Способ компенсации искажений амплитудно-фазового распределения поля в раскрыве адаптивной антенной решетки, обусловленных влиянием климатических факторов

Изобретение относится к области способов управления формированием требуемых характеристик амплитудно-фазового распределения поля (АФР) в раскрыве адаптивной антенной решетки (ААР). Технический результат - компенсация искажений АФР поля в раскрыве ААР, обусловленных влиянием климатических факторов в виде снежного или ледяного покрытия на элементах ее конструкции. Способ компенсации искажений АФР поля в раскрыве ААР основан на использовании вспомогательной антенной системы в виде отдельного излучателя, расположенного в дальней зоне от ААР и излучающего контрольный сигнал в рабочем диапазоне частот ААР. Измеряют амплитуды принятого контрольного сигнала и фазовые сдвиги в сигналах для каждого отдельного излучателя ААР, обусловленные влиянием климатических факторов в виде снежного или ледяного покрытия на элементах ее конструкции, при отключенных в момент измерений других излучателях. Сравнивают амплитуды и фазовые сдвиги принятых сигналов для каждого из вибраторов ААР с расчетными значениями и вырабатывают управляющие воздействия для изменения амплитуд и фаз сигналов, снимаемых с выходов или подаваемых на входы отдельных излучателей ААР. 1 ил., 1 табл.

 

Изобретение относится к области способов управления формированием требуемых характеристик амплитудно-фазового распределения поля в раскрыве адаптивной антенной решетки (ААР) и может найти применение в системах радиосвязи, спутниковой связи, радиолокации, радионавигации, телеметрии и т.д.

Известны способы, относящиеся к системам противообледенения наземных антенн. Одной из таких систем является "Противообледенительное устройство для радиолокационной системы" (Изобретения стран мир. Реферативный журнал. М., 1993, вып.106, №8. Волноводы, резонаторы, антенны. С.10) [1].

Устройство состоит из пучка проводов, расположенных на экране, помещенных перед раскрывом антенны и соединенных комбинированным последовательно-параллельным соединением с ответвительными зажимами источника питания таким образом, что через каждый из них проходит ток нагрева. Эта система обеспечивает двойной защитный эффект: от противовоздействия ЭДС индукции (например, ядерного электромагнитного импульса) и от обледенения антенны.

Недостаток данного аналога заключается в том, что электронагреватель не обеспечивает термостабилизирующего воздействия на конструкцию антенны в целом, так как в нем отсутствуют соответствующие конвективные связи между отдельными элементами.

Известна также термостабилизирующая система параболической антенны японского телескопа (Поляк B.C. и др. Прецизионные конструкции зеркальных радиотелескопов. Рига. Знание. 1990. С.135-137, рис.4.49) [2].

Аналог содержит рефлектор (отражательный щит зеркала), закрепленный на ферменном каркасе, теплоизолирующий кожух, образующий воздушную полость, в которой расположен каркас, вентилятор, температурные датчики. Устройство предназначено для термостабилизации рефлектора и каркаса в переменных климатических условиях. Также известен способ противообледенения наземной параболической антенны и устройство для его реализации (Головенкин Е.Н. др. Способ противообледенения наземной параболической антенны и устройство для его реализации. RU (11) 2233018 (13) С1. Действует с 25.01.2008) [3].

Принцип работы данного способа противообледенения заключается во включении вентилятора, при воздействии на антенну различных климатических факторов, когда увеличивается градиент температуры по каркасу в радиальном направлении, например приближается к крайним значениям диапазона ±0,5°С/м. При этом воздух, циркулирующий в замкнутой воздушной полости, выравнивает температурное поле каркаса.

Недостаток работы данного устройства в том, что оно не обеспечивает в достаточной степени равномерность тепловой связи различных участков конструкции путем обдува их воздушным потоком. Вблизи вентилятора участки конструкции обдуваются воздухом с большей скоростью, чем удаленные от него, и поэтому температура первых обеспечивается значительно ближе к осредненной температуре воздуха по сравнению с температурой удаленных участков. При этом коэффициенты теплоотдачи между потоком воздуха и обдуваемыми участками поверхностей существенно отличаются друг от друга (уменьшаются по направлению потока с одновременным уменьшением разницы температур между воздухом и обдуваемыми участками поверхностей). Это приводит к снижению эффективности противообледенительного воздействия и термостабилизации в работе системы.

