Усилитель класса g

Изобретение относится к области усилительной и генераторной техники и может быть использовано в акустических и гидроакустических широкополосных усилителях мощности. Техническим результатом изобретения является повышение энергетической эффективности линейного усилителя мощности класса G при обеспечении использования в составе гидроакустической передающей аппаратуры. Усилитель класса G дополнительно содержит датчик тока и схему сопряжения. Схема сравнения выполнена четырехканальной. Управляемый источник питания дополнительно снабжен первым, вторым, третьим и четвертым входами управления, соединенными через схему сопряжения с первым, вторым, третьим и четвертым выходами четырехканальной схемы сравнения. Выход полумостовой схемы усилителя класса АВ соединен через датчик тока с входом нагрузки. Выход датчика тока подключен к входу цепи обратной связи. При выходном напряжении U>+Е_н-ΔЕ, +Е_н-ΔЕ>U>-Е_н-ΔЕ и U<-Е_н-ΔЕ, напряжение электропитания транзистора прямой проводимости устанавливают на уровне +Е_в, +Е_н, -Е_н, а напряжение электропитания транзистора обратной проводимости устанавливают на уровне -Е_в, -Е_н, +Е_н при выходном напряжении U<-Е_н+ΔЕ, -Е_н+ΔЕ<U<+Е_н-ΔЕ и U>+Е_н-ΔЕ. Величина ΔЕ составляет (0,005…0,2) Е_н. 5 ил.

 

Изобретение относится к области усилительной и генераторной техники и может быть использовано в акустических и гидроакустических широкополосных усилителях мощности.

Известны технические решения устройств усиления аналоговых сигналов [Кибакин В.М. Основы теории и расчета транзисторных низкочастотных усилителей М.: Радио и связь 1988, 240 с], основанные на способах линейного усиления транзисторными оконечными каскадами класса АВ.

Наряду с известными преимуществами, такими, как низкие нелинейные искажения (менее 0,2%) и широкий динамический диапазон (более 60 дБ), такие усилители характеризуются низкой энергетической эффективностью. При работе на согласованную активную нагрузку КПД усилителей такого класса не превышает 75% при относительных потерях энергии не менее 30%. Причем потери энергии, отнесенные к полной выходной мощности усилителя класса АВ, возрастают с уменьшением коэффициента активной мощности нагрузки cos ϕ_н (где ϕ_н - фазовый сдвиг между током и напряжением выходного сигнала усилителя). Для малых значений cos φ_н = 0,1-0,3 потери энергии могут быть соизмеримы с номинальной выходной мощностью усилителя. Мощность тепловыделения линейного усилителя p_Т в наиболее эффективном режиме класса В при работе на комплексную нагрузку (Статья Александров В.А., Казаков Ю.В., Маркова Л.В., Чупров О.А. Усилительные устройства для исследования гидроакустических излучателей. Датчики системы №1/ 2019 (67) с. 50-55) определяется выражением:

где cos φ_н = Z_н/R_н - при параллельной схеме замещения нагрузки;

P_{Z max} = (U_{н max})² /Z_н

где P_{Z max} - максимальная выходная мощность усилителя при максимальном выходном напряжении для относительной амплитуды сигнала m=1,

U_{н max} - максимальное выходное напряжение усилителя,

Z_н - импеданс нагрузки.

Приведенное соотношение подтверждает значительный относительный уровень потерь энергии в линейном усилителе мощности, особенно при работе на комплексную нагрузку. Выделенные обстоятельства препятствуют внедрению высококачественных усилителей класса АВ в передающую аппаратуру гидросвязи, обеспечивающей возбуждение гидроакустических преобразователей (ГАП) сложными широкополосными сигналами. Также преобразователи выполняются преимущественно на пьезоактивных материалах с выраженной емкостной составляющей проводимости с коэффициентом активной мощности не более 0,1…0,5 в полосе рабочих частот 1…2 октавы.

