Способ борьбы с межсимвольными искажениями цифровых сигналов

Изобретение относится к способу борьбы с межсимвольными искажениями цифровых сигналов. Технический результат заключается в увеличении общей помехоустойчивости передачи сигналов по многолучевым каналам. Способ включает в себя ввод основного сигнала, формирование тестовых сигналов, поочередное подключение основного и тестовых сигналов, прием основного сигнала, демодуляцию, прием тестовых сигналов, выделение коэффициентов межсимвольной интерференции и эквалайзинг по алгоритму Витерби. При этом в способ вводят формирование биполярной последовательности, формирование биполярных значений, передачу коэффициентов межсимвольной интерференции и прием коэффициентов межсимвольной интерференции, причем на приемной стороне последовательно осуществляют прием тестовых сигналов, выделение коэффициентов межсимвольной интерференции и передачу коэффициентов межсимвольной интерференции, также на приемной стороне производят прием основного сигнала и демодуляцию, при этом эквалайзинг по алгоритму Витерби производят на передающей стороне, кроме этого на передающей стороне после ввода основного сигнала производят формирование биполярной последовательности, по которой определяют метрики переходов при эквалайзинге по алгоритму Витерби, также на передающей стороне осуществляют прием коэффициентов межсимвольной интерференции, по которым вычисляют значения переходов при эквалайзинге по алгоритму Витерби, при этом формирование биполярных значений вводят в эквалайзинг по алгоритму Витерби между определением значений переходов и определением метрик переходов, а результат определения логической последовательности по оставшемуся пути используют при поочередном подключении основных и тестовых сигналов. 5 ил.

 

Способ борьбы с межсимвольными искажениями цифровых сигналов относится к области техники связи и может быть использован при передаче цифровых радиосигналов по многолучевым каналам в двухсторонних линиях передачи при бинарной фазовой модуляции в условиях появления межсимвольных искажений сигналов (межсимвольной интерференции - МСИ), вызванных наложением и интерференцией между собой соседних символов.

Известны различные способы борьбы с межсимвольными искажениями, описанные, например, в книгах: Скляр Б. Цифровая связь. Теоретические основы и практическое применение - М.: Изд. дом «Вильяме», 2003; Прокис Дж. Цифровая связь. Пер с англ. / Под ред. Д.Д. Кловского - М.: Радио и связь, 2000 и Ипатов В.П., Орлов В.К., Самойлов И.М. Системы мобильной связи - М.: Горячая линия - Телеком, 2003. Они основаны на внесении различного рода искажений в передаваемый цифровой сигнал, в определенной степени компенсирующих неравномерность частотной характеристики канала передачи, которая вызвана многолучевым распространением радиоволн, и вызывает наложение и межсимвольную интерференцию соседних передаваемых символов.

Для этого используются периодически передаваемые тестовые сигналы, которые служат для измерения текущего состояния канала передачи. На их основе определяются требуемые параметры канала, используемые для внесения искажений в принятый сигнал. При использовании двухсторонних систем передачи информация о параметрах канала по каналу обратной связи может транслироваться обратно на передающую сторону, и искажения, компенсирующие межсимвольную интерференцию, вносятся еще до передачи по каналу.

В частности, с помощью тестирования измеряют текущую форму частотной характеристики (ЧХ) канала передачи K_T(ƒ), которая при многолучевом распространении имеет неравномерную форму. Принятые сигналы пропускают через фильтр с перестраиваемой частотной характеристикой, близкой к 1\K_T(ƒ), в результате чего ее неравномерность значительно уменьшается, и межсимвольные искажения снижаются до приемлемого уровня.

В двухсторонних линиях передачи по каналу обратной связи информацию о текущем виде ЧХ канала транслируют на передающую сторону. На ее основе производят коррекцию частотной характеристики сигнала еще в передатчике, пропуская сигнал также через корректирующий фильтр с частотной характеристикой, близкой к 1/IK_T(ƒ). В результате после прохождения канала передачи сигнал с выровненной ЧХ на приемную сторону приходит с минимальными повреждениями от МСИ. Недостатки этих способов заключаются в том, что, несмотря на коррекцию частотной характеристики сигналов и уменьшение негативного влияния МСИ, общая помехоустойчивость передачи сигналов улучшается в гораздо меньшей степени или даже может не возрасти вовсе. Общая помехоустойчивость, кроме межсимвольных искажений, определяется и другими негативными факторами (аддитивным тепловым шумом входных цепей приемника). При использовании упомянутых способов уровень шума по отношению к сигналу может возрасти, что ведет к уменьшению отношения «сигнал/шум» и снижению помехоустойчивости.

В частности, при использовании корректирующего фильтра в приемнике форму ЧХ принятого сигнала после фильтра можно в достаточной степени считать восстановленной. Однако, если до фильтра энергетический спектр шумов был достаточно равномерным, то после фильтра равномерность значительно нарушается. В некоторых участках рабочей полосы частот в частотной характеристике канала могут появляться значительные провалы, вплоть до уровней, близких к нулевым. Это означает, что в обратной характеристике в этих местах частотной полосы мощность шумов будет возрастать очень значительно. В результате общее отношение «сигнал/шум» падает, что компенсирует улучшение общей помехоустойчивости за счет нейтрализации МСИ (которая в принципе может даже снижаться).

