Демодулятор взаимоортогональных синусоидальных сигналов с фазоразностной модуляцией

 

Изобретение относится к радиотехнике и повышает помехоустойчивость. Устройство содержит активные фильтры 1 и 2, формирователи 3 и 4 опорных частот, коммутаторы 5 и 6, блок 7 вычисления разности фаз, блок 8 оценки искажений, блок 9 суммирования,выходной согласукиций блок 10. Блок 7 содержит вычислительный блок, запоминающий блок, преобразователь обратного кода, сумматор, перекодирующий блок. Блок 8 содержит два сумматора, сумматор с кодером, два регистра,два запоминающих блока, два постоянных запоминающих блока, кодирукмций блок содержит регистр сдвига, три злемента сравнения, четыре злемента И. Блок 9 содержит коммутатор, регистр сдвига, сумматор, регистр, запоминакнций блок, два статистических регистра.Перекодирующий блок содержит сумматор, постоянный запоминаюдий блок. Уменьшение интервала интегрирования существенно снижает помехоустойчивость по флуктуационным шумам. Потенциальная помехоустойчивость к флуктуационному шуму определяется отношением используемой энергии сигнала к спектральной мощности шума. 8 ил. с СЛ

СОЮЗ СОВЕТСКИХ

СОЦИАЛИСТИЧЕСКИХ

РЕСПУБЛИК

„,Я0„„1277423

А1

Ц11 4 Н 04 1 27/22

ОПИСАНИЕ ИЗОБРЕТЕНИЯ

К ABTOPCKOMY СВИДЕТЕЛЬСТВУ

ГОСУДАРСТВЕННЫЙ КОМИТЕТ СССР

ПО ДЕЛАМ ИЗОБРЕТЕНИЙ И ОТКРЫТИЙ (21) 3945880/24-09 (22) 07.06.85 (46) 15.12.86. Бюл. Р 46 (72) Ю.С. Хвостунов (53) 621.376.52(088.8) (56) Окунев Ю.Б. Теория фазораэностной модуляции. М., Связь, 1979, с. 147-151. (54) ДЕМОДУЛЯТОР ВЗАИМООРТОГОНАЛЬНЫХ

СИНУСОИДАЛЬНЫХ СИГНАЛОВ С ФАЗОРАЗНОСТНОЙ МОДУЛЯЦИЕЙ (57) Изобретение относится к радиотехнике и повышает помехоустойчивость.

Устройство содержит активные фильтры

1 и 2, формирователи 3 и 4 опорных частот, коммутаторы 5 и 6, блок 7 вычисления разности фаз, блок 8 оценки искажений, блок 9 суммирования,выходной согласующий блок 10. Блок 7 содержит вычислительный блок. запоминающий блок, преобразователь обратного кода, сумматор, перекодирующий блок. Блок 8 содержит два сумматора, сумматор с кодером, два регистра,два запоминающих блока, два постоянных запоминающих блока, кодирующий блок содержит регистр сдвига, три элемента сравнения, четыре элемента И. Блок 9 содержит коммутатор, регистр сдвига, сумматор, регистр, запоминающий блок, два статистических регистра. Перекодирующий блок содержит сумматор, постоянный запоминающий блок. Уменьшение интервала интегрирования существенно снижает помехоустойчивость по флуктуационным шумам. Потенциальная помехоустойчивость к флуктуационному шуму определяется отношением используемой энергии сигнала к спектральной мощности шума. 8 ил.

423

S; (t) =sign sinu>;t, S (t) =sign сов(ф, получаемые формирователем 3(4) опор30 ных колебаний, выполненным, например, на триггерных делителях частоты с обратными связями.

Блок 7 вычисления разности фаз представляет собой аналоговый или цифровой (для данного случая цифровой) вычислитель, выполняющий следующие операции е.(tr)=arctg „ у; (t„) (3)

aS.(t)1) = Ч. (t ) — Ч (t„-1), (4)

1 где t u t — моменты времени, соотп-1 ветствующие окончанию соответственно

45 и и п ПОСылок в

1 1277

Изобретение относится к радиотехнике и может быть использовано в многоканальных системах передачи дискретной информации.