С энергетической точки зрения, в гидроакустических широкополосных усилителях мощности предпочтительно применение способа ключевого усиления на основе широтно-импульсной модуляции, реализованного в усилителях класса D (Артым А.Д. Усилители класса D и ключевые генераторы радиосвязи и радиовещания. М.: Связь, 1980, с. 207). Усилители низкой частоты (УНЧ), реализующие способ ключевого усиления, основаны на импульсной передаче энергии через дроссель фильтра в нагрузку и обратной рекуперации из емкости нагрузки в емкость источника электропитания. При этом потери в полупроводниковых приборах и элементах фильтра весьма малы и, как правило, не превышают 10% от полной выходной мощности. Вместе с тем нелинейность импульсного преобразования и неидеальность транзисторов и диодов в ключевом режиме обуславливают значительные нелинейные искажения (более 1-3%) и ограничение динамического диапазона (менее 40 дБ). В результате выделенные факторы, связанные с ухудшением показателей качества выходных сигналов, ограничивают возможности генерирования сложных сигналов для возбуждения широкополосных ГАП, что не соответствует современным требованиям передачи цифровых сообщений по гидроакустическому каналу. Соответственно новые задачи обеспечения режимов гидросвязи заставляют разработчиков гидроакустических излучающих трактов обратиться к методам линейного усиления с элементами ключевого управления напряжением электропитания линейных усилителей для уменьшения потерь энергии.

Такой способ линейного усиления аналого-дискретными усилителями мощности (Н.Б. Догадин Аналого-дискретные усилители/ Волгоград - СПб.: Перемена, 2003. - 216 с) основан на ступенчатом изменении напряжения для каждой из полуволн усиливаемого сигнала. Усилительные устройства с дискретным изменением напряжения электропитания по принятой классификации относятся к усилителям класса G. Наиболее эффективным является известный усилитель класса G в двухступенчатом варианте исполнения, описанный в патенте US №8072266 (US №8072266 class G amplifier with improved supply rail transition control. Date of patent Dec. 6, 2011). Этот усилитель класса G реализован на основе полумостового усилителя класса АВ, содержащем транзисторы прямой и обратной проводимости, посредством дискретного изменения напряжения электропитания положительной и отрицательной полярности с низкого уровня на высокий при соответствующем изменении контрольных сигналов. Введение ступеней изменения напряжения электропитания высокочастотного усилителя класса АВ, охваченного глубокой обратной связью, позволяет уменьшить потери энергии в усилителе без ухудшения показателей качества выходного сигнала, что выгодно отличает техническое решение по патенту US №8072266 от известных технических аналогов и по количеству общих признаков является наиболее близким аналогом предлагаемого изобретения.

Усилитель класса G - прототип основан на использовании полумостового транзисторного усилителя класса АВ, охваченного обратной связью по выходному напряжению, с дискретным изменением напряжения электропитания положительной и отрицательной полярности с низкого уровня ±Е_н на высокий уровень ±Е_в при превышении сигналов возбуждения транзисторов прямой, либо обратной проводимости установленного уровня. Его особенностью является одновременное изменение положительного и отрицательного напряжения электропитания, чем достигается электропитание на пониженном, либо повышенном напряжении при соответствующем выходном напряжении усилителя. Введение пониженной ступени электропитания при низком уровне выходного напряжения позволяет уменьшить остаточное напряжение на усилительных приборах и заметно понизить (в два раза при работе на активную нагрузку) потери энергии в режиме номинальной мощности при максимальном напряжении на нагрузке.