Данные изобретения, реализующие различные способы противообледенения, применимы лишь к антеннам зеркального типа. При этом сами зеркальные антенны и их опорно-поворотные устройства имеют достаточно значительные массогабаритные характеристики. Поскольку зеркальные антенны являются наземными и работают в условиях переменных ветровых нагрузок, дождя, снега и града, то, применительно к ним, должны выполняться жесткие требования по обеспечению их высокой механической прочности, сохранению с высокой точностью заданного качества поверхности зеркала и устойчивости несущей платформы опорно-поворотного устройства антенной системы. При этом необходимо отметить, что основными недостатками зеркальных антенн являются:

- отсутствие возможности оперативной перестройки формы ДН в течение сеанса связи для обеспечения помехоустойчивости и помехозащищенности системы управления и связи;

- отсутствие возможности оперативного изменения положения максимума ДН при изменениях окружающей обстановки;

- отсутствие возможности формирования «нулей» ДН и ДН с низким уровнем боковых лепестков;

- значительное время развертывания антенных систем и установления радиосвязи с корреспондентами для мобильных комплексов;

- низкая устойчивость к высоким ветровым нагрузкам, значительным вибрациям и другим силовым воздействиям;

- отсутствие устойчивости к существующему спектру климатических воздействий, возможному воздействию кислотных и щелочных дождей;

- значительные массогабаритные характеристики АФУ.

Все сказанное делает актуальной задачу совершенствования и модернизации систем связи и телекоммуникации и т.д., использующих антенны зеркального типа, на основе разработки и внедрения антенных систем нового поколения. Перспективным типом таких антенн являются ААР.

Итак, недостатком известных способов [1, 2, 3] является невозможность их реализации применительно к ААР, поскольку эти способы предлагают решение задачи противообледенения антенн зеркального типа. В результате воздействия климатических факторов на конструктивные элементы ААР возможно появление снежного или ледяного покрытия, которое по своим электрическим свойствам является диэлектриком. Влияние этого покрытия на характеристики направленности ААР может привести к росту бокового и заднего излучения и, тем самым, к снижению помехоустойчивости и ухудшению энергетических характеристик. Для борьбы с искажениями такого рода возможны различные подходы:

- механическое или тепловое удаление снежного или ледяного покрытия с поверхности конструктивных элементов ААР;

- размещение ААР внутри защитного покрытия из радиопрозрачного материала;

- электронная компенсация искажений амплитудно-фазового распределения токов в раскрыве ААР путем управления амплитудами и фазами токов отдельных вибраторов антенны.

Механическое или тепловое удаление снега или льда с элементов конструкции ААР является процессом длительным по времени и достаточно сложным технологически. Размещение ААР внутри защитного колпака приводит к увеличению ветровой нагрузки на конструкцию антенны, не исключает возможность искажения ДН ААР в случае образования снежного или ледяного покрытия на его поверхности. Наиболее приемлемым методом борьбы с влиянием снежного или ледяного покрытия на характеристики направленности антенны является электронная компенсация искажений ДН ААР, обусловленных климатическими факторами.

Таким образом, актуальной является задача разработки метода электронной компенсации в реальном времени искажений амплитудно-фазового распределения токов в раскрыве ААР, возникающих при появлении снежного или ледяного покрытия на элементах конструкции антенны.

Рассмотрим существо предлагаемого способа. В отличие от прототипов [1, 2, 3], сущность предлагаемого способа заключается в использовании вспомогательной антенной системы в виде отдельного излучателя, расположенного в дальней зоне от ААР и излучающего контрольный сигнал в рабочем диапазоне частот ААР, приеме контрольного сигнала и измерении амплитуд, а также фазовых сдвигов в сигналах на выходе каждого отдельного излучателя ААР, величины которых обусловлены влиянием снежного или ледяного покрытия на элементах ее конструкции при отключенных в момент измерений остальных излучателях антенны, сравнении амплитуд и фаз принятых сигналов каждого из вибраторов ААР с расчетными значениями и выработке управляющих воздействий для изменения амплитуд и фаз сигналов, снимаемых с выходов или подаваемых на входы отдельных излучателей ААР, чем и достигается компенсация искажений ее диаграммы направленности, обусловленных воздействием климатических факторов, и формируется требуемое амплитудно-фазовое распределение поля в ее раскрыве.

Проведенный сравнительный анализ выявил следующие отличия заявленного способа:

1. Способ характеризуется наличием дополнительных действий:

- использованием вспомогательной антенной системы в виде отдельного излучателя, расположенного в дальней зоне от ААР и излучающего контрольный сигнал в рабочем диапазоне частот ААР;

- измерением амплитуд принятого контрольного сигнала, а также фазовых сдвигов в сигналах для каждого отдельного излучателя ААР, обусловленных наличием снежного или ледяного покрытия на элементах ее конструкции;

- сравнением амплитуд и фаз принятых сигналов для каждого из вибраторов ААР с расчетными значениями;

- выработкой управляющих воздействий для компенсации искажений диаграммы направленности ААР, обусловленных воздействием климатических факторов.