Во втором способе-аналоге использование искажения спектра передаваемого сигнала в передатчике на свойства шумовой составляющей приемника не влияет. Однако при этом увеличивается другой негативный фактор. Он определяется эффективностью использования энергетических возможностей передатчика. Обычно стремятся их использовать в максимальной степени. Максимальная мощность передаваемого сигнала определяется характеристиками выходного каскада передатчика. Пусть максимальная мощность передаваемого сигнала равна Р_TMAX. При использовании различных видов модуляции форма огибающей символов может иметь различный вид, пусть ее максимальное значение равно Р_CMAX. Для неискаженной передачи, естественно, должно выполняться условие Р_CMAX≤Р_TMAX. (Условно можно считать, что Р_CMAX=Р_TMAX).

Однако прохождение сигнала через фильтр с неравномерной частотной характеристикой неизбежно ведет к изменениям формы огибающей. При постоянном уровне огибающей (например, при использовании BPSK) средний уровень мощности сигнала равен Р_C0=Р_CMAX=Р_TMAX. После корректирующего фильтра появляется значительная неравномерность огибающей в виде выбросов и провалов. Но для устранения МСИ сигнал должен передатчиком передаваться сигнал с именно такой формой огибающей, в противном случае не будет происходить коррекция ЧХ канала. А при неравномерной форме огибающей средний уровень сигнала может оказаться значительно меньше максимального, Р_C0<Р_CMAX=РT_MAX. Подобное ухудшение пик-фактора сигнала будет наблюдаться и при любых других видах модуляции. Следовательно, при той же максимальной мощности передатчика снижается средний уровень передаваемого (и принимаемого) сигналов, а также и средний уровень отношения «сигнал/шум» в приемнике. Это ведет к снижению общей помехоустойчивости передачи, которая также компенсирует ее увеличение за счет устранения МСИ.

Наиболее близким к заявляемому способу является способ, описанный в кн.: Скляр Б. Цифровая связь. Теоретические основы и практическое применение - М.: Изд. дом «Вильяме», 2003. Он основан на процедуре эквалайзинга (выравнивания), базирующегося на алгоритме Витерби, сходном с «мягким» алгоритмом декодирования сверточных кодов. При этом физические искажения в форме фильтрации в сигналы не вносятся, а обработка и коррекция производится в приемнике на логическом уровне с учетом знания параметров межсимвольной интерференции, возникающей в канале.

В частности, пусть МСИ в межсимвольной интерференции участвуют М соседних символов. Среди них будет символ с максимальным уровнем, считающийся основным, по которому производится получение передаваемой информации, и М-1 мешающих символов, которые накладываются на него. Тогда i-й принятый символу, может быть описан формулой:

где х_i - передаваемые символы; a_j - весовые коэффициенты, с которыми интерферируют (складываются) символы, определяющиеся многолучевым распространением. Формула соответствует случаю, когда на основной символ накладываются предыдущие символы, хотя могут накладываться и часть последующих символов, при этом картина МСИ принципиально не меняется. Величина коэффициентов достаточно легко измеряется во время тестовых сеансов, когда передается одиночный тестовый символ (не содержащий передаваемой информации) и после него через интервалы времени, соответствующие длительности одного символа измеряется величина отклика демодулятора.

Фактически информационный сигнал на каждом шаге может считаться результатом линейного кодирования (результатом алгебраической обработки) вектора состояния, однозначно определяемого последовательностью переданных информационных символов. (Различие со сверточным кодированием заключается в том, что при кодировании используется не алгебраическая, а логическая обработка соседних символов). Следовательно, проводя процедуру, сходную со сверточным декодированием (с поправкой на алгебраическую обработку), можно убрать МСИ.

В способе-прототипе это производится с использованием кодовой решетки. Такая кодовая решетка на каждом шаге при бинарном сигнале содержит 2^M узлов (состояний). Шаг соответствует одному принятому символу. Из каждого узла (состояния) выходит 2 ребра (перехода) в 2 определенные состояния, используемые на следующем шаге. Каждый переход маркируется значением y_i, которое принимает в соответствии с (1) при передаче данного основного символа.

После этого для каждого перехода вычисляется его метрика. Метрика каждого перехода определяется различием между ожидаемыми значениями принятого демодулированного символа и значениями каждого перехода. Различия вычисляются с помощью эвклидова расстояния между этими величинами.

Далее вычисляются метрики всех новых 2 м состояний. Для этого метрика каждого перехода складывается с метрикой предыдущего узла (состояния) из которого выходит этот переход. К каждому из новых состояний подходит по два перехода. Далее один из переходов отбрасывается (тот, у которого эта сумма больше). Кроме этого отбрасываются и все оставшиеся переходы, входящие в узел, из которого выходил отброшенный переход.

