Силовой модуль

Изобретение относится к силовой электронике, в частности к преобразователям с пониженными динамическими потерями в силовых полупроводниковых ключах, и может быть использовано в автономных инверторах тока и активных выпрямителях тока. Технический результат заключается в возможности проведения мягкой коммутации в цепях переменного тока преобразователей тока в случае, если напряжение в силовых выводах модуля меняет свою полярность. Силовой модуль содержит два последовательно соединенных двунаправленных по току ключевых узла с прямой блокирующей способностью по напряжению (первый ключевой узел 1 и второй ключевой узел 2), и последовательно соединенные дроссель (3) и первый и второй конденсаторы (4, 5), ключевые узлы (1, 2) силового модуля выполнены с обратной блокирующей способностью по напряжению. 3 з.п. ф-лы, 12 ил.

 

Изобретение относится к силовой электронике, в частности к преобразователям с пониженными динамическими потерями в силовых полупроводниковых ключах и может быть использовано в схемах автономных инверторов тока и активных выпрямителях тока.

Известна схема преобразователя, в которой обеспечивается мягкое выключение основных ключевых узлов при нулевом токе с помощью двух дополнительных ключевых узлов и последовательного LC контура (см. патент США №5486752, опубл. 23.01.1996).

Недостатком данного решения является то, что включение основных ключевых узлов остается жестким, что значительно увеличивает динамические потери в схеме.

Наиболее близким по технической сути является силовой модуль (см. заявка РФ на изобретение №2011116247 от 26.04.2011, решение о выдаче патента от 12.12.2011), содержащий два последовательно соединенных двунаправленных по току ключевых узла с прямой блокирующей способностью по напряжению, и последовательно соединенные дроссель и первый и второй конденсаторы, причем один вывод первого ключевого узла подключен к первому силовому выводу модуля, другой вывод первого ключевого узла соединен с одним выводом второго ключевого узла и выводом дросселя, другой вывод второго ключевого узла подключен ко второму силовому выводу модуля, точка соединения первого и второго конденсаторов подключена к третьему силовому выводу модуля, другой вывод второго конденсатора соединен с одним из первого и второго силовых выводов модуля.

Данное решение обеспечивает мягкую коммутацию ключевых элементов в цепях постоянного и переменного тока широкого круга преобразователей, к которым относятся преобразователи постоянного напряжения, выпрямители напряжения и автономные инверторы напряжения. Однако двунаправленные ключевые узлы в силовом модуле ближайшего аналога не имеют обратной блокирующей способности по напряжению, что не позволяет использовать данное решение в цепи переменного тока автономных инверторов тока и активных выпрямителей тока.

Технический результат устройства по настоящему изобретению заключается в возможности проведения мягкой коммутации в цепях переменного тока преобразователей тока, когда напряжение на силовых выводах модуля меняет свою полярность.

Указанный технический результат достигается благодаря тому, что в силовом модуле, содержащем два последовательно соединенных двунаправленных по току ключевых узла с прямой блокирующей способностью по напряжению, и последовательно соединенные дроссель и первый и второй конденсаторы, причем один вывод первого ключевого узла подключен к первому силовому выводу модуля, другой вывод первого ключевого узла соединен с одним выводом второго ключевого узла и выводом дросселя, другой вывод второго ключевого узла подключен ко второму силовому выводу модуля, точка соединения первого и второго конденсаторов подключена к третьему силовому выводу модуля, другой вывод второго конденсатора соединен с одним из первого и второго силовых выводов модуля, в соответствии с настоящим изобретением ключевые узлы силового модуля выполнены с обратной блокирующей способностью по напряжению.

Изобретение иллюстрируется приложенными чертежами, на которых одинаковые элементы обозначены одними и теми же ссылочными позициями.

На Фиг.1 представлен силовой модуль с мультирезонансным контуром и двунаправленными по току ключевыми узлами с прямой и обратной блокирующей способностью по напряжению.

На Фиг.2 представлена схема ближайшего аналога.

На Фиг.3 представлены возможные варианты практической реализации двунаправленного по току ключевого узла с прямой и обратной блокирующей способностью по напряжению.

На Фиг.4 представлен силовой модуль с мульти-резонансным контуром и двунаправленными по току ключевыми узлами с прямой и обратной блокирующей способностью по напряжению, подключенный к базовой переключающей схеме преобразователя тока.