2. Изменена совокупность действий над материальным объектом:

- в заявленном способе отсутствуют действия по построению и решению сложной системы линейных уравнений для отыскания оптимальных значений весовых коэффициентов;

- измеряются амплитуды принятого контрольного сигнала и фазовые сдвиги в сигналах для каждого отдельного излучателя ААР, обусловленные влиянием снежного или ледяного покрытия на элементах ее конструкции, при отключенных в момент измерений других излучателях;

- сравниваются амплитуды и фазы принятых сигналов для каждого из вибраторов ААР с расчетными значениями;

- по результатам измерений амплитуд и фазовых сдвигов принятых контрольных сигналов каждого из вибраторов и сравнения их с контрольными значениями, программируемый микроконтроллер выдает цифровые управляющие сигналы, определяющие величины выходных управляющих напряжений каждого из ЦАП, и вырабатывает управляющие сигналы для компенсации искажений диаграммы направленности (ДН) ААР, обусловленных этими фазовыми сдвигами в сигналах каждого из ее вибраторов на блок фазовращателей.

Функция направленности ААР с учетом влияния климатических факторов в виде снежного или ледяного покрытия на элементах конструкции антенны может быть записана в виде:

где A_m - амплитуды сигналов отдельных вибраторов ААР при отсутствии влияния климатических факторов;

ΔA_m - изменения амплитуды сигнала отдельного вибратора ААР, обусловленное наличием снежного или ледяного покрытия на элементах ее конструкции, в том числе и на данном конкретном вибраторе;

ψ_m - фаза сигнала отдельного вибратора, причем:

θ и φ - угол места и азимут соответственно сигнала контрольного излучателя;

Δψ_m - изменение фазы сигнала отдельного вибратора, обусловленное наличием снежного или ледяного покрытия на элементах конструкции антенны.

Запишем эту функцию направленности в виде:

где A_n=A_m+ΔA_m,

ψ_n=ψ_m+Δψ_m.

Необходимо отметить, что A_n и ψ_n являются вещественными числами.

Обозначим функцию направленности по мощности W(φ,θ) и запишем соотношение, определяющее эту функцию:

Функция направленности W(φ,θ) имеет физический смысл закона распределения энергии поля и из соотношения (4) следует, что эта функция всегда положительна, т.е. является справедливым неравенство:

Это неравенство справедливо при любых значениях амплитуд A_n и любых значениях фаз ψ_n.

Рассмотрим структуру распределения энергии электромагнитного поля в соответствии с соотношением (2). Для этого выполним операцию умножения в соотношении (2) для W(φ,θ) и учтем наличие составляющих

С учетом (6) выделим квадратические составляющие в выражении (2) для функции W(φ,θ) и запишем эту функцию в виде:

В соответствии с (2) общее количество слагаемых в выражении (7) будет N·N=N². Анализ выражения (7) позволяет сделать вывод о том, что слагаемые, выделенные в этом выражении квадратной скобкой, описывают влияние сдвигов фаз сигналов отдельных вибраторов антенны на функцию W(φ,θ).

Из (7) понятно, что количество слагаемых в квадратной скобке в этом выражении равно

Введем обозначение:

где - количество размещений из N элементов по 2.

Количество слагаемых в квадратной скобке выражения (7) всегда четное, т.к. либо N, либо {N-1) являются четными числами. Выделяя пары слагаемых, как это показано на примере первой пары в квадратной скобке выражения (7), запишем (7), воспользовавшись формулой Эйлера, в виде:

Из (10) видно, что количество слагаемых в квадратной скобке уменьшилось по сравнению с (7) вдвое, т.е. стало равным

Таким образом, число слагаемых, описывающих влияние фазовых сдвигов сигналов вибраторов антенны на функцию направленности по мощности W(φ,θ), равно числу сочетаний из N по 2.

В таблице для N=5 приведен пример расчета комбинаций в виде сочетаний разностей фаз сигналов вибраторов.

Расчет комбинаций в виде сочетаний разностей фаз сигналов отдельных вибраторов ААР
N комбинации	Номера фаз	Разность фаз
1	1,2	ψ1-ψ2
2	1,3	ψ1-ψ3
3	1,4	ψ1-ψ4
4	1,5	ψ1-ψ5
5	2,3	ψ2-ψ3
6	2,4	ψ2-ψ4
7	2,5	ψ2-ψ5
8	3,4	ψ3-ψ4
9	3,5	ψ3-ψ5
10	4,5	ψ4-ψ5

Из таблицы виден алгоритм расчета всех комбинаций в виде сочетаний разностей фаз отдельных вибраторов ААР. Необходимо подчеркнуть, что произвольное распределение фаз ψ_k сигналов отдельных вибраторов под воздействием внешних факторов приводит к набору из комбинации разностей фаз, который сохраняет условие неотрицательности функции W(φ,θ), соответствующее неравенству (5). Можно показать, что выражение (10) с выделенной суммой квадратов амплитуд сигналов вибраторов ААР приводит к неотрицательным значениям функции W(φ,θ). Преобразуем выражение (10) для функции W(φ,θ), имеющее физический смысл энергии суммы сигналов вибраторов ФАР, используя основное тригонометрическое тождество:

Подставим тождество (12) в выражение (10), которое запишем с учетом этого тождества:

В выражении (13) сгруппируем слагаемые, выделим два полных квадрата и запишем это выражение в виде:

Соотношение (14) наглядно показывает, что функция направленности по мощности W(φ,θ), имеющая физический смысл распределения энергии поля, и является неотрицательной величиной при любых значениях амплитуд и фаз сигналов отдельных вибраторов ААР.