Таким образом, при использовании данного способа по мере работы количество оставшихся путей постоянно уменьшается, пока не останется единственный путь. Он определяет значения символов передаваемой информационной последовательности.

Недостатком описанного способа-прототипа является его чувствительность к уровню аддитивных шумов приемника. При из заметном уровне нужные значения метрик переходов и состояний не могут быть вычислены с требуемой точностью. Это приводит к неправильному отбрасыванию путей. В результате передаваемая последовательность восстанавливается в искаженном виде и количество вновь возникших ошибок может превысить число появляющихся под воздействием МСИ.

Кроме этого все перечисленные способы обладают общим недостатком. Как известно, эффективность способов кодирования зависит от величины битовых ошибок в канале и если оно достаточно велико, исправляющая способность кодов нарушается и их применение становится неэффективным. Все это снижает общую помехоустойчивость передачи информации в цифровых системах при воздействии межсимвольных искажений.

Задачей предлагаемого способа борьбы с межсимвольными искажениями цифровых сигналов является повышение общей помехоустойчивости при передаче информации по многолучевым каналам.

Поставленная задача решается тем, что в способ борьбы с межсимвольными искажениями цифровых сигналов, включающий в себя ввод основного сигнала, формирование тестовых сигналов, поочередное подключение основного и тестовых сигналов, прием основного сигнала, демодуляцию, прием тестовых сигналов, выделение коэффициентов межсимвольной интерференции и эквалайзинг по алгоритму Витерби, представляющий собой пошаговое вычисление значений переходов по решетчатой диаграмме, после чего определение метрик переходов, затем получение метрик путей многоканальным суммированием метрик переходов и метрик состояний предыдущего шага, сравнение метрик состояний и выделение путей с минимальной метрикой, переход к следующему шагу с отбрасыванием путей с большими метриками, и определение логической последовательности по оставшемуся пути, вводят формирование биполярной последовательности, формирование биполярных значений, передачу коэффициентов межсимвольной интерференции и прием коэффициентов межсимвольной интерференции, причем на приемной стороне последовательно осуществляют прием тестовых сигналов, выделение коэффициентов межсимвольной интерференции и передачу коэффициентов межсимвольной интерференции, также на приемной стороне производят прием основного сигнала и демодуляцию, при этом эквалайзинг по алгоритму Витерби производят на передающей стороне, кроме этого, на передающей стороне после ввода основного сигнала производят формирование биполярной последовательности, по которой определяют метрики переходов при эквалайзинге по алгоритму Витерби, также на передающей стороне осуществляют прием коэффициентов межсимвольной интерференции, по которым вычисляют значения переходов при эквалайзинге по алгоритму Витерби, при этом формирование биполярных значений вводят в эквалайзинг по алгоритму Витерби между определением значений переходов и определением метрик переходов, а результат определения логической последовательности по оставшемуся пути используют при поочередном подключении основных и тестовых сигналов.

На чертежах представлены: на фиг. 1 - схематическая последовательность операций предлагаемого способа; на фиг.2 - рисунки, поясняющие сходство алгоритма сверточного кодирования и воздействия МСИ; на фиг. 3 - пример нумерации состояний и переходов в одной ячейке решетчатой диаграммы при декодировании; на фиг. 4 - пример вычисления нумерации состояний и переходов в эквалайзере Витерби; на фиг. 5 - пример реализации предлагаемого способа.

На фиг. 1 обозначены операции: формирование тестовых сигналов 1; ввод основного сигнала 2; формирование биполярной последовательности 3; поочередное подключение основного и тестового сигналов 4; прием тестовых сигналов 5; выделение коэффициентов межсимвольной интерференции 6; передача коэффициентов межсимвольной интерференции 7; прием основного сигнала 8; демодуляция 9; прием коэффициентов межсимвольной интерференции 10; эквалайзинг по алгоритму Витерби 11; вычисление значений переходов 12; определение метрик переходов 13; многоканальное суммирование 14; сравнение метрик состояний и выделение путей с минимальной метрикой 15; переход к следующему шагу с отбрасыванием путей с большими метриками и запоминание оставленных путей 16; определение логической последовательности по оставшемуся пути 17; и формирование биполярных значений 18.

На фиг. 2 обозначены: коммутатор 19; первый 20 и второй 21 сумматоры по модулю 2; сдвиговый регистр 22, сдвиговый регистр 23, алгебраический сумматор 24.

На фиг. 5 обозначены: генератор тестовых сигналов 25; коммутатор 26; источник основных сигналов 27; приемник служебного канала 28; первый 29 и второй 30 формирователи; эквалайзер Витерби 31; вычислитель значений переходов 32; многоканальный вычитатель 33; многоканальный сумматор 34; блок сравнения и выбора 35; первый 36, второй 37 и третий 38 блоки памяти; передатчик 39; приемник тестовых сигналов 40; вычислитель коэффициентов межсимвольной интерференции 41; передатчик служебного канала 42; приемник основных сигналов 43; демодулятор основного сигнала 44 и демодулятор тестовых сигналов 45.