Цель изобретения — повышение поме- 5 хоустойчивости °

На фиг. 1 изображена структурная электрическая схема демодулятора; на фиг. 2 . — временная диаграмма; на фиг. 3 — структурная электрическая схема блока вычисления разности фаз; на фиг. 4 — структурная электрическая схема перекодирующего блока на фиг.5векторная диаграмма сигналов; на фиг. 6 — структурная электрическая схема блока оценки искажений; на фиг. 7 - структурная электрическая схема кодирующего блока; на фиг. 8— структурная электрическая схема блока суммирования.

Демодулятор взаимоортогональных синусоидальных сигналов с фазоразностной модуляцией содержит первые и вторые активные фильтры 1 и 2, пер вый и второй формирователи 3 и 4

2S опорных частот, первый и второй коммутаторы 5 и 6, блок 7 вычисления разности фаз, блок 8 оценки искажения, блок 9 суммирования, выходной согласующий блок 10. Блок вычисления разности фаз содержит вычислительный блок 11, запоминающий блок

12, преобразователь 13 обратного кода, сумматор 14, перекодирующий блок 15.

Блок оценки искажений содержит первый сумматор 16, первый регистр

17, первый запоминающий блок 18, первый и второй постоянные запоминающие блоки 19 и 20, второй сумматор 21 с кодером, третий сумматор 22, второй регистр 23, второй запоминающий блок

24. Кодирующий блок содержит регистр

25 сдвига, элементы 26-28 сравнения, элементы И 29-32.

Блок суммирования содержит коммутатор 33, регистр 34 сдвига, сумматор 35, регистр 36, запоминающий блок 37,статистические регистры 38

39.

Перекодирующий блок содержит сумматор 40 постоянный запоминающий

T блок 41 °

Демодулятор работает следующим образом.

Активные фильтры 1 и 2 выполняют две функции: разделение ортогональных канальных сигналов и вычисление проекций X. и У каждого i-го канального

1 1 сигнала на соответствующие ему по частоте(.у квадратурные опорные коле-! бания по формулам

td+T

Х., = f X(t) sin . t dt, (1)

q+gto

У = J X(t) сов «Э t dt, (2)

11

t где X(t) - смесь группового сигнала с помехой; — время начала интегрирования сигнала X(t)

Т вЂ” интервал ортогональности.

Синусоидальные и косинусоидальные колебания подаются на опорные входы активного фильтра 1(2), а сигналы, соответствующие началу интегрирования и концу интегрирования t, +Т, на установочный вход формирователя

3(4) опорных частот, при этом интервал интегрирования Т находится в середине посылки.

При выполнении ряда условий в качестве опорных колебаний могут использоваться знаковые функции вида

Далее, в соответствии с принятым алгоритмом кодирования информации каждому значению а .(() ставится в

h соответствие набор информационных символов, Ie например, в случае однооднократной относительной фазовой модуляции, если

- — (д 1.(t )с — то?е=0

UÃ

2 1 Ii-21

У если — < аЧ.(t ) с —, 11, то Ie = 1.

Т

2 1 " 2 з 1277

В выходном согласующем блоке 10 информационные символы Ie каждого подканала последовательно выдаются абоненту. В качестве выходного согласующего блока 10 может, например, использоваться последовательный регистр с параллельной записью информации.

Необходимо отметить, что длительность интервала ортогональности Т 1О выбирается меньшей длительности посылки на величину защитного интервала b, (Т = — ь1- ), исходя из противоречивйх требований, а именно,увеличение длительности защитного интер-15 вала позволяет работать с каналами связи, имеющими большую неравномерность амплитудно-частотной характеристики и характеристики группового времени запаздывания ГВЗ (проводной 20 канал) или большую разность хода между лучами (многолучевость КВ радиоканала) .

При этом часто величина а .з является определяющей и выбирается суще- 15 ственно большей (до — — — 1. ) особен12 но в модемах, работающих по КВ радиоканалам.

