба предающих блока обрабатывают один и тот же сигнал, и объединенный сигнал на выходе гибридного устройства 90 объединения идеально равен двойной выходной мощности. По сравнению с объединением двух разных несущих, несущая режима ТСС обеспечивается с мощностью, которая в четыре раза больше. Это обусловлено тем, что половина мощности рассеивается в нагрузке при объединении двух различных несущих, в то время как когерентное объединение удаляет всю мощность из нагрузки. Однако, как описано выше, любые сдвиги фазы, вызванные разностью путей прохождения в двух каналах, могут ухудшить общий сигнал. В этой конфигурации режима ТСС используется устройство 63 сдвига фазы. В этом варианте осуществления измеряется мощность на нагрузке 92 гибридной схемы. Если каналы усилителя идеально выровнены по фазе, то вся мощность будет распределена в передающее устройство 91, то есть никакая мощность не будет рассеяна на нагрузке гибридной схемы. Путем настройки фазы сигнала в одном из каналов мощность на нагрузке гибридной схемы может быть минимизирована, что указывает выравнивание по фазе двух составляющих.
Третьим рабочим режимом является режим, когда должен передаваться сигнал 8РSK. И в этом случае на оба входа 51, 71 подается один и тот же цифровой сигнал. Этот сигнал будет модулирован в соответствии со схемой 8РSK, так как селекторы 55, 75 выбирают модулятор 53, 73 8РSK. Разделитель 65 в ЦПС 52 первого блока 50 модуляции подает первый составляющий сигнал в генератор 56 аналоговых сигналов. Разделитель 85 в ПЦС 72 второго блока 70 модуляции подает второй составляющий сигнал в генератор 76 аналоговых сигналов. Векторная сумма этих двух составляющих равна исходному сигналу, модулированному в соответствии с 8РSK. Каждая из составляющих усиливается в отдельном усилителе 64, 84 мощности, и обе они объединяются в гибридном устройстве 90 объединения для формирования усиленного исходного сигнала. Следовательно, в данном варианте осуществления устройство 45 двойного передающего блока работает по меньшей мере частично в соответствии с концепцией LINC, обеспечивая один сигнал несущей, модулированный посредством 8РSK. В данном варианте осуществления также могут появляться сдвиги фазы между каналами. Различные подходы для решения этих проблем описаны ниже.
На фиг. 7-9 описанные выше операции проиллюстрированы как блок-схемы. На фиг.7 представлен вариант осуществления способа обеспечения двух сигналов GMSK, каждый на одной несущей, в соответствии с настоящим изобретением. Процедура начинается на этапе 100. На этапе 101 первый цифровой сигнал подается в первый передающий блок. Этот первый цифровой сигнал предназначен для передачи на первой несущей. На этапе 102 второй цифровой сигнал подается во второй передающий блок. Этот второй цифровой сигнал предназначен для передачи на второй несущей. На этапе 103 информация модуляции с постоянной огибающей подается на первый передающий блок. На этапе 104 информация модуляции с постоянной огибающей подается на второй передающий блок. На этапе 105 выбирается схема модуляции с постоянной огибающей, которая применяется в первом передающем блоке в соответствии с информацией модуляции, и на этапе 106 выбирается схема модуляции с постоянной огибающей, которая применяется во втором передающем блоке в соответствии с информацией модуляции. На этапе 110 генерируется первый аналоговый сигнал, соответствующий первому цифровому сигналу, модулированному в соответствии с этой информацией. На этапе 111 генерируется второй аналоговый сигнал, соответствующий второму цифровому сигналу, модулированному в соответствии с этой информацией. На этапе 112 усиливается первый аналоговый сигнал, а на этапе 113 усиливается второй аналоговый сигнал. На этапе 114 два усиленных сигнала объединяются в передаваемые выходные сигналы двух несущих. Процедура заканчивается на этапе 115.
Фиг.8 иллюстрирует вариант осуществления способа обеспечения модулированного сигнала в соответствии с модуляцией 8РSK в соответствии с настоящим изобретением. Процедура начинается на этапе 120. На этапе 121 цифровой сигнал подается в первый передающий блок, и тот же самый цифровой сигнал также подается во второй передающий блок. На этапе 123 информация модуляции с непостоянной огибающей подается в первый передающий блок и во второй передающий блок. На этапе 125 выбирается схема модуляции с непостоянной огибающей, которая применяется в первом передающем блоке в соответствии с информацией модуляции, и на этапе 126 выбирается схема модуляции с непостоянной огибающей, которая применяется во втором передающем блоке в соответствии с информацией модуляции. На этапе 127 модулированный сигнал в первом передатчике разделяется на первую и вторую составляющие. На этапе 128 модулированный сигнал во втором передатчике разделяется на те же самые первую и вторую составляющие. Первая составляющая сдвигается по фазе на этапе 129, чтобы компенсировать разности фазовых характеристик между путями прохождения сигналов через усилительные каскады первого и второго передающих блоков соответственно. На этапе 130 генерируется первый аналоговый сигнал, соответствующий первой сдвинутой по фазе составляющей. На этапе 131 генерируется второй аналоговый сигнал, соответствующий второй сдвинутой по фазе составляющей. На этапе 132 усиливается первый аналоговый сигнал, а на этапе 133 усиливается второй аналоговый сигнал. На этапе 134 два усиленных сигнала объединяются в передаваемый выходной сигнал одной несущей. Процедура заканчивается на этапе 135.