Операции предлагаемого способа осуществляются следующим образом. На передающей стороне осуществляется поочередная передача основного сигнала, переносящего передаваемую по системе связи информацию, и тестовых сигналов, используемых для определения текущего состояния канала передачи (операция 4). Тестовые сигналы формируются операцией 1 и передаются во время специальных тестовых сеансов, которые проводятся периодически с известным периодом. Во время тестового сеанса излучается тестовый импульс длительностью, совпадающей с информационным символом. Его вид известен на приемной стороне. До и после передачи тестового импульса передача сигналов не производится вообще. Длительность тестовых сеансов определяется количеством мешающих символов и общей длительностью отклика канала на один символ (т.е., равна МТ_И, где Т_И - длительность одного символа).

На передающей стороне также осуществляется ввод основного сигнала (операция 2), т.е. получение от источника передаваемой информации двоичной логической последовательности х_i, содержащей передаваемую по системе информацию. На основе этой последовательности операцией 3 производится формирование биполярной последовательности X_i. В результате вырабатываются следующие сигналы: при поступлении на вход операции логического нуля на ее выходе вырабатывается сигнал, равный -1, при поступлении логической единицы вырабатывается сигнал, равный +1.

На приемной стороне производится прием основного сигнала, переносящего информацию (операция 8), и тестовых сигналов (операция 5). Операцией 9 осуществляется демодуляция основного сигнала, и полученная последовательность принятых информационных символов подается на выход для последующего использования.

Операцией 6 производится выделение коэффициентов межсимвольной интерференции (коэффициентов a_j, из формулы (1)). Для этого во время тестовых сеансов измеряется отклик канала на тестовый символ через интервалы времени T_И до и после него. Измеренные коэффициенты МСИ a_j, по каналу обратной связи транслируются обратно на передающую сторону (операция 7).

На передающей стороне сигнал, содержащий информацию о значениях коэффициентов МСИ, выделяется из принятого обратного сигнала (операция 10), и далее используется в эквалайзере Витерби (операция эквалайзинга по алгоритму Витерби 11).

Алгоритм эквалайзинга по алгоритму Витерби включает в себя несколько операций. В частности, операции 12-17 стандартные для работы эквалайзера, операция 18 ведена вновь в эквалайзер. В частности, на основе значений переходов δ_j, которые определяются различными вариантами суммирования-вычитания коэффициентов МСИ, определяются метрики переходов (операция 12). После этого осуществляется операция формирования биполярных значений 18, которая была внесена вновь в последовательность операций эквалайзера. В ней на основе знака значений переходов формируются значения, равные либо +1, либо -1. В частности, если значение какого-либо перехода отрицательное, то этой операцией формируется значение -1, если же значение какого-либо перехода - положительное или нулевое, то этой операцией формируется значение +1. Остальные далее следующие операции эквалайзера - стандартные.

Операцией 13 определяются метрики переходов. Для этого по каждому принятому символу находятся модули разности величины X_i и значений для каждого перехода при данном шаге из предыдущего состояния в последующее. В результате получаются метрики каждого перехода μ для данного шага.

В операции многоканального суммирования 14 на основе метрик переходов получают метрики путей. Для этого к метрикам Г_j всех предыдущих состояний эквалайзера прибавляются полученные в предыдущей операции метрики μ тех переходов, которые отходят от каждого состояния. В последующей операции 15 анализируются по каждому состоянию те два перехода, которые к нему подходят, в частности полученные в предыдущей операции величины их сумм Г_j и μ. По каждому состоянию выбирается тот переход, у которого такая сумма меньше по величине. Она становится метрикой данного состояния для последующей обработки. Второй переход с значением суммы отбрасывается. Оставленный переход добавляется к той совокупности переходов, которые вели к состоянию, из которого этот переход выходит, образуя один из путей.

В операции 16 все оставшиеся пути запоминаются, а пути, окончившиеся отброшенным на этом шаге переходом, из памяти удаляются. При переходе к следующему шагу после получения нового значения Х_i, соответствующего новому передаваемому информационному символу, полученные новые метрики переходов используются в операции многоканального суммирования 14 теперь уже в качестве исходных для вычислений следующего шага. Кроме этого, на тех предыдущих шагах, на которых остался только один из путей, номера его переходов в операции 17 соотносятся с соответствующими им символами. Полученная в результате подобной обработки последовательность передается по каналу передачи вместо исходной информационной последовательности х_i. С помощью операции 4 она передается в промежутках между тестовыми сеансами.

Блоки на фиг. 2 работают следующим образом. Блоки 19-22 соответствуют известному алгоритму сверточного кодирования со скоростью . Для этого кодируемые информационные символы х_i подаются на последовательный вход сдвигового регистра 22. При появлении каждого нового информационного символа все содержимое регистра сдвигается вправо на одну ячейку. С параллельных выходов сдвигового регистра подаются сигналы на первый 20 и второй 21 сумматоры по модулю 2. При этом в каждом сумматоре используются не все выходы регистра, а только определенные их номера, которые зависят от применяемого кода. Выходы обоих сумматоров по модулю 2 подсоединены ко входам коммутатора 19 и подключаются к его входу поочередно. После поступления на сдвиговый регистр каждого нового информационного символа вырабатываются два кодовых символа, которые поочередно передаются по каналу связи. Каждый кодовый символ - это результат логической свертки нескольких предыдущих информационный символов.