С другой стороны уменьшение величины Т существенно снижает помехоус- 50 тойчивость по другому параметру— флуктуационным шумам. Действительно, потенциальная помехоустойчивость к флюктуационному шуму определяется . отношением используемой энергии сигнала Е = Р Т (P — средняя мощность сигнала, Т вЂ” время его приема — длительность интервала ортогональности) к спектральной мощности шума V

Р— (p — e HsR omHo T m Ms s 40

ill используемой полосе частот F), т.е. величиной

E PcFT

V P, 45

Использование защитного интервала приводит к уменьшению полезной з ,энергии в †раз. т

В модемах отношение †" колеблется

Т 50 в пределах от 1, 1 до 1, 5, что эквивалентно проигрышу по мощности на

0,8-3,4 дб, при этом а . достаточно мал (0,79-2,76 мс), что не позволяет без предварительной подготовки рабо- 55 тать по коммутируемым телефонным проводным и КВ радиоканалам, так как изменение характеристик ГВЗ лежит в

423 4 пределах +6 мс (для шести переприемных участков по низкой частоте, а многолучевости до 3-6 мс.

Формирователь 3(4) опорных частот вырабатывает набор опорных синфазных и квадратурных колебаний, например, вида

S. (t) =sign sin .(t);S+ =sign cosu3t, 1 получаемых, например, на триггерных . делителях частоты с обратными связями и импульсы, соответствующие началу интегрирования г. к концу интегрирования t,+Т активных фильтров 1 и 2 (фиг.2б) °

Импульсы начала и конца интегрирования поступают на формирователь 4 опорных частот, который последовательно задерживает эти импульсы на велиgL чину лГ = — -, где ш — целое число. ш+1

Таким образом, получается m дополнительных последовательностей импульсов, причем для первой последовательности импульс начала интегрирования совпадает с границей посылки

1 интервала (фиг. 2а,б), à m-й последней последовательности импульс начала интегрирования t отстоит от

1т начала посылки на величину ь з . Для всех последовательностей импульс окончания интегрирования отстоит от импульса начала на величину интервала ортогональности Т, а основной интервал ортогональности с началом расположен посередине дополнительо ных интервалов.

Формирователь 4 опорных частот легко реализуется различными способами на элементах цифровой техники, например, на сдвиговых регистрах, счетчиках, запоминающих устройствах.

Последовательность t, поступает на первый активный фильтр 2 каждого канала, t — на второй и т.д. Таким

2 образом, для каждого активного фильтра 1 дополнительно имеется ш дополнительных активных фильтров 2, Все активные фильтры 1 и 2 выполнены одинаково. В качестве опорных колебаний используется знакопеременная последовательность о -функций

5 1277423

Синфазные и квадратурные составляющие будут определяться как у. — arCtg — бб—

1б Х..

14 — z (t,t + Т)

К11

1О (9) 4М,,= " .. — Е . (i);

14 tб 1б если 0 с 4 !! - а 90 бб

Ю, -360, если 270 + <К) 360 Ф

4у. -180, если 90 8 hp;»c270 Ie * 111

11

1 - 1 б если Gi ь .. а 45.

1б

1 .

360 если 315 6 4 1». 360

4V;;-90, если 45 < 4(, с. 135 Ie = 010

4ф„-180, если 135 - 4<,„< 225 ° Ie 111

4(»1.-270, если 225 6 a » < 315 Ie 001

1б

А 1, если 0 < 4Ч;, 225

4у„-45, если 22,5 4(б;; б 67,5 Ie 000

4q..-90, если 67,5

4%.-135, если 1 12,5 с с 157,5 Ie 110

4(;-180, если 157,5 <4»,, с 202,5 1е 110

4(»;;-225 1 если 20215 с 4Ч;, а 247,5 Ie 011

4 -270, если 247,5 б-4Ч;; 4. 297,5 Ie 001 ;,-315 1 если 297,5 а 4 е;, а 337,5 Ie 101 (10) I

ДОФМ (12) тоФМ r., (Х. =) (-1) Х(К ), (7)

»Т(2К+1) Е (t t )

2 (.(.» С1 О

1 т.е. вычисление проекций Х,. и У; сводится к суммированию с чередующимися знаками отсчетов группового сигнала Х(й) в моменты времени, опре- 15 деляемые опорными функциями Б; (t) и

S.(t), следующие с периодом1»/»; .

Для дополнительных активных фильтров 2 интервал суммирования лежит в пределах, определяемых их импульса- 20 ми начала и конца интегрирования, т.е. t u t + Т, t u t +Т и т.д. ! 2

На выходе всех активных фильтров 1 и 2 к концу посылки, т.е. к момен25 ту и + Т будут вычислены проекции

Х и У в цифровом виде. Дальнейшая

1 1 обработка идет в групповом виде на элементах цифровой техники.