На Фиг.5 представлено три (по количеству фаз) силовых модуля с мульти-резонансным контуром и двунаправленными по току ключевыми узлами с прямой и обратной блокирующей способностью по напряжению, подключенные к цепи переменного тока в инверторе тока на стороне катодной группы ключевых узлов инвертора.

На Фиг.6 представлено три (по количеству фаз) силовых модуля с мульти-резонансным контуром и двунаправленными по току ключевыми узлами с прямой и обратной блокирующей способностью по напряжению, подключенные к цепи переменного тока в инверторе тока на стороне анодной группы ключевых узлов инвертора.

На Фиг.7 представлено три (по количеству фаз) силовых модуля с мульти-резонансным контуром и двунаправленными по току ключевыми узлами с прямой и обратной блокирующей способностью по напряжению, подключенные к цепи переменного тока в активном выпрямителе тока на стороне катодной группы ключевых узлов выпрямителя.

На Фиг.8 представлено три (по количеству фаз) силовых модуля с мульти-резонансным контуром и двунаправленными по току ключевыми узлами с прямой и обратной блокирующей способностью по напряжению, подключенные к цепи переменного тока в активном выпрямителе тока на стороне анодной группы ключевых узлов выпрямителя.

На Фиг.9 представлена осциллограмма мягкого переключения одного из основных ключевых узлов преобразователя тока при применении силового модуля с мульти-резонансным контуром и двунаправленными по току ключевыми узлами с прямой и обратной блокирующей способностью по напряжению по настоящему изобретению.

На Фиг.10 представлена осциллограмма мягкого переключения первого из двунаправленных по току ключевых узлов с прямой и обратной блокирующей способностью по напряжению в составе силового модуля с мульти-резонансным контуром по настоящему изобретению.

На Фиг.11 представлена осциллограмма мягкого переключения второго из двунаправленных по току ключевых узлов с прямой и обратной блокирующей способностью по напряжению в составе силового модуля с мульти-резонансным контуром по настоящему изобретению.

На Фиг.12 представлена осциллограмма напряжения на одном из конденсаторов и осциллограмма тока в дросселе в составе силового модуля с резонансным LCC контуром по настоящему изобретению.

Силовой модуль (Фиг.1) содержит: первый двунаправленный по току ключевой узел 1 с прямой и обратной блокирующей способностью по напряжению, второй двунаправленный по току ключевой узел 2 с прямой и обратной блокирующей способностью по напряжению, дроссель 3, первый конденсатор 4 и второй конденсатор 5. На чертежах показаны также первый силовой вывод 6, второй силовой вывод 7 и третий силовой вывод 8.

Первый ключевой узел 1 и второй ключевой узел 2 соединены последовательно. Внешний вывод первого ключевого узла 1 подключен к первому силовому выводу 6, а внешний вывод второго ключевого узла 2 подключен ко второму силовому выводу 7. К точке соединения первого и второго ключевых узлов 1, 2 подключен первый вывод последовательного LC контура, образованного дросселем 3 и первым конденсатором 4, а второй вывод LC контура соединен с третьим силовым выводом 8. Первый вывод конденсатора 5 соединен с третьим силовым выводом 8, а второй вывод конденсатора 5 соединен с первым силовым выводом 6. Второй вывод конденсатора 5 может быть соединен также и со вторым силовым выводом 7.

Рассмотрим работу силового модуля с мульти-резонансным контуром при его подключении к базовому контуру коммутации, к схеме которого сводятся процессы коммутации тока в инверторах тока и активных выпрямителях тока (Фиг.4). Данная схема содержит два однонаправленных ключа S1 и S2, источник J тока и знакопеременный источник Е напряжения.

Вначале предположим, что полярность напряжения источника Е соответствует той, что показана на чертеже без скобок (Фиг.4).

Предположим также, что ток источника J протекает в направлении от точки соединения основных ключей S1 и S2 преобразователя, при этом ключ S1 разомкнут, а ключ S2 замкнут. При выключенном основном ключе S1 ток J замыкается через основной ключ S2.

Тогда выходная емкость основного ключа S1 заряжена до напряжения источника Е питания, а выходная емкость основного ключа S2 полностью разряжена. При этом конденсатор 5 также заряжен до напряжения источника Е питания с соответствующей полярностью.