Энергия суммарного сигнала ААР в конкретной точке наблюдения зависит от 2N переменных:

т.е. для конкретной точки наблюдения энергию поля можно записать:

где 2N переменных, выбранных в качестве аргументов функции, являются независимыми.

Найдем соотношение для наибольшего из возможных значений энергии суммарного сигнала вибраторов ААР в точке наблюдения. Зададимся условием, что фазы сигналов всех вибраторов ААР равны между собой:

С учетом условия (17) выражение (14) будет представлять собой сумму синфазных сигналов и может быть записано в виде:

Обозначим среднее значение суммы амплитуд сигналов вибраторов ААР как и запишем соотношение:

С учетом (19) получим соотношение для наибольшей возможной энергии поля в точке наблюдения:

где - средняя амплитуда при произвольном законе распределения амплитуд сигналов каждого из N вибраторов ААР.

Понятно, что наименьшее значение энергии суммарного поля ААР в точке наблюдения W(φ,θ)=0 достигается отключением всех N вибраторов. Состоянию отключения соответствует нулевой набор значений амплитуд всех вибраторов ААР, т.е. А₁=0, А₂=0, …, A_N=0. Помимо условия отключения, нулевая энергия суммарного поля в точке наблюдения будет иметь место при четном числе N вибраторов ААР при выполнении следующих соотношений между амплитудами и фазами сигналов отдельных вибраторов:

Подставляя условие (21) в выражение (14), получаем значение W(φ,θ)=0, что наглядно видно из соотношений:

Физически условие (21) можно интерпретировать таким образом, что на антенне имеется некоторый сигнал и его полная копия, находящаяся в противофазе к этому сигналу.

Рассмотрим влияние фазовых сдвигов в сигналах вибраторов антенной решетки на амплитуду суммарного сигнала. Под влиянием снежного или ледяного покрытия вибраторов ААР появляются фазовые сдвиги в излучаемых или принимаемых ими волнах. Фазовые сдвиги между излучателями или принимаемыми сигналами отдельных вибраторов ААР обусловливают возможность изменения амплитуды результирующего сигнала.

Рассмотрим гармонический сигнал E(t), излучаемый (принимаемый) ААР. Будем считать, что этот сигнал образован суперпозицией колебаний одинаковой частоты и с одинаковыми амплитудами, но с различными начальными фазами колебаний:

где φ₁, φ₂, …, φ_n - начальные фазы колебаний.

Амплитудный множитель а в выражении (1) зависит от начальных фаз колебаний:

Амплитудный множитель обращается в ноль (a=0) при выполнении условий:

При четном числе вибраторов ААР возможна деструктивная интерференция принимаемого радиосигнала. При равенстве амплитуд токов принятых сигналов на выходах вибраторов ААР полная компенсация амплитуды тока суммарного выходного информационного сигнала будет наблюдаться при значениях начальных фаз токов нечетных и четных вибраторов соответственно 0,π; 0,π; … 0,π. Это обусловлено тем, что суммируемые сигналы имеют одинаковый период по переменным:

При выполнении условий синфазности φ₁=φ₂=,…,=φ_n выражение (23) примет вид:

Согласно (26) и (27) полная конструктивная интерференция сигналов отдельных вибраторов ААР возможна при любом их числе.

Для создания условий, обеспечивающих конструктивную интерференцию, т.е. максимальное значение полезного сигнала на выходе ААР, должна обеспечиваться возможность управления фазами токов излучателей в режиме реального времени. При этом начальная фаза суммарного сигнала зависит от начальных фаз суммируемых колебаний

При условии равномерного покрытия снегом или льдом всех без исключения излучателей ААР фазовые сдвиги токов будут одинаковы и будет иметь место синфазный режим работы. При этом будет наблюдаться некоторое уменьшение амплитуды суммарного сигнала из-за потери энергии поля в несовершенном диэлектрике снежного или ледяного покрытия вибраторов. Такая ситуация соответствует однородному полю внешнего неблагоприятного воздействия.