Фиг.9 иллюстрирует режим ТСС. Процедура начинается на этапе 140. На этапе 141 цифровой сигнал подается в первый передающий блок, и тот же самый цифровой сигнал также подается во второй передающий блок. Этот цифровой сигнал предназначен для передачи с удвоенной мощностью. На этапе 143 информация модуляции с постоянной огибающей подается в первый передающий блок и во второй передающий блок. На этапе 145 выбирается схема модуляции с постоянной огибающей, которая применяется в первом передающем блоке в соответствии с информацией модуляции, и на этапе 146 выбирается схема модуляции с постоянной огибающей, которая применяется во втором передающем блоке в соответствии с информацией модуляции. Первый модулированный сигнал сдвигается по фазе на этапе 149, чтобы компенсировать разности фазовых характеристик между путями прохождения сигналов через каскады первого и второго передающих блоков соответственно. На этапе 150 генерируется первый аналоговый сигнал, соответствующий первому цифровому сигналу, модулированному в соответствии с этой информацией, и сдвинутый по фазе. На этапе 151 генерируется второй аналоговый сигнал, соответствующий второму цифровому сигналу, модулированному в соответствии с этой информацией. На этапе 152 усиливается первый аналоговый сигнал, а на этапе 153 усиливается второй аналоговый сигнал. На этапе 154 два усиленных сигнала объединяются для удвоения амплитуды передаваемого выходного сигнала одной несущей. Процедура заканчивается на этапе 155.
Эти три блок-схемы во многом сходны. Отличия на разных этапах имеют такой характер, что могут быть реализованы, например, с помощью программного обеспечения, например, в ответ на данную информацию модуляции. Такая информация может быть предоставлена на основе временного сегмента, т.е. запрашиваемая модуляция может изменяться от одного временного сегмента к другому. Подразумевается, что разные рабочие режимы настоящего изобретения также являются взаимно заменяемыми от одного временного сегмента к следующему.
Представляют интерес раскрыть некоторые модификации упомянутых выше вариантов осуществления. Фиг.10 иллюстрирует другой вариант осуществления устройства двойного передатчика в соответствии с настоящим изобретением. Большинство компонентов идентичны компонентам в первом варианте осуществления и повторно не описываются. Однако имеются очевидные различия. Прежде всего, можно заметить, что в предыдущем варианте осуществления одинаковые операции модуляции и разделения выполняются параллельно в первом и втором устройствах 50, 70 модуляции. Этого можно избежать в данном варианте, в котором второй блок 70 модуляции не имеет разделителя. Вместо этого соединение 66 соединяет выход для второй составляющей разделителя 65 в первом блоке 50 модуляции со входом генератора 76 аналоговых сигналов второго блока 70 модуляции. Таким образом, второй блок 70 модуляции может быть выполнен немного проще, и вычислительная нагрузка в процессе работы сконцентрирована в первом блоке 50 модуляции. Соединение 67 также соединяет выход модулятора GMSK первого блока 50 модуляции со входом генератора 76 аналоговых сигналов второго блока 70 модуляции. Это дает возможность выполнить соответствующее упрощение для режима ТСС.
Фиг.11 иллюстрирует блок-схему, соответствующую режиму модуляции 8РSK с помощью варианта осуществления по фиг.10. Поскольку присутствующие этапы идентичны некоторым из этапов процедуры по фиг.8, они повторно не описываются. По существу, этапы 126 и 128 опущены, а этапы 121 и 123 заменены на этапы 122 и 124 соответственно, на которых использован только первый передающий блок. Вторая составляющая, используемая на этапе 131 в этом варианте осуществления, подается из первого блока модуляции.
Фиг.12 иллюстрирует блок-схему, соответствующую режиму ТСС, с использованием варианта осуществления по фиг.10. Поскольку присутствующие этапы идентичны некоторым из этапов процедуры по фиг.9, они повторно не описываются. По существу, этап 146 опущен, а этапы 141 и 143 заменены на этапы 142 и 144, соответственно, на которых используется только первый передающий блок. Второй модулированный сигнал, используемый на этапе 151 в этом варианте осуществления, подается из первого блока модуляции.