Начальное напряжение на конденсаторе 4 будем считать равным U₀₊ с полярностью, показанной на схеме. Абсолютное значение напряжения U₀₊ будет определено ниже на одном из интервалов периода коммутации.

Представим основные интервалы мягкой коммутации тока J нагрузки от основного ключа S2 к основному ключу S1 и наоборот.

Перед включением первого основного ключа S1 включается второй ключевой узел 2 силового модуля.

1. Интервал перезаряда конденсатора 4 в последовательном LC контуре.

Через открытый второй ключевой узел 2 и открытый основной ключ S2 за счет колебательного процесса конденсатор 4 перезаряжается до начального напряжения U₀₊, но с обратной полярностью. Время перезаряда равно половине периода резонансной частоты LC контура:

$$\Delta t_1=\pi \sqrt{L_k{C}_k};(1)$$

где L_k - индуктивность дросселя 3; С_к - емкость конденсатора 4.

2. Интервал коммутации второго основного ключа S2.

После перезаряда конденсатора 4 ток дросселя 3 начинает нарастать встречно току нагрузки второго основного ключа S2, и при достижении величины тока J данный ключ запирается при нулевом токе, при этом с него может быть снят сигнал управления. Длительность интервала коммутации Δt₂ определяется уравнением:

$$\Delta t_2=\sqrt{L_k{C}_k}\arcsin \left({\rho }_{k}J/U_{0+}\right);(2)$$

где $${\rho }_k=\sqrt{L_k/C_k}$$ - волновое сопротивление последовательного LC контура.

В конце интервала коммутации напряжение на конденсаторе 4 становится равным величине U₀, которое определяется уравнением:

$$U_0=\sqrt{U_{0+}^2-{\left(J{\rho }_k\right)}^2}.(3)$$

3. Интервал резонансного разряда выходной емкости первого основного ключа S1.

Выходная емкость Ст первого основного ключа S1 определяется емкостью Сх конденсатора 5, которая выбирается много больше, чем собственная выходная емкость первого основного ключа S1:

$$C_T=C_X.(4)$$

После запирания второго основного ключа S2 в схеме образуется параллельный резонансный контур, в который входят источник J тока, конденсатор 5, а также дроссель 3 последовательного LC контура с последовательным эквивалентным источником напряжения:

$$E_{экв}=E-u_{Ck}\left(t\right);(5)$$

где u_Ck(t) - напряжение на конденсаторе 4.

При этом напряжение на первом основном ключе S1 будет изменяться в соответствии с уравнением:

$$u_{S1}\left(t\right)=E-U_0\left(1-\cos \left({\omega }_{0}t\right)\right)+\frac{J}{C_k}t;(6)$$

где $${\omega }_0=1/\sqrt{L_k{C}_x}$$ - круговая частота резонансного процесса перед включением первого основного ключа S1.

Напряжение на конденсаторе 4 в последовательном LC контуре при этом будет равно:

$$u_{Ck}\left(t\right)=U_0-U_0\frac{C_x}{C_k}\left(1-\cos \left({\omega }_{0}t\right)\right)-\frac{J}{C_k}t.(7)$$

Из уравнения (6) следует условие, при котором в результате резонанса на первом основном ключе S1 реализуется нулевое напряжение:

$$U_0\ge \frac{E}{2}\left(1+\frac{C_x}{C_k}\right)+\pi \sqrt{L_k{C}_x}\frac{J}{2C_k}.(8)$$

Таким образом, условие нулевого напряжения на первом основном ключе S1 определяется величиной напряжения U₀ на конденсаторе 4 в последовательном LC контуре в момент коммутации второго ключа S2 при заданных параметрах электрического режима работы схемы (Е и J) и выбранных параметрах мульти-резонансного контура (Lк, Ск и Сх).

Длительность Δt₃ интервала резонанса определим из уравнения (6) при u_S1(t)=0:

$$\Delta t_3=\sqrt{L_k{C}_x}\arccos \left(1-E/U_0\right).(9)$$

После интервала Δt₃ второй основной ключ S1 можно включить при нулевом напряжении подачей на него сигнала управления. При этом на втором основном ключе S2 реализуется отрицательное напряжение, по абсолютной величине равное напряжению Е.

4. Интервал сброса энергии из резонансного дросселя 3.