Перейдем теперь к рассмотрению неоднородного поля неблагоприятных воздействий. В таком поле начальные фазы φ₁, φ₂, …, φ_n принимают различные значения. Неоднородное поле внешних воздействий опишем линейной моделью распределения фазового сдвига:

Воспользуемся формулой суммирования:

Запишем соотношение (27) с учетом (29) и (30) и найдем сумму сигналов одной частоты, но имеющих постоянный фазовый сдвиг δ между соседними слагаемыми в виде:

Множитель в виде дроби в выражении (31) представляет собой огибающую суммируемого сигнала в соответствии с (23), модуль, вычисленный от этого множителя, равен «а» (выражение 1)

Обозначим амплитудный множитель как а _∂ и запишем его в виде:

Амплитудный множитель а_∂ согласно (31) имеет период 4π. Период 4π - это наименьший из периодов, который не зависит от n-числа излучателей ААР.

Найдем амплитудный множитель а _∂ при δ=0, δ=2π, δ=4π в формулах (31), (32). Применяя правило Лапиталя для вычисления неопределенности типа «0» на «0», выводим соотношения:

, , ;

Фаза суммарного сигнала δ=2π отличается на π от фазы сигнала, рассматриваемого как в случае δ=0, так и в случае δ=4π. Из всех проведенных расчетов видно, что из алгебраических соображений сдвиг по фазе δ имеет диапазон от 0 до 4π. За пределами этого диапазона нет однозначной трактовки результатов в том смысле, какой сдвиг по фазе вызвал данный суммарный сигнал.

Работа устройства, функционирующего по предложенному способу, может быть проиллюстрирована с помощью фиг.1. В схеме на фигуре 1 использованы следующие обозначения:

G - задающий генератор;

DDS - синтезатор частот для формирования сигналов контрольной и опорной частот;

СЧ1, СЧ2 - синтезаторы частот с фазовой автоподстройкой частоты в трактах формирования контрольной и опорной частот соответственно;

ГУН1, ГУН2 - генераторы, управляемые напряжением, в трактах формирования контрольной и опорной частот соответственно;

У - усилитель мощности;

Ант. - вспомогательная антенная система в виде отдельного излучателя, расположенного в дальней зоне от ААР;

Z1 - полосовой фильтр, настроенный на частоту 1000 МГц;

БПЧ - блок преобразователя частоты со встроенным усилителем;

Z2 - полосовой фильтр, настроенный на частоту 10 МГц;

АД - амплитудный детектор;

ЧФД - частотно-фазовый детектор;

MCU - программируемый микроконтроллер;

АЦП1, АЦП2 - аналогово-цифровые преобразователи;

SPI - последовательный периферийный интерфейс;

ДША - дешифратор адреса периферийных устройств;

ЖК дисплей 2×16 - жидкокристаллический дисплей;

RS-232 - последовательный интерфейс;

Виб1÷Виб64 - крестообразные излучатели, входящие в состав ААР;

ЦАП1÷ЦАП64 - цифроаналоговые преобразователи;

БУУН1÷БУУН64 - блоки усилителей, управляемых напряжением;

S₁÷S₆₄ - автоматически управляемые двойные переключатели;

БК - блок коммутации;

БФ - блок фазовращателей.

Земная станция ССС - земная станция системы спутниковой связи.

Устройство, представленное на фигуре 1, работает следующим образом. Высокостабильный задающий генератор G вырабатывает колебания с частотой 50 МГц, которые поступают на вход цифрового синтезатора частот DDS. В синтезаторе частот DDS реализован метод прямого цифрового синтеза, который позволяет получить аналоговый сигнал с заданной частотой и фазой. Так как сигнал с требуемым значением частоты сначала синтезируется в цифровой форме, то такое устройство обеспечивает, при необходимости, быстрое переключение частоты и высокое разрешение по сетке формируемых частот.

В качестве DDS может быть использована микросхема прямого цифрового синтеза AD9834 или ей подобные. Микросхема AD9834 имеет три входа управления по интерфейсу SPI, обеспечивающего сопряжение микроконтроллера и периферийных устройств: вход данных, вход сигналов тактовой синхронизации и вход выбора данной конкретной микросхемы. Частота дискретизации в микросхеме AD9834 определяется 28-битным регистром частоты и, при поступлении входного сигнала с частотой 50 МГц, микросхемой обеспечивается точность формирования частоты выходного сигнала с ошибкой, не превышающей 0,2 Гц. Помимо регистра частоты в микросхеме AD9834 имеется 12-битный регистр фазы, обеспечивающий возможность формирования 4096 отсчетов фазы при любом значении частоты из диапазона частот выходного сигнала.