В варианте осуществления по фиг.6 сдвиг фазы сигнала, подаваемого в первый усилитель 64 мощности, основан на измерении мощности на нагрузке 92 гибридного устройства объединения. Поскольку имеется обратная зависимость между мощностью, подаваемой в передающее устройство 91 и в нагрузку 92, любая мощность может быть измерена, а другая может быть вычислена. Измерение мощности на нагрузке является относительно легкой задачей, но возможно и непосредственное измерение мощности, поданной в передающее устройство. Вычисление, выполняемое в устройстве 63 сдвига фазы, должно быть соответствующим образом изменено.
Осуществление сдвига фазы в режиме ТСС является относительно простым. Мощность, рассеянная в нагрузке 92, минимизируется, и при этом два сигнала синхронизируются по фазе. Однако в режиме модуляции 8PSK возможные способы выполнения сдвига фазы являются менее очевидными. В системе, где полностью используется гибкость, обеспечиваемая настоящим изобретением, характер передаваемых сигналов изменяется. Если режим ТСС реализуется изредка, сдвиг фазы может быть откалиброван на таких временных сегментах режима ТСС. Затем оптимальные значения сдвига фазы могут быть запомнены, например, в устройстве 63 сдвига фазы для использования, например, в режиме 8PSK.
Однако ситуация может быть несколько более сложной, если устройство также предназначено для использования в режиме скачкообразной перестройки частоты. На фиг.18 проиллюстрирована часть сдвоенного передатчика в соответствии с настоящим изобретением. Генератор 56 аналоговых сигналов первого блока 50 модуляции показан как имеющий доступ к двум генераторам 61А и 61В различных частот. Переключатель 68 соединяет один генератор частоты в каждый данный момент времени с квадратурным модулятором 57. Другой генератор частоты управляется для настройки на следующую используемую частоту. Когда должно быть выполнено изменение частоты, переключатель 68 выбирает следующий генератор частоты. Каждая используемая частота может влиять на усилитель привода к разным сдвигам фазы. Это означает, что сдвиг фазы, вводимый в усиливаемый сигнал, например в режиме ТСС или 8PSK, должен быть калиброван на этой конкретной частоте. Если сдвиги фазы калиброваны во время режима ТСС и запомнены для использования в режиме 8PSK, должно иметься одно значение сдвига фазы для каждой частоты, используемой устройством. Также два генератора 61А и 61В частот могут привести к разным сдвигам фазы, при этом необходим один калиброванный сдвиг фазы для каждой комбинации генератора частоты и используемой частоты. Сигнал может быть послан из генераторов 61А, 61В частот в устройство 63 сдвига фазы с помощью соединения 86 для подачи команды в устройство сдвига фазы, какой сдвиг фазы следует применить.
Запоминающее устройство 87 сдвигов фазы, например, содержащееся в устройстве 63 сдвига фазы, может быть конфигурировано, как показано на фиг.19. Запоминающее устройство 87 в данном варианте осуществления выполнено как таблица перекодировки с двумя входными переменными, идентификацией используемого генератора частот и частоты данного генератора.
Также имеются альтернативные способы получения калиброванных сдвигов фазы для режима модуляции 8PSK. Они необходимы в случаях, когда отсутствуют временные сегменты режима ТСС или имеется очень малое их количество. Если доступна только одна измеренная мощность, например мощность, рассеянная в нагрузке 92 (фиг.8), должны иметься некоторые сведения об ожидаемой мощности, подаваемой в передающее устройство. На фиг.13 изображен график мощности в зависимости от времени (маска МОВ) для нормальной пачки, модулированной в соответствии с 8PSK. Маска МОВ определяет диапазон огибающей, в котором допустимо изменение сигнала с модуляцией 8PSK. В короткий период времени перед 200 и после 202 периода 204 основного сигнала кривые максимальной и минимальной мощности разделены только величиной 2,4 дБ. Это значит, что без априорного знания о действительной системе, фактическая мощность сигнала известна с точностью по меньшей мере 2,4 дБ. Однако в большинстве случаев конструктивные характеристики известны, и точность мощности обычно является более высокой, в типичном случае 0,3-0,5 дБ. Путем выполнения измерения выходной мощности в течение этих периодов может быть получена калибровка сдвига фазы, даже если основной сигнал является сигналом типа с непостоянной огибающей. Уровень мощности в этот период имеет известную зависимость со средней мощностью в течение всей пачки. Если погрешность фазы усилителя изменяется с измерением выходной мощности, максимальная величина для огибающей будет в фазе, в то же время сдвиг фазы в минимумах в огибающей может отличаться. Поэтому контроль сдвига фазы выполняется в течение периода передачи сигнала постоянной амплитуды в сигнале с непостоянной огибающей.