Блоки 23 и 24 иллюстрируют преобразования сигнала, которые происходят в канале в результате межсимвольной интерференции. Поскольку в ней участвуют несколько соседних переданных символов, их можно представить записанными также в некоторый сдвиговый регистр 23. Далее они суммируются в сумматоре 24. Но здесь происходит не логическое суммирование (по модулю 2), а алгебраическое суммирование их арифметических значений (формируется взвешенная с коэффициентами a_j сумма в соответствии с формулой 1).

Блоки на фиг. 5 работают следующим образом. Генератор тестовых сигналов 25 вырабатывает тестовые сигналы, представляющие собой импульсы с длительностью, равной длительности информационных символов, следующие с частотой, определяемой скоростью изменения параметров канала передачи. Из источника основных символов 27 (информационных) поступают логические символы информационной последовательности х_i, которую необходимо передать по системе связи. В первом формирователе 29 на их основе формируются биполярные символы X_i, таким образом, что значение символа Х_i, равное +1, вырабатывается в случае, если значение соответствующего ему информационного символа последовательности х_i было равно логической единице, и значение символа X_i, равное -1, вырабатывается, если значение соответствующего символа последовательности х_i было равно логическому нулю. Коммутатор 26 подключает на свой выход либо сигнал с генератора тестовых сигналов 26 (во время тестовых сеансов), либо сформированную последовательность z_i с выхода эквалайзера Витерби 31 (в интервалах между тестовыми сеансами). Выходной сигнал коммутатора поступает на передатчик, и передается на приемную сторону.

На приемной стороне приемник основного сигнала 43 выделяет основной сигнал в интервалах между тестовыми сеансами, который далее демодулируется в демодуляторе основного сигнала 44 и подается для дальнейшего использования.

Приемник тестовых сигналов 40 во время тестовых сеансов выделяет отклик канала на тестовый сигнал. Он состоит из отклика канала на основной символ, и сдвинутых относительно него откликов на мешающие символы. Эти отклики демодулируются демодулятором тестовых сигналов 45, аналогичным демодулятору основного сигнала 44. После этого вычислителем коэффициентов межсимвольной интерференции 41 определяются значения коэффициентов а_р характеризующих соотношения между уровнями основного и мешающих символов, входящих в выражение (1). Для этого измеряются отсчеты выходного сигнала демодулятора тестовых сигналов 41 в момент окончания основного символа и в моменты, отстоящие от него на интервал длительности одного информационного символа. Вычисленные значения коэффициентов с помощью передатчика служебного канала 42 транслируются по каналу обратной связи обратно на передающую сторону.

На передающей стороне эти сигналы выделяются с помощью приемника служебного канала 28 и полученные значения коэффициентов a_j поступают на эквалайзер Витерби 31. Внутри эквалайзера Витерби вычислитель значения переходов на основе коэффициентов a_j вычисляет значения каждого перехода δ_j в виде всех возможных алгебраических сумм этих коэффициентов, которые запоминаются с остаются постоянными до следующего тестового сеанса.

Далее во втором формирователе 30 на их основе формируются биполярные значения переходов, которые вновь приписываются соответствующему переходу вместо предыдущих значений. Формирование осуществляется округлением до значения +1, если значение перехода (его алгебраическая сумма коэффициентов a_j) была больше или равна нулю, и округлением до -1, если его значение было меньше нуля.

После этого в многоканальном вычитателе 33 определяются метрики μ каждого перехода в виде модуля разности между значением текущего символа X_i с выхода первого формирователя 29 и полученным биполярным значением каждого перехода. С первого блока памяти 36 поступают значения метрик состояний Г_j, полученные на предыдущем шаге. В многоканальном сумматоре 34 они складываются с метриками тех переходов, которые выходят из каждого состояния. После этого в блоке сравнения и выбора 35 производится анализ этих сумм по каждому новому состоянию.

В каждое состояния входит два перехода. Сравниваются соответствующие им суммы, и выбирается тот переход, сумма которого меньше по величине, другой переход отбрасывается. Таким образом, получаются новые метрики состояний Г_i+1, которые будут использоваться в следующем шаге. Эти метрики запоминаются во втором блоке памяти 37 и при начале следующего шага передаются в первый блок памяти 36.

Также во втором блоке памяти 37 запоминаются номера оставшихся переходов для каждого состояния и присоединяются к тем номерам переходов, которые составляли путь до данного состояния. Пути, подходившие к отброшенным на этом шаге переходам, из памяти удаляются. В памяти по каждому шагу хранятся пути, если их остается более одного. Когда остается для каждого шага только один переход, то информационный символ, закодированный на этом шаге, считается определенным, и номера переходов, составляющие этот путь, из второго блока памяти 37 удаляются и передаются в четвертый блок памяти 38.