Напряжение на конденсаторе 4 в LC контуре после разряда выходной емкости первого основного ключа S1 становится равным:

$$U_{*}=U_0-E\frac{C_x}{C_k}-J\frac{C_x+C_k}{C_k^2}\Delta t_3.(10)$$

Ток дросселя 3 в LC контуре после разряда выходной емкости первого основного ключа S1 становится равным:

$$I_{*}=J+\left(U_0/{\rho }_0\right)\sin \left({\omega }_0\Delta t_3\right);(11)$$

где $${\rho }_0=\sqrt{L_k/C_x}$$ - волновое сопротивление мультирезонансного контура

при разряде выходной емкости первого основного ключа S1.

После отпирания первого основного ключа S1, последовательный LC контур через открытый второй ключевой узел 2 оказывается присоединенным к источнику питания схемы Е.

Решая при этом уравнение колебательного процесса в LC контуре, для тока дросселя 3 получаем:

$$i_{Lk}\left(t\right)=\sqrt{I_{*}^2+{\left[\left(E-U_{*}\right)/{\rho }_k\right]}^2}\cos \left({\omega }_{k}t+\beta \right);(12)$$

где β=arctg[(E-U_*)/(ρ_kI_*)].

Интегрируя (12) по времени, для напряжения на конденсаторе 4 получаем:

$$u_{Ck}\left(t\right)=E-\sqrt{{\left({\rho }_k{I}_{*}\right)}^2+{\left(E-U_{*}\right)}^2}\sin \left({\omega }_{k}t+\beta \right).(13)$$

Разность тока дросселя 3 и тока J протекает вначале через выходную емкость первого основного ключа S1, а затем через сам ключ S1.

Когда ток транзистора первого основного ключа S1 достигает величины тока J, ток дросселя 3 становится равным нулю.

Приравнивая (12) к нулевому значению для интервала сброса энергии Δt4, получаем:

$$\Delta t_4=\sqrt{L_k{C}_k}\left(\pi /2-\beta \right).(14)$$

Напряжение на конденсаторе 4 в LC контуре при этом оказывается равным:

$$U_{0-}=E-\sqrt{{\left({\rho }_k{I}_{*}\right)}^2+{\left(E-U_{*}\right)}^2};(15)$$

где U_0-=u_Ck(Δt4).

Напряжение на конденсаторе 4, равное U_0- с полярностью, противоположной начальному напряжению U₀₊, далее может быть использовано для мягкого выключения первого основного ключа S1 при нулевом токе.

5. Интервал проводимости тока нагрузки через ключ S1.

Данный Δt₅ интервал времени определяется длительностью открытого состояния первого основного ключа S1.

6. Интервал резонансного выключения первого основного ключа S1 при нулевом токе.

Перед выключением первого основного ключа S1 подают сигнал управления на первый ключевой узел 1 силового модуля, и ток i_Lk(t) последовательного LC контура начинает нарастать встречно току J, проходящему через открытый первый основной ключ S1:

$$i_{Lk}\left(t\right)=\left(U_{0-}/{\rho }_k\right)\sin \left({\omega }_{k}t\right).(16)$$

При этом напряжение на конденсаторе 4 в LC контуре будет изменяться по закону:

$$u_{Ck}\left(t\right)=U_{0-}\cos \left({\omega }_{k}t\right).(17)$$

Поскольку первый основной ключ S1 находится в открытом состоянии, напряжение на конденсаторе 5 равно нулю. Тогда круговая частота резонансного процесса при выключении первого основного ключа S1 будет определяться частотой ω_к последовательного LC контура, которая отличается от резонансной частоты ω₀.

Таким образом, колебательные процессы в LCC контуре силового модуля, состоящем из дросселя 3, конденсатора 4 и конденсатора 5, носят мультирезонансный характер, поскольку имеют различные резонансные частоты при включении и выключении основных ключей SI, S2 преобразователя тока.

Выключение первого основного ключа S1 при нулевом токе возможно только при выполнении условия:

$$U_{0-}\ge {\rho }_{k}J(18)$$

В момент равенства тока в дросселе 3 и тока J ток первого основного ключа S1 становится равным нулю, и с него может быть снят сигнал управления.