Усилитель класса G - прототип (патент US №8072266), (фиг. 1) содержит управляемый источник 1 электропитания (УИП 1), драйвер 2 аналогового сигнала, полумостовую схему 3 усилителя класса АВ, схему 4 сравнения с логическим элементом «ИЛИ», цепь 6 отрицательной обратной связи (ООС 6), сумматор 7, нагрузку 8

Временные диаграммы сигналов, поясняющие принцип действия усилителя-прототипа, приведены на фиг. 2. (2 а - выходное напряжение U с границами изменения U₁ и U₂, соответствующее дискретным изменениям напряжений Е₁(ϕ) и Е₂(ϕ) положительного и отрицательного электропитания, 2 б) - диаграммы сигналов для активной нагрузки, 2 в) - диаграммы сигналов для емкостной нагрузки).

Устройство-прототип работает следующим образом. Входной сигнал U_вx поступает на вход сумматора 7, где сравнивается с сигналом отрицательной обратной связи по выходному напряжению U, поступающему на второй вход сумматора с выхода ООС 6. В результате, на вход драйвера 2 аналогового сигнала поступает разностный сигнал с выхода сумматора 7, под воздействием которого формируются сигналы управления U₁, U₂ транзисторами прямой и обратной проводимости полумостовой схемы 3 с соответствующим смещением уровня для реализации работы усилителя в режиме класса АВ. Сигналы управления U₁, U₂ транзисторами также передаются на входы схемы сравнения 4, где сравниваются с порогами срабатывания, соответствующими низким уровням напряжения электропитания. При малых уровнях выходного напряжения U сигналы управления ниже порогов срабатывания, что соответствует низким уровням сигналов на входе логического сумматора схемы 4 сравнения. В свою очередь низкое выходное напряжение логического сумматора схемы 4 сравнения соответствует формированию низких напряжений положительной и отрицательной полярности на входах УИП 1. При повышении выходного напряжения один из сигналов управления с выхода драйвера 3 (в соответствии с полярностью выходного напряжения) превышает порог срабатывания, что приводит к формированию высокого уровня на входе и выходе логического сумматора схемы 4 сравнения, и обеспечивает включение высокого напряжения положительной и отрицательной полярности на выходах УИП 1. Следует отметить, что наличие смещений сигналов U₁ и U₂ в усилителе-прототипе позволяет обеспечить упреждающее переключение высокого и низкого напряжения электропитания (фиг. 2 а).

Как показано на фиг. 2 б для активной нагрузки такое ступенчатое изменение напряжения электропитания Ε с учетом уровня выходного напряжения позволяет значительно уменьшить остаточное напряжение на проводящих транзисторах полумостовой схемы 3 усилителя класса АВ. При этом ток i совпадает по фазе с выходным напряжением U, чем достигается симметричное изменение остаточных напряжений относительно максимального значения выходного сигнала U_max.

Однако наличие фазового сдвига ϕ_н, обусловленного комплексным параметром нагрузки, приводит к резкому увеличению остаточных напряжений U₀. Как показано на фиг. 2б, в в для случая емкостной нагрузки (ϕ_н = π/2) при разной полярности тока i и напряжения U остаточное напряжение на проводящем транзисторе возрастает до уровня [Е_в+|U|]=U₀, что обуславливает значительное увеличение потерь энергии в усилительном устройстве. Уточнение известных данных [Александров В.А., Майоров В.А., Маркова Л.В. Модули силовой электроники передающих трактов ГАК. Морская радиоэлектроника №2(64) 2018, с. 18-23] позволяет определить относительную мощность тепловыделения усилителя - прототипа при работе на комплексную нагрузку.

Для высокого уровня выходного напряжения получим:

где е₁ = Е_н/Е_в - относительный уровень низкого напряжения электропитания;

ϕ₁ = arcsin е₁/m - фаза включения высокого напряжения электропитания;

1 > m > е₁ - относительная амплитуда сигнала.

Анализируя влияние диаграммы (фиг. 2 в) остаточного напряжения и выходного тока транзисторов усиления 3, пренебрегая весьма малой зоной совместной проводимости транзисторов, характерной для режима АВ, можно сопоставить известное соотношение (1) для усилителя класса В с выражением (2) для известного усилителя класса G. Можно констатировать, что при работе на комплексную нагрузку выигрыш от использования усилителя - прототипа существенно уменьшается. Причем в наиболее энергоемком режиме m = 1 при работе на емкостную нагрузку для ϕ_н = π/2 уменьшение относительных потерь энергии не превышает 25%.