Если необходима некоторая коррекция сдвига фазы, коррекцию сдвига фазы, добавляемую к первому сигналу, предпочтительно выполняют, когда никакой полезный сигнал не передается из приемопередающего устройства, например, в течение защитного интервала между двумя временными сегментами. Поскольку время защитного интервала достаточно длительно для выполнения всех процедур установки для нового сдвига фазы, это будет гарантировать, что сигнал, переданный в течение следующего временного сегмента, не имеет никаких дефектов, вызванных выполняемым сдвигом фазы.
В описанном выше случае необходимо априорное знание об ожидаемой амплитуде передаваемого сигнала. Однако в более общих ситуациях передачи такое знание не всегда имеется. На фиг.14 проиллюстрирован другой вариант осуществления измерителя 93 мощности. Показаны только компоненты, которые непосредственно используются. В этом варианте осуществления измеритель 93 мощности, по-прежнему, подсоединен таким образом, чтобы измерять мощность на нагрузке 92. Однако на измеритель 93 мощности теперь также подаются сигналы из первого и второго датчиков 96, 97 мощности, измеряющих выходную мощность усилителей 64 и 84 мощности соответственно. Таким образом, измеритель мощности может отслеживать мощность, входящую в гибридное устройство объединения, и мощность, выходящую из него. Сигнал соответствует соотношению
где PL - мощность, рассеянная на нагрузке, а PTX1 и PTX2 - мощности выходных сигналов усилителей. Эта величина соответствует коэффициенту косинуса между сигналами с усилителей мощности. Тогда устройство 63 сдвига фазы (фиг. 6) может настраивать любой сдвиг фазы, если необходимо. Такое выполнение может быть очень полезным, например, при применении управления мощностью в прямой линии связи.
Путем измерения мощности составляющих становится возможным выполнять калибровку сдвига фазы также в течение периодов передачи сигналов с переменной огибающей. Однако ее выполнение на произвольном участке сигнала создает множество проблем. Возможным решением является использование участка сигнала с априорно известным цифровым содержанием. При передаче временных сегментов данных, например, с использованием модуляции GMSK или модуляции 8PSK в данные включается участок "обучающих символов". Это схематически проиллюстрировано на фиг.15. Эти "обучающие символы" хорошо известны, и ожидаемый выходной сигнал может быть легко вычислен. Путем контроля значений мощности в соответствии с фиг.14 при передаче таких обучающих символов фактический выходной сигнал может сравниваться с ожидаемым сигналом, и разность фаз может быть обнаружена и использована для целей калибровки.
Выше проиллюстрирован возможный вариант осуществления сдвига фазы сигнала. Однако любой специалист в данной области техники поймет, что могут быть использованы другие устройства сдвига фазы и способы для реализации функций настоящего изобретения. При работе в режиме ТСС возникает одна привлекательная альтернатива. Фиг.16 иллюстрирует компоненты передатчика, использующего альтернативное устройство сдвига фазы. Измеритель 93 мощности, как раньше, соединен с устройством 63 сдвига фазы. Однако в этом варианте осуществления устройство 63 сдвига фазы непосредственно соединено со средством модуляции GMSK в ЦПС 52. Устройство 63 сдвига фазы оценивает сигналы мощности с измерителя 93 мощности и подает запрошенный сдвиг фазы Δθ в средство 54 модуляции GMSK. Средство 54 модуляции GMSK обычно использует табулированный конечный автомат 98, работающий в соответствии с передаточной функцией между сдвигом фазы, вносимым цифровым сигналом, и временем. График такой функции проиллюстрирован на фиг.17. Передаточная функция изображена сплошной линией и обозначена как 210. Путем простого сложения сдвига фазы Δθ, обеспечиваемого устройством 63 сдвига фазы, с величиной, полученной из передаточной функции, весь сигнал может быть обеспечен дополнительным сдвигом фазы. Передаточная функция со скомпенсированным свигом фазы будет выглядеть как пунктирная линия 212.
В описанных выше вариантах осуществления ЦПС 52, 72 содержат одно средство модуляции с постоянной огибающей и одно средство модуляции с непостоянной огибающей в виде модулятора GMSK и модулятора 8РSK. ЦПС также могут содержать другие типы и другое число модуляторов. Другие типы фазовой манипуляции, например 4РSK, являются примерами возможных других модуляторов с непостоянной огибающей.
Другим представляющим интерес модулятором с непостоянной огибающей, который может быть использован в настоящем изобретении, является модулятор для объединенных сигналов несущих. Возможный вариант осуществления такого модулятора с множеством несущих проиллюстрирован на фиг.20, где объединены две несущих модуляции GMSK, но также возможно объединять несущие других схем модуляции, например 8РSK. Также возможно объединять несущие, имеющие разные схемы модуляции, например одну несущую GMSK и одну несущую 8РSK. Кроме того, основные идеи этого объединения несущих могут быть обобщены на более чем две несущие. Однако в таких случаях ограничения полосы частот могут устанавливать практическое ограничение.