Длительность Δt₆ интервала определяется из уравнения (16) для заданного тока J:

$$\Delta t_6=\sqrt{L_k{C}_k}\left(\pi /2+\arccos \left({\rho }_{k}J/U_{0-}\right)\right).(19)$$

В момент времени, когда ток в дросселе 3 достигает максимального значения, напряжение на конденсаторе 4 вновь изменяет свою полярность и затем возрастает до величины U_*. Данное напряжение определяется из уравнения (17) при подстановке в него интервала времени Δt₆:

$$U_{*}=\sqrt{{\left(U_{0-}\right)}^2-{\left({\rho }_{k}J\right)}^2}.(20)$$

Величина напряжения U_* зависит от тока нагрузки J. Но в любом случае напряжение U_* будет ниже первоначального напряжения, равного U₀₊. Для обеспечения устойчивости циклов мягких переключений необходимо поднять уровень напряжения на конденсаторе 4 в LC контуре до начальной величины U₀₊. С этой целью после выключении первого основного ключа S1 первый ключевой узел 1 силового модуля оставляют в открытом состоянии.

7. Интервал дозаряда конденсатора 4 до напряжения источника питания Е.

Поскольку напряжение U_* на конденсаторе 4 меньше напряжения питания Е, ток нагрузки не может протекать через канал проводимости второго основного ключа S2 из-за его однонаправленного характера, даже если на ключ S2 при этом подан импульс управления. Таким образом, единственный путь для замыкания тока J лежит через последовательный LC контур и открытый первый ключевой узел 1. При этом ток J будет практически линейно заряжать конденсатор 4:

$$u_{Ck}\left(t\right)=U_{*}+\frac{J}{C_k}t.(21)$$

Длительность интервала At₇ дозаряда конденсатора 4 определяется из уравнения (21) при напряжении на данном конденсаторе, равном Е:

$$\Delta t_7=\frac{\left(E-U_{*}\right)C_k}{J}.(22)$$

8. Интервал резонансного восстановления начального напряжения на конденсаторе в LC контуре.

Когда напряжение на конденсаторе 4 увеличивается до напряжения Е, открывается канал проводимости второго основного ключа S2. Через данный ключ S2 и ключевой узел 1 силового модуля последовательный LC контур подключается к источнику питания Е, и в контуре начинается еще один резонансный процесс с круговой частотой ω_к. Ток в дросселе 3 и напряжение на конденсаторе 4 описываются при этом системой уравнений:

$$\{\begin{array}{l}{i}_{Lk}\left(t\right)=J\cos \left({\omega }_{k}t\right)\\ u_{Ck}\left(t\right)=E+{\rho }_{k}J\sin \left({\omega }_{k}t\right)\end{array}(23)$$

Через четверть периода колебательного процесса ток дросселя 3 меняет свое направление.

Еще через половину периода тока дросселя 3 вновь достигает нуля, при этом ключевой узел 1 может быть выключен при нулевом токе. Таким образом, полная длительность Δt₈ интервала составляет три четверти от периода резонанса, равного $$2\pi \sqrt{L_k{C}_k}$$ :

$$\Delta t_8=\frac{3}{2}\pi \sqrt{L_k{C}_k.}(24)$$

Подставляя Δt₈ в уравнение (23) для напряжения на конденсаторе 4 в LC контуре в конце интервала получаем:

$$u_{Ck}\left(\Delta t_8\right)=E-{\rho }_{k}J=U_{0+}.(25)$$

Можно считать, что полный цикл одного периода коммутации завершен. И, начиная с напряжения U₀₊ на конденсаторе 4, можно начинать очередной такт.

Чем больше ток J, тем сложнее выполнить условия мягкого переключения основных ключей S1 и S2 преобразователя тока в соответствии с формулами (8) и (18). Поэтому выбор номиналов элементов мульти-резонансного контура, удовлетворяющих указанным условиям, следует проводить для максимального тока нагрузки. Для всех других значений тока J ниже максимального условия мягкого переключения основных ключей S1 и S2 будут выполняться автоматически.

Динамические процессы в первом и втором ключевых узлах 1 и 2 рассматриваемого силового модуля также носят мягкий характер, и коммутация в них протекает при нулевом токе за счет плавного изменения тока в колебательном LC контуре.