Указанное обстоятельство объясняется отсутствием в усилителе - прототипе рекуперации реактивной энергии из емкости нагрузки в емкость источника питания, а, как следствие, дополнительными потерями, что препятствует применению устройства-прототипа в гидроакустической передающей аппаратуре.

Задачей настоящего изобретения является повышение энергетической эффективности линейного усилителя мощности класса G при обеспечении использования в составе гидроакустической передающей аппаратуры.

Для решения поставленной задачи в усилитель класса G, содержащий схему сравнения, драйвер аналоговых сигналов, вход которого соединен с выходом сумматора, а первый и второй выходы соединены с входами управления транзисторов прямой и обратной проводимости в составе полумостовой схемы усилителя класса АВ с дискретным изменением напряжения электропитания положительной и отрицательной полярности транзисторов прямой и обратной проводимости с низкого уровня +Е_н и -Е_н на высокий уровень +Е_в и -Е_в при соответствующем изменении выходного напряжения U, при этом выводы положительного и отрицательного электропитания полумостовой схемы усилителя класса АВ подключены к соответствующим выходам электропитания драйвера аналоговых сигналов, а также к выходам положительного и отрицательного напряжения управляемого источника питания, вход которого подключен к шине электропитания, первый вход сумматора соединен с шиной входного сигнала, а второй вход - с выходом цепи отрицательной обратной связи, введены дополнительные признаки, а именно, в его состав введены датчик тока, схема сопряжения, а схема сравнения выполнена четырехканальной, причем управляемый источник питания дополнительно снабжен первым, вторым и третьим, четвертым входами управления, соединенными через схему сопряжения с первым, вторым и третьим, четвертым выходами четырехканальной схемы сравнения, выход полумостовой схемы усилителя класса АВ соединен через датчик тока с входом нагрузки, а выход датчика тока подключен к входу цепи обратной связи, причем при выходном напряжении U > +Е_н - ΔΕ,+Е_н - ΔΕ > U > -Е_н - ΔЕ и U < -Е_н - ΔΕ, а напряжение электропитания транзистора обратной проводимости устанавливают на уровне -Е_в, -Е_н, +Е_Н составляет при выходном напряжении U < -Е_н + ΔЕ, -Е_н + ΔЕ < U < +Е_н - ΔЕ и U > +Е_н - ΔЕ при этом величина ΔЕ составляет (0,005…0,2) Е_н.

Технический результат от использования заявленного усилителя класса G заключается в обеспечении рекуперации реактивной энергии из емкости нагрузки через звено линейного усиления в управляемый источник питания при большом уровне выходного напряжения электропитания транзисторов положительной и отрицательной проводимости тремя ступенями +Е_в, +Е_н, -Е_н и -Е_в, -Е_н, +Е_н. причем включение обратной связи по выходному току обеспечивает максимальную глубину компенсации нелинейности амплитудной характеристики линейного усилителя (глубина ООС более 40 дБ) для предотвращения искажений выходного сигнала в циклах прямой и обратной передачи энергии. Соответственно достигается повышение энергетической эффективности в условиях высокого качества сигналов возбуждения гидроакустических преобразователей с выраженной емкостной составляющей проводимости.

Управляемый источник питания в заявляемом устройстве обеспечивает переключение высокого Е_в и низкого Е_н напряжений по результату контроля схемой сравнения уровня напряжения U выходного сигнала с учетом заданного смещения ΔЕ. Как иллюстрируется временными диаграммами сигналов (фиг. 5), поясняющими принцип действия заявляемого устройства, для случая U > Е_н при весьма малом коэффициенте активной мощности нагрузки cos ϕ_н = 0…0,2, обеспечивается значительное уменьшение остаточного напряжении U₀ по сравнению с диаграммой (фиг. 2.в), характерной для устройства-прототипа

Исключая сегменты потерь энергии в соответствии с диаграммой U₀(ϕ), соответствующей использованию предлагаемого устройства (фиг. ), для наиболее энергоемкого режима в условиях m = е₁, при ϕ_н > 2ϕ₁ можно получить выражение для оценки относительной мощности тепловыделения.