ЦПС 52 содержит средство 220 модуляции устройства объединения несущих, которое в рассматриваемом варианте осуществления, в свою очередь, содержит два модулятора 54А, 54В GMSK. Один из выходов сектора 55 соединен с первым модулятором 54А GMSK. Таким образом на первый модулятор 54А GMSK подается цифровой сигнал, поступающий на вход 51, представляющий собой сигнал, предназначенный для первой несущей. Дополнительный вход 228 цифрового сигнала предусмотрен для второго модулятора 54В GMSK, причем на этот модулятор подается цифровой сигнал, представляющий собой сигнал, предназначенный для второй несущей. Предусмотрен дополнительный информационный вход 22, на который подаются данные, определяющие разность частот между двумя несущими, или в рассматриваемом варианте осуществления - половина этой разности частот. Цифровые сигналы модулируются в режиме GMSK отдельно для составляющих I и Q. Составляющие I и Q из первого модулятора 54А GMSK затем модулируются в предварительном модуляторе 225 с помощью сигнала, имеющего половину разности частот, поданного посредством входа 222, но с противоположным направлением фазы, т.е. на практике половину разности частот с минусом. Составляющие I и Q со второго модулятора 54В GMSK подобным образом модулируются в предварительном модуляторе 226 с помощью сигнала, имеющего половину разности частот, поданного посредством входа 222. Наконец, цифровые сигналы I и Q суммируются в средстве 224 суммирования, обеспечивающем сигнал, представляющий два цифровых сигнала, каждый на одной несущей, предварительно модулированные на частоты ±Δf/2. При преобразовании с повышением частоты, осуществляемом позже в сигнальном тракте, частота выбирается равной средней частоте двух несущих.
Цифровые сигналы, полученные непосредственно с модуляторов 54А, 54В GMSK, являются сигналами с постоянной огибающей. Однако после предварительной модуляции с использованием сигнала разности частот они проявляют характер сигнала с непостоянной огибающей. Комплексная сумма этих двух сигналов также имеет характер сигнала с непостоянной огибающей. По аналогии со случаем модуляции 8РSK, описанным выше, возможно разделить этот суммарный сигнал на две составляющие 31, 32 с постоянными огибающими (см. фиг.4). Затем процесс продолжается аналогично случаю модуляции 8РSK, как описано выше.
С использованием этой схемы любые произвольные комбинации схем модуляции при любом числе несущих могут быть объединены и обработаны как сигнал с непостоянной огибающей. Поскольку выбор схем модуляции также может быть выполнен на основе временных сегментов, это обеспечивает высокую гибкость при использовании приемопередающего устройства в соответствии с настоящим изобретением. Однако также имеются некоторые недостатки. Прежде всего, поскольку разность частот между несущими модулирует сигнал перед разделением на составляющие, полоса частот сигналов, которые должны обрабатываться по всему сигнальному тракту приемопередающего блока, увеличивается. Увеличение полосы частот приблизительно соответствует разности частот. Это предъявляет очень высокие требования к компонентам приемопередатчика, в частности в ЦПС. Однако уже в настоящее время имеются компоненты, которые могли бы обрабатывать по меньше мере смежные частоты. Конечно, использование более чем двух несущих приводит к дополнительному повышению требований к полосе частот.
Другая проблема заключается в том, что при использовании двух несущих выходная мощность на несущую будет уменьшаться. Поскольку полная мощность ограничена суммой мощности каждого отдельного приемопередающего блока, эта максимальная мощность не может быть превышена. При наличии трех или более несущих суммарный сигнал 15 должен масштабироваться, чтобы гарантировать, что он может быть разделен на составляющие, т.е. он должен поддерживаться в пределах двойной амплитуды составляющей. Для того чтобы гарантировать покрытие каждой возможной комбинации, выходная мощность каждой несущей должна быть уменьшена на коэффициент n/2, где n - число несущих.
Принцип разделения сигнала с переменной огибающей на составляющие с постоянной огибающей увеличивает возможность для гибкого использования приемопередающих блоков. Однако эти принципы не очень эффективны по мощности при обработке сигналов с малой амплитудой. Даже, если полный сигнал имеет малую амплитуду, составляющие имеют большие амплитуды, это означает, что большая часть мощности будет бесполезно теряться при повторном объединении составляющих в гибридном устройстве объединения. Большая мощность будет рассеиваться на нагрузке.
Также, когда полный сигнал имеет малую амплитуду, малые изменения сигнала могут вызвать очень большие изменения фазы составляющих. Полоса частот, необходимая для обработки составляющих, следовательно, будет больше, когда полный сигнал имеет малую амплитуду.
Способ уменьшения проблем, описанных выше, заключается в отказе от требования подержания постоянной амплитуды составляющей. Допуская уменьшения амплитуды составляющей, когда амплитуда полного сигнала становится малой, можно получить некоторые преимущества. Необходимая полоса частот будет уменьшаться, а эффективность полной мощности будет увеличиваться. Однако, поскольку настоящее изобретение предназначено также для работы с усилителями, являющимися не вполне линейными, такие изменения амплитуды составляющей должны поддерживаться в определенных пределах.