Синтезатор частот на основе микросхемы DDS (Фигура 1) формирует выходной сигнал с частотой 10 МГц, являющийся опорным сигналом как для синтезатора частот СЧ1 тракта формирования сигнала контрольной частоты, так и для синтезатора частот СЧ2 тракта формирования сигнала опорной частоты. С выхода DDS колебания с частотой 10 МГц поступают на вход синтезатора частот СЧ1, обеспечивающего, совместно с генератором, управляемым напряжением ГУН1, формирование выходного сигнала с частотой 1 ГГц. В качестве синтезатора частот СЧ1 может быть использована микросхема ADF4113. В цепи обратной связи системы ФАПЧ используется ГУН1, в качестве которого может быть выбран генератор, управляемый напряжением типа ROS1410. Максимальной рабочей частотой этого генератора является частота 1410 МГц и этот генератор хорошо совмещается с микросхемой типа ADF4113. Используемое в ADF4113 значение частоты колебаний во внутренней петле ФАПЧ выбрано равным 200 кГц. По интерфейсу SPI можно задавать другие значения этой частоты. Синтезатор частот СЧ1 содержит делитель частоты с программируемым коэффициентом деления до 32777. Требуемый коэффициент деления задается программно. В микросхеме ADF4113, использованной в блоке СЧ1, коэффициент деления делителя частоты опорных колебаний (10 МГц) равен 50, т.е. формируется сигнал с частотой 200 кГц, поступающий на первый вход фазового детектора системы ФАПЧ, входящего в состав данной микросхемы. На выходе ГУН1 формируется колебание с частотой 1 ГГц. По цепи обратной связи это колебание поступает на второй вход фазового детектора микросхемы ADF4113 через делитель с переменным коэффициентом деления, выбранным равным 5000, благодаря чему во внутренней петле ФАПЧ формируется сигнал с частотой 200 кГц. С выхода фазового детектора синтезатора частот СЧ1 сигнал ошибки фазы в виде управляющего напряжения подается на ГУН1. Таким образом, частота выходного сигнала генератора ГУН1 стабилизируется системой ФАПЧ и ее относительная нестабильность становится равной относительной нестабильности частоты выходного сигнала задающего генератора G. Сигнал с частотой 1 ГГц, являющийся сигналом контрольной частоты, подается с выхода ГУН1 на вход усилителя мощности У. Усиленный сигнал с выхода У подается в контрольный вибратор Ант. для излучения.

Для измерения фазовых сдвигов выходных сигналов, каждого из вибраторов ААР, принявших сигнал контрольной частоты, в тракте формирования сигнала опорной частоты формируется опорное колебание с «нулевой» начальной фазой. Для формирования опорного колебания сигнал с частотой 10 МГц подается с выхода DDS на первый вход синтезатора частот СЧ2, в качестве которого также может быть использована микросхема ADF4113. В этой микросхеме коэффициент деления делителя частоты опорных колебаний (10 МГц) равен 50, т.е. формируется сигнал с частотой 200 кГц, поступающий на первый вход фазового детектора микросхемы ADF4113, которая использована в качестве СЧ2. В синтезаторе частот СЧ2 частота колебания 990 МГц, поступающего на второй вход СЧ2 от ГУН2, с помощью делителя частоты с переменным коэффициентом деления (ДПКД) делится на 4950, т.е. формируется сигнал с частотой 200 кГц, поступающий на второй вход фазового детектора микросхемы ADF4113.

Колебание с частотой 990 МГц с выхода ГУН2 поступает на первый вход схемы смесителя, расположенного в блоке преобразователя частоты БПЧ, на второй вход которого поступает принятый сигнал контрольной частоты с выхода соответствующего вибратора ААР. Блок преобразователя частоты БПЧ может быть реализован на микросхеме типа UPC2756TB, имеющей встроенный усилитель сигнала выходной частоты. Сигнал с выхода усилителя блока БПЧ проходит через полосовой фильтр Z2 и поступает на входы амплитудного (АД) и частотно-фазового (ЧФД) детекторов. В качестве частотно-фазового детектора может быть использована микросхема ADF4113. В частотно-фазовом детекторе сравнивается фаза опорного сигнала с частотой 10 МГц, поступающего от DDS, и фаза сигнала с частотой 10 МГц, поступающего с выхода блока БПЧ через фильтр Z2. Измерение разности фаз этих сигналов осуществляется на частоте 200 кГц. Для этого частота колебаний 10 МГц каждого из двух входных сигналов частотно-фазового детектора делится в микросхеме ADF4113 на 50. На выходе частотно-фазового детектора формируется сигнал в виде напряжения, пропорционального разности фаз опорного и принятого контрольного сигналов. Таким образом, это напряжение пропорционально фазовому сдвигу в принятом сигнале одного из вибраторов ААР, который в данный момент времени скоммутирован для измерений, и этот фазовый сдвиг обусловлен наличием снежного или ледяного покрытия на элементах конструкции ААР. Это напряжение поступает на вход АЦП1 микроконтроллера MCU. Одновременно с измерением в ЧФД фазового сдвига принятого сигнала в амплитудном детекторе АД формируется сигнал в виде напряжения, пропорционального амплитуде принятого контрольного сигнала. Это напряжение поступает на вход АЦП2 микроконтроллера MCU.