Сопоставляя выражение (2) и (3) для случая максимальной амплитуды выходного напряжения (m = 1) при работе на емкостную нагрузку (ϕ_н = π/2) получим относительные значения потерь энергии: для устройства - прототипа 95%, а для предлагаемого устройства 63% от максимальной выходной мощности.

Проведенная оценка подтверждает повышение энергетической эффективности гидроакустической передающей аппаратуры при использовании предлагаемого усилителя класса G в условиях сокращения потерь энергии более чем на 30%.

Сущность изобретения поясняется фиг. 1-5, где на фиг. 1 приведена структурная схема усилителя - прототипа, на фиг. 2 - временные диаграммы сигналов, поясняющие принцип действия усилителя-прототипа, на фиг. 3 - структурная схема предлагаемого усилителя, на фиг. 4 - детализации структуры построения управляемого источника питания, схемы сопряжения и схемы сравнения, на фиг. 5 - временные диаграммы сигналов, определяющие принцип действия, заявленного усилителя класса G, при этом на фиг. 5а) - выходное напряжение U с границами изменения U₁ и U₂, соответствующие дискретным изменениям напряжений E₁(ϕ) и E₂(ϕ) положительного и отрицательного электропитания усилителя класса АВ, на фиг. 5 б) приведены сигналы V₁(ϕ), V₂(ϕ), V₃(ϕ), V₄(ϕ), поступающие на соответствующие входы управляемого источника питания, на фиг. 5 в) представлены положительные и отрицательные напряжения высокого и низкого уровня +Е_в, +Е_н, -Е_н, -Е_в, напряжение на нагрузке U и ток нагрузки i, а также остаточное напряжение U₀ для различных полуволн тока нагрузки.

Предлагаемый усилитель класса G (фиг. 3) содержит управляемый источник 1 электропитания, драйвер 2 аналоговых сигналов, полумостовую схему 3 усилителя класса АВ, схему сравнения 4, схему 5 сопряжения, цепь 6 отрицательной обратной связи, сумматор 7, нагрузку 8 (ГАП), датчик 9 тока. Схема сравнения 4 может быть выполнена на операционных усилителях 4.1-4.4 и аттенюаторе 4.5. В свою очередь схема 5 сопряжения выполняется на драйверах импульсных сигналов 5.1-5.4, выходы которых адаптированы к выходам управления УИП 1, а УИП 1 может содержать два диодно-транзисторных коммутатора 1.2, 1.3 и четырехканальный вторичный преобразователь 1.1 напряжения.

Выполнение структурных узлов заявляемого устройства определяется функциональным назначением и соответствует принципу реализуемости по известным правилам.

Управляемый источник 1 электропитания должен обеспечивать ступенчатое изменение напряжения электропитания Ε₁(ϕ) и Ε₂(ϕ) ступенями +Е_в, +Е_н, -Е_н и -Е_в, -Е_н, +Е_н в зависимости от уровня выходного напряжения U (фиг. 5) по командам, поступающим на входы управления от схемы сравнения 4 через схему 5 сопряжения. Принципиальной особенностью функционирования управляемого источника 1 в предлагаемом устройстве является раздельное изменение напряжений электропитания для транзисторов полумостовой схемы усилителя 3, включая и переход к напряжениям обратной полярности. При этом формируются условия к рекуперации энергии из емкостной составляющей нагрузки в емкостные фильтры вторичных напряжений электропитания.