В процессе работы инверторов тока и активных выпрямителей тока источник напряжения Е, входящий в контур коммутации, меняет свою полярность. С изменением полярности на источнике напряжения изменяются начальные условия в схеме. Теперь в начальный момент времени ток нагрузки будет замыкаться через открытый основной ключ S1, и следует рассматривать коммутацию тока J с ключа S1 на ключ S2. Выходная емкость основного ключа S2 в начальный момент времени будет заряжена до напряжения источника Е с полярностью, соответствующей полярности напряжения в скобках (Фиг.4).

Поскольку вспомогательные ключевые узлы 1 и 2 силового модуля являются двунаправленными по току и обладают прямой и обратной блокирующей способностью по напряжению, все процессы коммутации тока между ключами SI и S2 будут иметь те же основные интервалы, что и в рассмотренном варианте. Теперь перед включением основного ключа S2 надо включить первый ключевой узел 1 силового модуля. При этом обеспечиваются условия отпирания ключа S2 при нулевом напряжении. Затем, после интервала проводимости ключа S2, происходит его запирание при нулевом токе за счет отпирания второго ключевого узла 2 силового модуля.

Принцип работы устройства и критерии мягкого переключения не изменяются при применении различных типов основных ключей, которые находят применение в преобразователях тока (GTO и IGCT тиристоры, биполярные транзисторы с изолированным затвором - IGBT и IEGT).

На Фиг.3 показаны возможные варианты схемной реализации двунаправленных по току ключевых узлов 1 и 2 с прямой и обратной блокирующей способностью по напряжению в составе силового модуля с мульти-резонансным контуром.

Далее рассмотрим примеры конкретного применения предложенного устройства.

На Фиг.5 представлено три (по количеству фаз) силовых модуля с мульти-резонансным контуром и двунаправленными по току ключевыми узлами с прямой и обратной блокирующей способностью по напряжению, подключенные к цепи переменного тока в инверторе тока на стороне катодной группы ключей инвертора.

На Фиг.6 представлено три (по количеству фаз) силовых модуля с мульти-резонансным контуром и двунаправленными по току ключевыми узлами с прямой и обратной блокирующей способностью по напряжению, подключенные к цепи переменного тока в инверторе тока на стороне анодной группы ключей инвертора.

На Фиг.7 представлено три (по количеству фаз) силовых модуля с мульти-резонансным контуром и двунаправленными по току ключевыми узлами с прямой и обратной блокирующей способностью по напряжению, подключенные к цепи переменного тока в активном выпрямителе тока на стороне катодной группы ключей выпрямителя.

На Фиг.8 представлено три (по количеству фаз) силовых модуля с мульти-резонансным контуром и двунаправленными по току ключевыми узлами с прямой и обратной блокирующей способностью по напряжению, подключенные к цепи переменного тока в активном выпрямителе тока на стороне анодной группы ключей выпрямителя.

Мягкая коммутация в данных преобразователях тока (Фиг.5-8) заключается в том, что первый и второй силовые выводы каждого из модулей присоединяются к выводам соответствующих конденсаторов, подключенных между точками фаз в цепи переменного тока преобразователей тока, и являющихся источниками знакопеременного напряжения. При этом третий силовой вывод модуля подключается к точке соединения «катодов» или «анодов» основных ключей преобразователей, причем данная точка является также полюсом источника тока нагрузки, роль которого выполняет входной ток инвертора или выходной ток выпрямителя тока.

Рассмотрим пример конкретного исполнения устройства по настоящему изобретению.

Предложенное устройство было исполнено для трехфазного инвертора тока, процессы коммутации в котором рассчитаны с помощью программы схемотехнического моделирования PSpice.

Напряжение источника питания Е=500 В.

Ток нагрузки J=40 А.

Основные ключи S1 и S2 инвертора тока - запираемые тиристоры GTO, класс напряжения 1200 В, средний ток анода 100 А, напряжение насыщения 1,2 В, выходная емкость 0,5 нФ.

Первый и второй ключевые узлы 1 и 2 силового модуля с мульти-резонансным контуром являются двунаправленными по току ключевыми узлами с прямой и обратной блокирующей способностью по напряжению, выполненными по схеме диодного моста с транзисторным ключом в его диагонали (Фиг.3). Диоды импульсного типа, класс напряжения 1200 В, средний ток 60 А, импульсный ток 500 А, напряжение в открытом состоянии 1,75 В, время восстановления 40 не. Транзистор типа NPT-IGBT, класс напряжения 1200 В, средний ток коллектора 50 А, импульсный ток коллектора 400 А, напряжение насыщения 2,0 В, выходная емкость 0,2 нФ.