В качестве микроконтроллера MCU используется микроконтроллер типа PIC18F452 с встроенной флэш-памятью программ объемом 32 кбайт, с памятью команд объемом 2 байта и памятью данных - 200 байт. Микроконтроллер работает на тактовой частоте 4 МГц. В микроконтроллере предусмотрены дополнительные сервисные возможности с привязкой ко времени статистики включений, для этого имеются счетчик реального времени. Клавиатура предназначена для оперативного управления режимами работы MCU и выводом индикации на дисплей, имеющий две строки по шестнадцать знакомест. Для осуществления дуплексной связи с внешней управляющей ЭВМ или с любой системой сбора данных, использована микросхема последовательного интерфейса МАХ-232 по стандарту RS-232.

Коммутация вибраторов ААР при приеме ими сигналов контрольной частоты производится блоком коммутации поочередно, по одному вибратору ААР. В этом режиме работы очередной вибратор ААР подключается ко входу преобразователя частоты после завершения измерений значений амплитуды и фазового сдвига сигнала предыдущего скоммутированного вибратора ААР. Управление процессом коммутации в блоке коммутации осуществляется по сигналам от MCU, поступающим по интерфейсу SPI. Выходы (входы) блока коммутации электрически связаны со входами (выходами) блоков усилителей, управляемых напряжением (БУУН1-БУУН64). В режимах приема и передачи ЗС ССС информационных или служебных сигналов блок коммутации БК осуществляет коммутацию выхода (входа) каждого отдельного вибратора ААР со входом (с выходом) соответствующего ему блока усилителей, управляемых напряжением. Помимо этого блок БК в этих режимах работы ЗС ССС осуществляет коммутацию выходов (входов) блоков (БУУН1÷БУУН64) к соответствующим им входам (выходам) блока БФ. В составе каждого из БУУН имеются усилитель приема и усилитель передачи, входы и выходы которых коммутируются управляемыми автоматически двойными переключателями S₁÷S₆₄ по сигналам «ПРИЕМ(ПЕРЕДАЧА)», поступающим от земной станции системы спутниковой связи.

Усилители приема и передачи блоков БУУН1÷БУУН64 являются усилителями, управляемыми напряжением. Управляющее напряжение, определяющее коэффициент усиления соответствующего усилителя приема и передачи БУУН1÷БУУН64, поступает на эти блоки с выходов соответствующих им ЦАП1÷ЦАП64. Цифровые управляющие сигналы, определяющие величину выходного напряжения каждого из блоков ЦАП1÷ЦАП64, поступают по интерфейсу SPI этих блоков от MCU. Конкретные кодовые комбинации этих цифровых управляющих сигналов определяются в MCU для каждого отдельного вибратора ААР по результатам сравнения измеренных амплитуд принятых контрольных сигналов каждого из вибраторов с расчетными значениями.

В блоке фазовращателей БФ расположены 64 отдельных фазовращателя, каждый из которых электрически связан с соответствующим ему блоком БУУН1÷БУУН64. Управление сдвигом фазы сигнала в каждом отдельном фазовращателе осуществляется по интерфейсу SPI от MCU. Численное значение каждого из сигналов, поступающих на фазовращатели блока БФ, определяется в MCU по результатам измерений фазовых сдвигов в принятых контрольных сигналах каждого отдельного излучателя ААР и их сравнения с расчетными значениями. Блок фазовращателей электрически связан со входом приемника и выходом передатчика земной станции системы спутниковой связи. При этом сигнал с выхода передатчика при работе ЗС ССС в режиме передачи через делители мощности поступает одновременно на все фазовращатели БФ и далее через управляемые напряжением усилители передачи соответствующих БУУН1÷БУУН64 и через блок коммутации на все вибраторы ААР. При работе ЗС ССС в режиме приема принятые сигналы от каждого из вибраторов ААР через управляемые напряжением усилители приема соответствующих БУУН1÷БУУН64 и далее, через соответствующие им фазовращатели БФ, поступают на сумматор, электрически связанный со входом приемника ЗС ССС. Включение или отключение режима измерения амплитуд и фазовых сдвигов в сигналах каждого отдельного излучателя ААР, а также режима компенсации искажений диаграммы направленности ААР, обусловленных влиянием снежного и ледяного покрытия на элементах конструкции ААР, задается сигналом «ВКЮЧЕНИЕ РЕЖИМА КОМПЕНСАЦИИ», поступающим на соответствующий вход MCU от ЗС ССС. При включении режима компенсации прием и передача сигналов ЗС ССС не производится. При этом осуществляется измерение значений амплитуд контрольных сигналов, принятых каждым из вибраторов ААР, и сравнение их с расчетными значениями. MCU выдает цифровые управляющие сигналы по интерфейсу SPI на соответствующие ЦАП1÷ЦАП64, определяющие величины выходных управляющих напряжений каждого из ЦАП, а значит и значения коэффициентов усиления усилителей приема и передачи каждого из БУУН. Помимо измерения и сравнения с расчетными значениями амплитуд принятых контрольных сигналов каждого из вибраторов ААР и коррекции коэффициентов усиления усилителей БУУН1÷БУУН64 по сигналу «ВКЛЮЧЕНИЕ РЕЖИМА КОМПЕНСАЦИИ» осуществляется измерение фазовых сдвигов в сигналах каждого отдельного излучателя ААР, обусловленных наличием снежного или ледяного покрытия на элементах ее конструкции. В этом режиме работы MCU вырабатывает управляющие сигналы для компенсации искажений диаграммы направленности ААР, обусловленных этими фазовыми сдвигами в сигналах каждого из ее вибраторов, которые передаются по интерфейсу SPI на блок фазовращателей. Эти сигналы задают значения фазовых сдвигов для каждого из 64-х фазовращателей блока БФ, обеспечивающие компенсацию фазовых сдвигов в сигналах вибраторов ААР, обусловленных снежным или ледяным покрытием на элементах ее конструкции.