Управляемый источник 1 электропитания может быть выполнен на многоканальном преобразователе напряжения и двух коммутаторах для формирования трехступенчатых напряжений положительной и отрицательной полярности.

Структурная схема управляемого источника 1 электропитания представлена на фиг. 4, где также приведена функциональная реализация схемы сравнения 4 и схемы 5 сопряжения.

Предлагаемый источник 1 электропитания содержит четырехканальный вторичный преобразователь 1.1 напряжения (ВПН 1.1), и два трехканальных коммутатора 1.2 и 1.3 прямой и обратной проводимости. Для реализации ВПН 1.1 могут быть использованы известные схемы многоканальных преобразователей напряжения, например, описанные в патентах (RU 2267218 Трансформатор постоянного напряжения, опубл. 27.12.2005). При ВПН такого типа могут быть сформированы вторичные напряжения заданной номенклатуры различной полярности в условиях наличия значительных емкостных фильтров по каждому отдельному выходу.

Реализация требуемого алгоритма подключения вторичных напряжений, формируемых ВПН 1.1 в коммутаторах 1.2 и 1.3 положительной и отрицательной проводимости, используются соответственно транзисторы и диоды 1.2.1, 1.2.2, 1.2.3, 1.2.4, 1.2.5 и 1.3.1, 1.3.2, 1.3.3, 1.3.4, 1.3.5 (фиг. 4). Причем для подключения самой низкой ступени электропитания можно использовать только диодную коммутацию, не требующую дополнительного управления.

Подключение более высоких ступеней электропитания положительной +Е_в, +Е_н и отрицательной -Е_в, -Е_н полярности осуществляется посредством включения соответствующих транзисторов 1.2.2, 1.2.1 и 1.3.2, 1.3.1.

Команды управления транзисторами формируются схемой 4 сравнения, в состав которой (фиг. 4) входят аттенюатор 4.5 входного напряжения U и четыре схемы сравнения (операционные усилители) 4.1, 4.2, 4.3, 4.4, прямые входы которых соединены с выходом аттенюатора, а инверсные подключены к опорным напряжениям +U + Δ, -U + Δ, +U - Δ, -U - Δ, где U = Е_н K_a (K_a - коэффициент передачи аттенюатора). Дискриминатор 4 может быть выполнен на типовых компараторах при формировании опорных напряжений с использованием соответствующих резистивных делителей вторичных напряжений электропитания.

Устройство сопряжения 5 служит для передачи выходных сигналов дискриминатора через драйверы на входы управления источника 1 электропитания для включения соответствующих транзисторов в составе коммутаторов 1.2 и 1.3. С учетом различного уровня напряжений электропитания Е(+) и Е(-), драйверы в составе схемы сопряжения могут быть выполнены на микросхемах с плавающей точкой, например IRFS4227PBF.

Драйвер 2 аналоговых сигналов предназначен для обеспечения линейной работы схемы усилителя 3 класса АВ. В качестве драйвера 2 может быть использован модуль APEX, например, типа РВ63 для напряжения электропитания Е_в до 60 В или аналогичный модуль (в том числе используемый в устройстве-прототипе), рассчитанный на требуемое максимальное напряжение электропитания.

Схема 3 линейного усилителя класса АВ должна содержать полевые, либо биполярные транзисторы различной проводимости, рассчитанные на требуемую выходную мощность и адаптированные к выбранному напряжению электропитания. Возможно применение аналогичного технического решения, примененного в устройстве-прототипе.

Цепь ООС 6 и сумматор 7 обеспечивают формирование разностного сигнала на входе драйвера 2 аналоговых сигналов, исходя из условия поддерживания заданной величины i выходного тока схемы 3, соответствующей величине выходного сигнала U. Цепь ООС может выполняться на резистивном делителе с заданным коэффициентом передачи выходного сигнала датчика 9 тока. Сумматор 7 также может быть в виде схемы резистивного суммирования, либо типового операционного усилителя.