Другим аспектом, который необходимо учесть при принятии решения об уменьшении амплитуд составляющих, является эффективность усилителей мощности. Большинство усилителей мощности проявляют наивысшую эффективность при максимальных значениях выходных сигналов. Слишком большое уменьшение амплитуды составляющей, на самом деле, будет приводить к более высокой эффективности в каскаде устройства объединения, но может еще больше уменьшить эффективность в усилителе мощности. Следовательно, уменьшение амплитуды составляющей предпочтительно выполняется для оптимизации полной эффективности.
Как описано в приведенных выше вариантах осуществления, имеется ряд интересных преимуществ, возникающих при использовании настоящего изобретения. Одним из основных преимуществ является высокая гибкость в использовании устройства. Пользователь может легко, даже на основе временных сегментов, переключаться между разными конфигурациями передачи. Следовательно, можно осуществлять переключение между режимами с высокой пропускной способностью и высокой выходной мощностью, в зависимости от фактической потребности. Никакие повторные калибровки не требуется выполнять, и переключения обычно предусматривают только соответствующие изменения, реализуемые программным обеспечением.
Специалистам в данной области техники должно быть понятно, что в настоящем изобретении могут быть сделаны различные модификации и изменения без отклонения от его объема, который определен формулой изобретения.
Источники информации
1. S. Mann, M. Beach, P. Warr и J. McGeehan, "Increasing the talk-time mobile radios with efficient linear transmitter architectures", Electronics & Communication Engineering Journal, April 2001, Vol. 13, No. 2, pp. 65-76.
2. Патент США 5990734.
1. Передатчик, содержащий первый блок (50) модуляции, имеющий первый цифровой процессор (52) сигналов и первый генератор (56) аналоговых сигналов; причем первый цифровой процессор (52) сигналов имеет первый вход (51) цифровых сигналов; первый усилитель (64) мощности, соединенный с выходом первого генератора (56) аналоговых сигналов; второй блок (70) модуляции, имеющий второй цифровой процессор (72) сигналов и второй генератор (76) аналоговых сигналов; причем второй цифровой процессор (72) сигналов имеет второй вход (71) цифровых сигналов; второй усилитель (84) мощности, соединенный с выходом второго генератора (76) аналоговых сигналов; устройство (90) объединения, соединенное с выходами первого и второго усилителей (64, 84) мощности; и передающее устройство (91), соединенное с выходом упомянутого устройства (90) объединения, отличающийся тем, что первый цифровой процессор (52) сигналов дополнительно содержит: по меньшей мере, одно первое средство (53) модуляции с непостоянной огибающей; первый разделитель (65) составляющих сигнала, соединенный с выходом упомянутого, по меньшей мере, одного первого средства (53) модуляции с непостоянной огибающей; причем первый выход первого разделителя (65) составляющих сигнала имеет возможность соединения с первым генератором (56) аналоговых сигналов; первое средство для приема команд (49) модуляции; по меньшей мере, одно первое средство (54) модуляции с постоянной огибающей, имеющее возможность соединения с первым генератором (56) аналоговых сигналов; и первое средство (55) выбора модуляции, предназначенное для соединения средства модуляции с первым входом (51) цифровых сигналов в ответ на принятые команды (49) модуляции.
2. Передатчик по п.1, отличающийся тем, что второй цифровой процессор (72) сигналов дополнительно содержит по меньшей мере, одно второе средство (73) модуляции с непостоянной огибающей того же типа, что и упомянутое, по меньшей мере, одно первое средство (53) модуляции с непостоянной огибающей; и второй разделитель (85) составляющих сигнала, соединенный с выходом упомянутого, по меньшей мере, одного второго средства (73) модуляции с непостоянной огибающей; причем выход второго разделителя (85) составляющих сигнала имеет возможность соединения со вторым генератором (76) аналоговых сигналов; при этом сумма сигнала с первого выхода первого разделителя (65) составляющих сигнала и сигнала с выхода второго разделителя (85) составляющих сигнала равна сигналу с выхода упомянутого, по меньшей мере, одного первого средства (53) модуляции с непостоянной огибающей.
3. Передатчик по п.1, отличающийся тем, что второй выход первого разделителя (65) составляющих сигнала имеет возможность соединения со вторым генератором (76) аналоговых сигналов.
4. Передатчик по п.1, или 2, или 3, отличающийся тем, что второй цифровой процессор (72) сигналов дополнительно содержит второе средство для приема команд (69) модуляции; по меньшей мере, одно второе средство (74) модуляции с постоянной огибающей, имеющее возможность соединения со вторым генератором (76) аналоговых сигналов; и второе средство (75) выбора модуляции, предназначенное для соединения средства модуляции со вторым входом (71) цифровых сигналов в ответ на принятые команды (69) модуляции.