В нем коды этих переходов сравниваются с соответствующими им значениями информационных символов и сформированная последовательность с выхода четвертого блока памяти 38 поступает на коммутатор 26 для передачи по каналу связи.

Принцип обработки сигналов в соответствии с предлагаемым способом заключается в следующем. Как уже рассматривалось, после прохождения канала с межсимвольной интерференцией приемник принимает не исходный информационный сигнал после модуляции, а некоторый сигнал y_i в соответствии с формулой (1). При бинарной фазовой модуляции (BPSK) если уровень демодулированного сигнала больше нуля, то ему присваивается одно из возможный логических значений (например, 1), если же он меньше нуля, то присваивается логический ноль, таким образом, получается принятая информационная последовательность ν_i.

Если МСИ отсутствует и не учитывать воздействие внутренних шумов, то последовательности х_i и ν_i совпадают. Однако при воздействии межсимвольных искажений даже в отсутствии шумов последовательности х_i и ν_i могут сильно различаться. Количество различающихся символов между этими последовательностями измеряется расстоянием Хемминга R_H и обуславливает величину вероятности ошибки при передаче в этих условиях.

Если длина исходной информационной последовательности равна L, то возможны 2^L вариантов последовательности, образующих некоторое дискретное пространство. Расстояние Хемминга будет метрикой этого пространства. Различные последовательности будут элементами этого пространства.

Рассмотрим некоторую конкретную последовательность х_i. В случае, если из-за МСИ возникает много ошибок (R_H велико), то соответствующая последовательность ν_i будет расположена далеко от х_i. Однако рассматриваемое пространство заполнено своими элементами достаточно плотно. Следовательно, между х_i и ν_i будут лежать и другие элементы u_i расположенные к x_i ближе, чем ν_i. Каждый из них соответствует какой-то другой последовательности z_i, прошедшей этот канал с МСИ.

Эта последовательность z_i будет отличаться от исходной х_i. Однако, если ее передавать по каналу с межсимвольной интерференцией, то после детектирования в приемнике получается результат, содержащий меньше ошибок, чем при передаче исходной последовательности х_i, т.е. негативное влияние МСИ уменьшится. Если же элемент пространства и, совпадает с х_i (т.е. последовательности u_i и х_i совпадают), то влияние МСИ будет устранено полностью.

Таким образом, для борьбы с МСИ необходимо сформировать такую последовательность z_i, чтобы после передачи по каналу с межсимвольными искажениями она в максимальной степени совпадала бы исходной информационной последовательностью х_i. Для этого предлагается заявляемый способ.

Первоначально подробно рассмотрим работу эквалайзера Витерби в его стандартном варианте. Как известно, он применяется на приемной стороне и служит для формирования такой последовательности логических символов, которая, будучи подвержена МСИ с известными параметрами, в наибольшей степени совпадает с принятым сигналом, прошедшим канал с такими параметрами интерференции и поврежденным соответствующими искажениями.

Процесс иллюстрируется диаграммами на рисунке 3 для сверточного декодирования и на рисунке 4 для эквалайзинга по алгоритму Витерби для случая, когда МСИ выражается интерференцией с опорным символом двух мешающих символов.

Рассмотрим подробно процедуру сверточного декодирования на примере простейшего сверточного кода (7,5). В этом случае регистр состоит из трех ячеек. В памяти хранятся варианты кодов выходных сигналов кодера δ_j, которые он вырабатывает при поступлении на его вход очередного информационного символа и с учетом тех символов, которые поступили до этого. В рассматриваемом примере вновь пришедший символ будет записан в первый разряд сдвигового регистра (фиг. 2), два предыдущих символа размещаются во втором и третьем разрядах сдвигового регистра.

Эти два предыдущих символа определяют состояние регистра до прихода следующего символа. В зависимости от их логических значений возможны четыре комбинации - 00, 10, 01 и 11 (здесь первая цифра соответствует символу во втором разряде регистра, вторая цифра - символу в третьем разряде регистра). На фиг. 3 эти состояния пронумерованы номерами, соответственно, 1, 2, 3 и 4. При приходе очередного информационного символа вся последовательность записанных в регистр символов сдвигается вправо. Вновь пришедший символ помещается в первый разряд, символ из первого разряда перемещается во второй, из второго в третий, а из третьего разряда символ удаляется.

На фиг. 3 левый столбец жирных точек и номерами 1-4 соответствует предыдущему состоянию кодера, правый столбец точек соответствует его последующему состоянию. Стрелками обозначены возможные варианты переходов из предыдущего состояния в последующее при приходе очередного символа. Сплошные стрелки обозначают переходы в случае, если в первом разряде сдвигового регистра записывается логический ноль, прерывистые стрелки означают, что в первом разряде записывается логическая единица. Таким образом, возможных вариантов переходов - восемь, они соответствуют восьми различным комбинациям содержимого регистра.

Коды, вырабатываемые кодером, определяются той комбинацией, которая записана в регистре. На каждый информационный символ вырабатывается два кодовых символа, x_i1 и x_i2. Эти символы получаются в результате логических операций вида:

х_i1=S₁⊕S₂⊕S₃,

x_i2=S₁⊕S₃,

где S₁, S₂, S₃ - символы в первой, второй и третьей ячейке сдвигового регистра соответственно; знаком ⊕ обозначена операция сложения по модулю два.