Нагрузка 8, для случая использования заявляемого технического решения в составе гидроакустической аппаратуры, является гидроакустическим излучателем с явно выраженной емкостной составляющей проводимости. Коэффициент активной мощности такой нагрузки, как правило, не превышает 0,3-0,5 и может понижаться до 0,1-0,2 в расширенном диапазоне частот с полосой до 2-3 октав.

Датчик 9 тока может быть выполнен на трансформаторе тока, либо на микросхеме датчика Холла, например типа FHS40-P/SP600. При этом датчик тока должен формировать гальванически развязанный сигнал - пропорциональный выходному току схемы 3 усилителя класса АВ.

Выбор обратной связи по выходному току в предлагаемом техническом решении обусловлен возможностью обеспечения максимальной глубины компенсации нелинейных искажений в усилителе класса АВ, особенно при работе на емкостную нагрузку.

Приведенное описание функциональных узлов, входящих в состав предлагаемого устройства, соответствует условиям технической реализуемости, а совокупность их применения обеспечивает достижение технического результата от внедрения заявляемого изобретения.

Работа заявленного усилителя осуществляется следующим образом.

Входной сигнал U_вx поступает на вход сумматора 7, где сравнивается с сигналом обратной связи по выходному току и в виде разностного сигнала U_p поступает на вход драйвера 2 аналогового сигнала:

где β - коэффициент передачи цепи 6 ООС;

- выходной сигнал датчика 9 тока с коэффициентом преобразования

K_c - коэффициент передачи сумматора 7.

Сигнал U_p преобразуется драйвером 2 в аналоговые сигналы U₁, U₂ возбуждения транзисторов прямой и обратной проводимости схемы 3 усилителя класса АВ при соответствующих смещениях, обеспечивающих линейную работу.

U₁=U_pK_Δ+U_cΔ; U₂=-U_pK_Δ - U_cΔ,

где Κ_Δ, U_c - коэффициент передачи и необходимые смещения выходных сигналов драйвера 2. В соответствии с сигналами возбуждения через транзисторы прямой и обратной проводимости замыкается ток:

где S [А/В] - крутизна передаточной характеристики транзисторов схемы 3 усилителя класса АВ.

В результате коэффициент усиления заявленного усилителя запишем в виде:

Глубина обратной связи этого усилителя может быть обеспечена 30-40 дБ без нарушения устойчивости работы, что соответствует условию Соответственно, коэффициент передачи по выходному току соответствует равенству:

где U_вх(ϕ), - текущие значения выходного сигнала и выходного тока, в том числе для гармонического входного сигнала с относительной амплитудой U_вx = m sin ϕ (где m = U_вхМ/Мах|U_вхМ|).

При этом фаза выходного тока совпадает с фазой входного сигнала, а фаза выходного напряжения сдвинута на ϕ_н (ϕ_н = 0…- π/2 - для емкостной нагрузки).

При заданном значении выходного тока схемы 3 усилителя класса АВ, напряжение на нагрузке U определяется ее комплексным импедансом

В зависимости от уровня напряжения U(ϕ) схема 4 сравнения формирует сигналы управления V₁, V₂, V₃, V₄ (фиг. 5 б), поступающие через схему сопряжения на входы управления источника 1 электропитания. Высокий уровень Η сигналов управления определяется из условий срабатывания компараторов 4.1, 4.2, 4.3, 4.4 в составе схемы сравнения 4:

где K_a - коэффициент передачи аттенюатора 4.5,

U = E_н⋅K_a, Δ = (0,05…0,2)Е_н⋅K_a

При этом обеспечивается включение соответствующих транзисторов VT в составе коммутаторов 1.2, 1.3 прямой и обратной проводимости управляемого источника 1 питания. Причем при выключенных транзисторах коммутаторов 1.2 и 1.3 напряжение на выходах формируется через диоды 1.2.5 и 1.3.5 на уровнях - Е_н и +Е_н, соответсвенно.