Таким образом, коррекция амплитуд и фаз сигналов вибраторов ААР позволяет полностью скомпенсировать негативное влияние климатических факторов на формирование ее диаграммы направленности. После выдачи MCU управляющих сигналов на коррекцию амплитуд и фаз сигналов всех вибраторов ААР, MCU выдает на ЗС ССС сигнал «КОМПЕНСАЦИЯ ЗАВЕРШЕНА». После получения этого сигнала ЗС ССС может быть переведена в режимы «ПРИЕМ» или «ПЕРЕДАЧА». После перевода ЗС ССС в эти режимы работы значения управляющих сигналов на входах ЦАП1÷ЦАП64, определяющие коэффициенты усиления усилителей приема и передачи блоков БУУН1÷БУУН64, и значения управляющих сигналов в блоке БФ, определяющие фазовые сдвиги сигналов каждого из вибраторов ААР, сохраняются до очередного включения режима компенсации. При отсутствии необходимости компенсации влияния климатических факторов на ДН ААР от ЗС ССС на MCU подается команда «ОТКЛЮЧЕНИЕ РЕЖИМА КОМПЕНСАЦИИ». При получении этой команды MCU подает в блоки ЦАП1÷ЦАП64 и в блок БФ цифровые сигналы, обеспечивающие формирование постоянных расчетных коэффициентов усиления в усилителях блоков БУУН1÷БУУН64 и постоянных, заранее рассчитанных, фазовых сдвигов в фазовращателях блока БФ.

Проведенный авторами анализ научно-технической литературы позволяет сделать вывод о патентной новизне предлагаемого ими способа компенсации искажений амплитудно-фазового распределения поля в раскрыве ААР, обусловленных воздействием климатических факторов.

Способ компенсации искажений амплитудно-фазового распределения поля в раскрыве адаптивной антенной решетки ААР, обусловленных влиянием климатических факторов, основанный на измерении амплитуд, а также фазовых сдвигов в сигналах на выходе каждого отдельного излучателя ААР, значения которых обусловлены влиянием климатических факторов в виде снежного или ледяного покрытия на элементах ее конструкции, сравнении амплитуд и фазовых сдвигов принятых сигналов каждого из вибраторов ААР с расчетными значениями и выработке управляющего воздействия для изменения амплитуд и фаз сигналов, снимаемых с выходов или подаваемых на входы отдельных излучателей ААР, отличающийся тем, что используется вспомогательная антенная система в виде отдельного излучателя, расположенного в дальней зоне и излучающего контрольный сигнал в рабочем диапазоне частот ААР, измеряются амплитуды принятого контрольного сигнала и фазовые сдвиги в сигналах для каждого отдельного излучателя ААР, обусловленные влиянием снежного или ледяного покрытия на элементах ее конструкции при отключенных в момент измерений других излучателях, сравниваются амплитуды и фазовые сдвиги принятых сигналов для каждого из вибраторов ААР с расчетными значениями, операции сравнения значений амплитуд и фазовых сдвигов проходят в программируемом микроконтроллере, который выдает цифровые управляющие сигналы, определяющие величины выходных управляющих напряжений каждого из ЦАП, и вырабатывает управляющие сигналы для компенсации искажений ДН ААР, обусловленных этими фазовыми сдвигами в сигналах каждого из ее вибраторов на блок фазовращателей, чем и достигается компенсация искажений ее диаграммы направленности, обусловленных влиянием климатических факторов, и формируется требуемое амплитудно-фазовое распределение поля в раскрыве антенны.