Обозначим группу из значений этих двух символов через δ_j, j=1÷8, т.е. возможны восемь вариантов кодовых групп, состоящих из логических нулей и единиц, и соответствующих восьми вариантам переходов. На приемной стороне все варианты δ_j известны и хранятся в памяти. При «мягком» декодировании определяются метрики переходов μ₁÷μ₈, т.е. расстояния Эвклида от δ_j до принятой пары символов. Далее эти метрики переходов складываются с метриками состояний Г_1,i Г_2,i, Г_3,i, Г_4,i, соответствующими предыдущему шагу (до принятия текущей кодовой группы). Метрика каждого перехода складывается с метрикой того состояния, откуда выходит этот переход. После этого формируются метрики для следующих состояний i+1. Для этого по каждому из состояний (в каждое из состояний входят два перехода) сравниваются две суммы этих двух переходов. Выбирается тот переход, сумма которого меньше по величине. Другой переход отбрасывается. Эта сумма становится метрикой данного состояния для последующего шага и запоминается в памяти в соответствии с выражениями:

Сохраняются номера тех переходов, которые остались после сравнения, а также номера предыдущих оставшихся переходов, которые подходили к каждому состоянию и были оставлены, т.к. соответствующие им суммы были минимальны. Если к какому-либо предыдущему состоянию подходил переход, оставленный на (i-1)-м шаге (т.е. на шаге до рассматриваемого сейчас), а теперь переход до этого состояния оказался отброшенным, то отбрасывается и удаляется из третьего блока памяти номер и предыдущего перехода, оставленного на (i-1)-м шаге.

Таким образом, сохраняются номера переходов, пока для каждого шага остаются запомненными номера более чем одного перехода. Когда же по мере получения новых кодовых групп для предыдущих шагов останется запомненным номер только какого-либо одного перехода, то согласно с информацией о соответствии каждого номера перехода передаче либо логической единице, либо логическому нулю, определятся значение раскодированного символа.

Операции в стандартном эквалайзере Витерби иллюстрируются диаграммой на фиг. 4. Она отличается от фиг. 3 тем, что каждый шаг относится только к одному принятому символу. Состояния Г₁-Г₄ пронумерованы так же, как и на фиг. 3, обозначения переходов сплошной или прерывистой линиями также соответствует передаваемому логическому нулю или единице. Но значения 5] переходов другие, которые определяются алгебраической суммой коэффициентов МСИ в соответствии со значениями передаваемого и двух предыдущих символов (±a₁± a₂± a₃).

Метрики переходов вычисляются также, как и на фиг.З, т.е. как модули разности между значением текущего символа и значениями переходов. Операции вычисления метрик состояний, отбрасывания путей с большими метриками и выбора наилучшего пути также аналогичны процедуре сверточного декодирования.

В стандартном варианте подобный эквалайзер Витерби применяется на приемной стороне и метрики переходов вычисляются сравнением значений переходов со значениями принятых символов.

В предлагаемом способе эквалайзер Витерби используется по-другому. Он работает не на приемной, а на передающей стороне. На передающей стороне известны параметры МСИ (получены по каналу обратной связи), они используются в эквалайзере Витерби. Введена новая операция 18 формирования биполярных значений, в которой значения переходов δ₁÷δ₈=±a₁±a₂±a₃ преобразуются в биполярные значения +1 или -1, в частности, Если δ<0, то вырабатывается -1, если δ≥0, то вырабатывается +1.

Над передаваемым информационным сигналом производится сходная операция 3 формирования биполярной последовательности, в частности, если очередной символ х_i равен логическому нулю, то вырабатываемый символ Х_i=-1, если же информационный символ х_i равен логической единице, то вырабатываемы символ Х_i будет равен +1.

По сути, обычный классический эквалайзер Витерби находит некоторую такую последовательность символов, которая, будучи подвергнута МСИ, будет в наибольшей степени похожа на ту принятую «эталонную» последовательность, которая и используется при вычислении метрик переходов (расстояний от значений переходов до значений символов принятой последовательности).

В предлагаемом способе, фактически, имитируются процессы воздействия МСИ в канале, и вырабатывается такая последовательность z_i, которая, будучи в последствие повергнута воздействию МСИ с заданными параметрами, станет при обработке в приемнике в наибольшей степени похожа на ту исходную информационную последовательность х_i, которую нужно передать по системе связи. Именно она и передается вместо исходной последовательности х_i. Поскольку после демодуляции в приемнике полученная последовательность u_i ближе к x_i, (или совпадает с ней), чем получаемая y_i при передаче самой х_i, это соответствует уменьшению ошибок, вызываемых МСИ, или полному их устранению, т.о. устранению МСИ.

Таким образом, в целом предлагаемый способ состоит в передаче заведомо искаженной информационной последовательности, однако такой, чтобы после прохождения канала с МСИ она стала ближе к той, которую нужно получить в приемнике, чем при передаче исходной последовательности и ее искажении МСИ.