В результате описанного алгоритма управления коммутаторами источника 1 питания, определенного предложенным устройством линейного усилителя класса G, на транзисторы прямой и обратной проводимости поступают ступенчато-изменяющиеся напряжения Ε1(ϕ) и Е2(ϕ), приведенные на фиг. 5 а). При этом достигается уменьшение остаточных напряжений U₀ (фиг. 5 в) для положительной и отрицательной полуволна тока в условиях обеспечения уровня напряжения электропитания проводящего транзистора, необходимого для его линейной работы.

Таким образом, реализация предложенного усилителя класса G позволяет исключить сегменты потерь энергии при работе на емкостную нагрузку в условиях высокого качества сигнала возбуждения гидроакустических преобразователей. При работе на нагрузку с весьма малым коэффициентом активной мощности, характерным для широкополосных гидроакустических излучающих антенн, использование настоящего изобретения позволяет уменьшить потери энергии в номинальном режиме работы более чем на 30%, что дает возможность рекомендовать использование заявляемого технического решения в гидроакустических передающих устройствах.

Предложенное схемотехническое решение усилителя класса G, позволяет существенно повысить характеристики энергетической эффективности при высоком качестве излучаемых гидроакустических сигналов.

В настоящее время на предприятии разработаны образцы усилителей класса G на основе заявляемого технического решения, проходящие этап экспериментальной апробации, результаты которой подтверждают технический эффект от настоящего изобретения. Относительные потери энергии в номинальном режиме работы не превышают 50%, что вдвое меньше потерь в усилителе класса В и в полтора раза ниже, чем в усилителе класса G, реализованном на основе устройства-прототипа. Выделенные достоинства предлагаемой реализации усилителей мощности позволяют рекомендовать внедрение настоящего изобретения в новых разработках широкополосных излучающих трактов режимов гидросвязи.

Усилитель класса G, содержащий схему сравнения, драйвер аналоговых сигналов, вход которого соединен с выходом сумматора, а первый и второй выходы соединены с входами управления транзисторами прямой и обратной проводимости в составе полумостовой схемы усилителя класса АВ с дискретным изменением напряжения электропитания положительной и отрицательной полярности транзисторов прямой и обратной проводимости с низкого уровня +Е_н и -Е_н на высокий уровень +Е_в и -Е_в при соответствующем изменении выходного напряжения U, при этом выводы положительного и отрицательного электропитания полумостовой схемы усилителя класса АВ подключены к соответствующим выходам электропитания драйвера аналоговых сигналов, а также к выходам положительного и отрицательного напряжения управляемого источника питания, вход которого подключен к шине электропитания, а общий выход - к общей шине нагрузки, первый вход сумматора соединен с шиной входного сигнала, а второй вход - с выходом цепи отрицательной обратной связи, отличающийся тем, что в его состав введены датчик тока, схема сопряжения, а схема сравнения выполнена четырехканальной, причем управляемый источник питания дополнительно снабжен первым, вторым, третьим и четвертым входами управления, соединенными через схему сопряжения с первым, вторым, третьим и четвертым выходами четырехканальной схемы сравнения, выход полумостовой схемы усилителя класса АВ соединен через датчик тока с входом нагрузки, а выход датчика тока подключен к входу цепи обратной связи, причем при выходном напряжении U>+Е_н-ΔЕ, +Е_н-ΔЕ>U>-Е_н-ΔЕ и U<-Е_н-ΔЕ, напряжение электропитания транзистора прямой проводимости устанавливают на уровне +Е_в, +Е_н, -Е_н, а напряжение электропитания транзистора обратной проводимости устанавливают на уровне -Е_в, -Е_н, +Е_н при выходном напряжении U<-Е_н+ΔЕ, -Е_н+ΔЕ<U<+Е_н-ΔЕ и U>+Е_н-ΔЕ, при этом величина ΔЕ составляет (0,005…0,2) Е_н.