5. Передатчик по п.4, отличающийся тем, что первое и второе средства (55, 75) выбора модуляции действуют на основе временных сегментов.
6. Передатчик по любому из пп.1-3, отличающийся тем, что дополнительно содержит первый блок (93) контроля мощности, измеряющий полную мощность, передаваемую в передающее устройство (91), или величину, непосредственно связанную с ней; и устройство (63) сдвига фазы, соединенное с первым блоком (93) контроля мощности, для формирования сдвига фазы аналогового сигнала, генерируемого первым генератором (56) аналоговых сигналов, в ответ на измеренную полную мощность.
7. Передатчик по п.6, отличающийся тем, что первый блок (93) контроля мощности является измерителем мощности на нагрузке (92) устройства (90) объединения.
8. Передатчик по п.6, отличающийся тем, что устройство (63) сдвига фазы содержит средство для комплексного умножения сдвига (Δθ) фазы на цифровой сигнал, вводимый в генератор (56) аналоговых сигналов.
9. Передатчик по п.6, отличающийся тем, что устройство (63) сдвига фазы содержит средство для введения сдвига (Δθ) фазы в модуляцию GMSK, генерируемую с использованием конечного автомата, управляемого таблицей, в первом цифровом процессоре (52) сигналов.
10. Передатчик по п.6, отличающийся тем, что содержит средство для подачи на первый и второй цифровые входы (51, 71) одного и того же цифрового сигнала, причем первое и второе средство для приема команд (49, 69) принимают одни и те же команды модуляции с постоянной огибающей для обеспечения когерентного объединения в передатчике.
11. Передатчик по п.6, отличающийся тем, что дополнительно содержит второй блок (96) контроля мощности, измеряющий мощность на выходе первого усилителя (64) мощности и соединенный с устройством (63) сдвига фазы; и третий блок (97) контроля мощности, измеряющий мощность на выходе второго усилителя (84) мощности и соединенный с устройством (63) сдвига фазы; причем устройство (63) сдвига фазы выполнено с возможностью формирования сдвига (Δθ) фазы в ответ на сравнение измеренной полной мощности и измеренной мощности на выходе первого и второго усилителя (64, 84) мощности, соответственно.
12. Передатчик по любому из пп.1-3, отличающийся тем, что первое и второе средство модуляции с непостоянной огибающей выбрано из группы, состоящей из средства модуляции 4PSK; средства (53, 73) модуляции 8PSK; и средства (220) для объединения, по меньшей мере, двух несущих.
13. Передатчик по п.4, отличающийся тем, что первое и второе средство модуляции с постоянной огибающей являются средствами (54, 74) модуляции GMSK.
14. Способ генерации передаваемого сигнала в передатчике (45), имеющем, по меньшей мере, первый и второй блок (50, 70) модуляции, включенные параллельно, причем каждый из них обеспечивает, по меньшей мере, одну модуляцию с непостоянной огибающей и, по меньшей мере, одну модуляцию с постоянной огибающей, при этом первый блок (50) модуляции имеет первый генератор (56) аналогового сигнала, второй блок (70) модуляции имеет второй генератор (76) аналогового сигнала, при этом способ заключается в том, что подают цифровой сигнал (51, 71) в первый и второй блоки (50, 70) модуляции; подают информацию (49, 69) модуляции в первый и второй блоки (50, 70) модуляции; формируют первый входной сигнал для первого генератора (56) аналогового сигнала путем выполнения модуляции с постоянной огибающей первого цифрового сигнала (51), поданного в первый блок (50) модуляции, в ответ на информацию (49) модуляции, являющуюся запросом модуляции с постоянной огибающей, и путем выполнения модуляции с непостоянной огибающей первого цифрового сигнала (51) и выделения первой составляющей первого модулированного цифрового сигнала с непостоянной огибающей в ответ на информацию (49) модуляции, являющуюся запросом модуляции с непостоянной огибающей; формируют второй входной сигнал для второго генератора (76) аналогового сигнала путем выполнения модуляции с постоянной огибающей второго цифрового сигнала (71), поданного во второй блок (70) модуляции, в ответ на информацию (69) модуляции, являющуюся запросом модуляции с постоянной огибающей, и путем выполнения модуляции с непостоянной огибающей первого цифрового сигнала (51) и выделения второй составляющей первого модулированного цифрового сигнала с переменной огибающей в ответ на информацию (69) модуляции, являющуюся запросом модуляции с непостоянной огибающей; генерируют первый выходной сигнал в первом генераторе (56) аналоговых сигналов в соответствии с первым входным сигналом; генерируют второй выходной сигнал во втором генераторе (76) аналоговых сигналов в соответствии со вторым входным сигналом; усиливают первый выходной сигнал; усиливают второй выходной сигнал; объединяют первый и второй усиленные выходные сигналы для получения аналогового сигнала передатчика.