Данный способ свободен от недостатков прототипа и аналогов. Изменяется не форма спектра передаваемого сигнала, а его логическое содержание, следовательно, уменьшения помехоустойчивости за счет ухудшения пик-фактора не происходит. Отсутствует усиление участков спектра шума, которое имело место при использовании искажающего фильтра в приемнике.

Поскольку эквалайзинг по алгоритму Витерби осуществляется на передающей, а не на приемной стороне, то шумы приемника не влияют на выбор правильного пути по решетке (что имеет место при использовании эквалайзера на приемной стороне) и не могут увеличить число ошибок.

В рассматриваемом примере реализации предлагаемого способа операция формирования тестовых сигналов 1 производится в генераторе тестовых сигналов 25, операции ввода основного сигнала 2 и формирования биполярной последовательности 3 производятся, соответственно, в источнике основного сигнала 27 и первом формирователе 29. Операции приема коэффициентов межсимвольной интерференции 10 и поочередного подключения основного и тестового сигналов производятся, соответственно, в приемнике служебного канала 28 и коммутаторе 26.

На приемной стороне операции приема тестовых сигналов 5 и приема основных сигналов 8 производятся приемником тестовых сигналов 40 и приемником основного сигнала 43. Демодуляция 9 осуществляется демодулятором основного сигнала 44. Операции выделения коэффициентов межсимвольной интерференции 6 и передачи коэффициентов межсимвольной интерференции 7 производятся с помощью демодулятора тестовых сигналов 45, вычислителя коэффициентов межсимвольной интерференции 41 и передатчика служебного канала 42.

В рассматриваемом примере реализации на фиг. 5 эквалайзинг по алгоритму Витерби производится не на приемной а на передающей стороне с помощью блоков 31-38, осуществляющих стандартную обработку. В стандартную структуру эквалайзера добавлен блок 30 второго формирователя. Кроме этого в качестве эталонного сигнала, по отношению к которому вычисляются метрики переходов, используется превращенный в биполярную последовательность информационный сигнал, который необходимо передать. В эквалайзере Витерби формируется такая последовательность z_i, которая, будучи подвергнутой преобразованиям МСИ, получилась бы наиболее близкой к информационному сигналу, который следует получить приемной стороне. Поэтому, когда мы ее передаем по каналу связи с МСИ, приемник после демодуляции также получит последовательность, наиболее близкую к той, которую ему следует получить. В некоторых ситуациях, когда сформированная последовательность полностью совпадает с х_i, межсимвольные искажения полностью устраняются. В других ситуациях получаемый приемником сигнал отличается от требуемого на значительно меньшее количество символов, что эквивалентно уменьшению битовой ошибки из-за МСИ.

Предлагаемый способ может быть использован совместно с каким-либо видом кодирования и независимо от него, поскольку он уменьшает количество ошибок, возникающих из-за МСИ, то он одновременно может увеличить и эффективность использования кодирования.

Таким образом, использование предлагаемого способа борьбы с межсимвольными искажениями цифровых сигналов позволяет уменьшить негативное влияние межсимвольной интерференции или устранить его полностью, что увеличивает общую помехоустойчивость передачи сигналов по многолучевым каналам.

Способ борьбы с межсимвольными искажениями цифровых сигналов, включающий в себя ввод основного сигнала, формирование тестовых сигналов, поочередное подключение основного и тестовых сигналов, прием основного сигнала, демодуляцию, прием тестовых сигналов, выделение коэффициентов межсимвольной интерференции и эквалайзинг по алгоритму Витерби, представляющий собой пошаговое вычисление значений переходов по решетчатой диаграмме, после чего определение метрик переходов, затем получение метрик путей многоканальным суммированием метрик переходов и метрик состояний предыдущего шага, сравнение метрик состояний и выделение путей с минимальной метрикой, переход к следующему шагу с отбрасыванием путей с большими метриками и определение логической последовательности по оставшемуся пути, отличающийся тем, что в него вводят формирование биполярной последовательности, формирование биполярных значений, передачу коэффициентов межсимвольной интерференции и прием коэффициентов межсимвольной интерференции, причем на приемной стороне последовательно осуществляют прием тестовых сигналов, выделение коэффициентов межсимвольной интерференции и передачу коэффициентов межсимвольной интерференции, также на приемной стороне производят прием основного сигнала и демодуляцию, при этом эквалайзинг по алгоритму Витерби производят на передающей стороне, кроме этого на передающей стороне после ввода основного сигнала производят формирование биполярной последовательности, по которой определяют метрики переходов при эквалайзинге по алгоритму Витерби, также на передающей стороне осуществляют прием коэффициентов межсимвольной интерференции, по которым вычисляют значения переходов при эквалайзинге по алгоритму Витерби, при этом формирование биполярных значений вводят в эквалайзинг по алгоритму Витерби между определением значений переходов и определением метрик переходов, а результат определения логической последовательности по оставшемуся пути используют при поочередном подключении основных и тестовых сигналов.