Дроссель 3 - индуктивность 2,0 мкГн.

Конденсатор 4 - емкость 0,15 мкФ, напряжение 1000 В.

Конденсатор 5 - емкость 4,7 нФ, напряжение 1000 В.

На Фиг.9 представлена осциллограмма мягкого переключения одного из основных ключей преобразователя тока при применении силового модуля с резонансным LCC контуром и двунаправленными по току ключевыми узлами с прямой и обратной блокирующей способностью по напряжению по настоящему изобретению. Основной ключ инвертора тока включается при нулевом напряжении и выключается при нулевом токе.

Масштаб по вертикали:

Канал 1: напряжение на ключе S1

(напряжение на конденсаторе 5); 400 В/дел.

Канал 2: ток ключа S1; 50 А/дел.

Масштаб по горизонтали:

Время - 3 мкс/дел.

На Фиг.10 представлена осциллограмма мягкого переключения двунаправленного по току первого ключевого узла 1 с прямой и обратной блокирующей способностью по напряжению в составе силового модуля с резонансным LCC контуром по настоящему изобретению. Данный первый ключевой узел 1 включается и выключается при нулевом токе.

Масштаб по вертикали:

Канал 1: напряжение на ключевом узле 1; 400 В/дел.

Канал 2: ток ключевого узла 1; 50 А/дел.

Масштаб по горизонтали:

Время - 3 мкс/дел.

На Фиг.11 представлена осциллограмма мягкого переключения двунаправленного по току второго ключевого узла 2 с прямой и обратной блокирующей способностью по напряжению в составе силового модуля с резонансным LCC контуром по настоящему изобретению. Данный второй ключевой узел 2 включается и выключается при нулевом токе.

Масштаб по вертикали:

Канал 1: напряжение на ключевом узле 2; 400 В/дел.

Канал 2: ток ключевого узла 2; 50 А/дел.

Масштаб по горизонтали:

Время - 3 мкс/дел.

На Фиг.12 представлена осциллограмма напряжения на конденсаторе 4 и осциллограмма тока в дросселе 3 в составе силового модуля с резонансным LCC контуром по настоящему изобретению. Конденсатор 4 восстанавливает начальное напряжение к очередному такту коммутации. Ток дросселя 3 определяет мягкую коммутацию первого и второго ключевых узлов 1 и 2 силового модуля при нулевом токе.

Масштаб по вертикали:

Канал 1: напряжение на конденсаторе 4; 400 В/дел.

Канал 2: ток дросселя 3; 50 А/дел.

Масштаб по горизонтали:

Время - 3 мкс/дел.

1. Силовой модуль, содержащий два последовательно соединенных двунаправленных по току ключевых узла с прямой блокирующей способностью по напряжению, и последовательно соединенные дроссель и первый и второй конденсаторы, причем один вывод первого ключевого узла подключен к первому силовому выводу модуля, другой вывод первого ключевого узла соединен с одним выводом второго ключевого узла и выводом дросселя, другой вывод второго ключевого узла подключен ко второму силовому выводу модуля, точка соединения первого и второго конденсаторов подключена к третьему силовому выводу модуля, другой вывод второго конденсатора соединен с одним из первого и второго силовых выводов модуля, отличающийся тем, что ключевые узлы силового модуля выполнены с обратной блокирующей способностью по напряжению.

2. Модуль по п.1, отличающийся тем, что ключевой узел содержит первый и второй ключевые узлы и первый и второй диоды, анод первого диода и катод второго диода объединены и образуют один вывод ключевого узла, первый и второй диоды соединены последовательно с одними выводами одноименных ключей, другие выводы которых объединены и образуют другой вывод ключевого узла.

3. Модуль по п.1, отличающийся тем, что ключевой узел содержит первый и второй ключи, снабженные каждый одноименным встречно-параллельным диодом, аноды которых соединены, а катоды образуют одноименные выводы ключевого узла.

4. Модуль по п.1, отличающийся тем, что ключевой узел содержит мостовую схему из четырех диодов и ключ, включенный в диагональ мостовой схемы между точками соединения анодов и катодов соответствующих диодов, при этом точки соединения анода и катода диодов в другой диагонали мостовой схемы образуют выводы ключевого узла.