15. Способ по п.14, отличающийся тем, что этапы подачи цифрового сигнала и информации модуляции выполняют на основе временных сегментов.
16. Способ по п.14, отличающийся тем, что информация модуляции содержит запрос модуляции с непостоянной огибающей, при этом этап формирования второго входного сигнала для второго генератора (76) аналоговых сигналов выполняют над первым сигналом (51) в первом блоке (50) модуляции, причем способ содержит дополнительный этап передачи второго входного сигнала из первого блока (50) модуляции во второй генератор (76) аналоговых сигналов.
17. Способ по п.14, отличающийся тем, что информация модуляции содержит запрос модуляции с непостоянной огибающей, и второй цифровой сигнал (71) идентичен первому цифровому сигналу (51), при этом этап формирования второго входного сигнала для второго генератора (76) аналоговых сигналов выполняют над вторым сигналом (71) во втором блоке (70) модуляции.
18. Способ по п.16 или 17, отличающийся тем, что модуляция с непостоянной огибающей является модуляцией (53, 73) 8PSK.
19. Способ по п.16 или 17, отличающийся тем, что модуляция с непостоянной огибающей является модуляцией (220) GMSK с множеством несущих, при этом способ содержит этапы, на которых подают множество, по меньшей мере, из двух цифровых сигналов в оба упомянутые первый и второй блоки модуляции, при этом этапы формирования цифровых сигналов содержат этапы выполнения модуляции GMSK каждого цифрового сигнала и цифровое объединение модулированных сигналов для формирования сигнала с множеством несущих с непостоянной огибающей, при этом этап выделения составляющих выполняют над сигналом с множеством несущих с непостоянной огибающей.
20. Способ по п.14, отличающийся тем, что информация модуляции содержит запрос для когерентного объединения в передатчике сигнала модуляции с постоянной огибающей, причем первый цифровой сигнал (51) идентичен второму цифровому сигналу (71).
21. Способ по любому из пп.16, 17 или 20, отличающийся тем, что дополнительно содержит этапы, на которых контролируют мощность аналогового сигнала передатчика или величины, непосредственно связанной с ней; и сдвигают фазу первого выходного сигнала в соответствии с упомянутой мощностью.
22. Способ по п.21, отличающийся тем, что этап контроля мощности содержит этап измерения мощности, отброшенной на этапе объединения сигналов, при этом упомянутую мощность аналогового сигнала передатчика подают как дополнительную величину.
23. Способ по п.21, отличающийся тем, что этап сдвига фазы содержит этап коррекции начального сдвига (Δθ) фазы первой или второй модуляции на защитном интервале между двумя временными сегментами.
24. Способ по п.21, отличающийся тем, что этап сдвига фазы содержит этап добавления сдвига фазы (Δθ) в связи с генерацией первого выходного сигнала.
25. Способ по любому из пп.16, 17 или 20, отличающийся тем, что упомянутый контроль и сдвиг фазы выполняют при использовании модуляции с постоянной огибающей с когерентным объединением в передатчике, при этом сдвиг фазы сохраняют при выборе модуляции с непостоянной огибающей.
26. Способ по любому из пп.16, 17 или 20, отличающийся тем, что упомянутый контроль и сдвиг фазы выполняют в течение передачи интервала с постоянной амплитудой сигнала с непостоянной огибающей.
27. Способ по любому из пп.16, 17 или 20, отличающийся тем, что дополнительно содержит этап измерения мгновенной мощности первого и второго аналоговых выходных сигналов, при этом упомянутый сдвиг фазы выполняют в соответствии со сравнением мощности аналогового сигнала передатчика и мощности первого и второго аналоговых выходных сигналов.
28. Способ по п.27, отличающийся тем, что упомянутый сдвиг в случае когерентного объединения в передатчике выполняют в соответствии с выражением 
,
где PTR - полная мощность, a PTX1 и РTX2 - мощность первого и второго аналоговых выходных сигналов, соответственно.
29. Способ по п.27, отличающийся тем, что упомянутое сравнение выполняют в течение периода известной обучающей последовательности во временном сегменте.
30. Способ по п.14, отличающийся тем, что дополнительно содержит этап, на котором уменьшают огибающие первого и второго сигналов, когда модулированный сигнал имеет малую амплитуду.
31. Способ по п.30, отличающийся тем, что этап уменьшения огибающих содержит минимизацию потребления мощности.
32. Способ по п.14, отличающийся тем, что дополнительно содержит этап, на котором запоминают величину настроенного сдвига фазы для каждой частоты из множества используемых частот.
33. Способ по п.32, отличающийся тем, что дополнительно содержит этап, на котором запоминают величину настроенного сдвига фазы для каждого из множества используемых генераторов (61А, 61В) для каждой из используемых частот.