Выход каждого активного фильтра 1 и 2 через первый и второй коммута30 торы 5 и 6 последовательно подключается к блоку 7 вычисления разности фаз.

Проекции Х .и У . поступают на вы1б !б числительный блок 11 определения аргумента вектора

На выходе получаются значения угла для определенности будем счи1б та-.ь, его девятиразрядным, это позволяет иметь погрешность не превышаюо щую 0,7 . Значения Ч..(i — номер подканала, j — номер (дойолнительного) активного фильтра 2 или номер тактового интервала) поступают на запоминающий блок 12, в котором они хранятся в течение посылки

Задержанные на посылку значения

Ч ..(б»б ) поступают на преобразователь 13

1б обратного кода, на выходе которого получается значение Ч..() в обрат14 ном коде. В результате на вход сумматора 14 последовательно поступают пары значений М.. и <,Д (Т), а. на выход— разность фаз которая поступает (9 разрядов) на перекодирующий блок 15. (Перекодирующий блок 75 решает две задачи: вычисляет дополнительные наb ег фазы 4 q .. определяет по величине

4у.,информационные разряды Ie, при ! этом для однократной относительной фа-. зовой модуляции (ООФМ), двухкратной относительной фазовой модуляции (ДОФ»») и трехкратной относительной фазовой модуляции (ТОФМ) значения а ..и Ie определяются как

1277423

Алгоритм формированияg y..ясен иэ.

1J рйсунка, необходимо лишь учесть: вес о восьмого разряда — 180, вес седьмого о разряда — 90 и т.д.; вес младшего

360 о 11 5 разряда = 0,703 . Сигнал "ТОФМ" равен логической "1", когда демодулятор принимает сигналы трехкратной относительной фаэовой модуляции, иначе он равен логическому "О". Сигнал 1О

"ООФМ" равен логической "1", когда демодулятор принимает сигналы однократной относительной модуляции, иначе он равен логическому "0". В постоянный запоминающий блок 41 записан код

Те в соответствии с выражениями (10), (11), (12) .

Физический вес величины Ь 4 " заклю1J чается в следующем.

Для простоты рассмотрим случай работы с ДОФМ. На передаче сдвиг фаз между посылками ь< может принимать значения О,, Tt — Ъ (фиг. 5).Пусть

7( в канале связи искажения достаточно малы и к моменту 1 переходные процес. сы закончились ° В этом случае активными фильтрами 1 демодулятора будут фиксироваться те же значения ь, что и на передаче.

36

По мере приближения начала интегри рования к границе посылки на сигнал, поступающий на дополнительные активные фильтры, будет накладываться на35 пряжение помехи U„ (фиг. 5), обусловленное переходными явлениями из-за ограниченности амплитудно-частотной характеристики нелинейности характеЭ

40 ристики группового времени запаздывания; явлений многолучевости.

Величина U„ тем больше, чем ближе начало интегрирования к границе 41 посылки. Наибольшая она для первого дополнительного активного фильтра 2 с началом момента интегрирования

t (фиг. 2а,б,в,г,д). Напряжение помехи

U приводит к отклонению фазы принимаемого сигнала от номинальных (эталонных) значений (фиг. 5). Это отклонение равно величине ь Ч .Т. Так как

1J направление вектора помехи U носит ! я случайный характер, то величина ь „.

SS тоже случайна. Но необходимо заметить, что чем больше модуль помехи U„, тем в больших пределах будет изменяться значение ь 4 ;Д . Если случайную величи2 ну ь2Ч,.„ оценить эмпирически центральным моментом второго порядка как

1 р (ьчИ) m ) (13) (=1

1 ш .. = -, А() N-„-;, е е=1 13 (14) где й- — параметр, показывающий, что величина aV . относится к I-й посылке.

М - число посылок, на которьп. производится оценка параметра S

2

По величйне S. можно судить о стеiJ пени искажения принимаемого сигнала (величины ь, ). Величина S является состоятельной оценкой дисперсии распределения случайной величины ь 1 ...

14

Иэ приведенной формулы следует, что чем больше разброс величины ь Ч .,тем

1 а

14 больше S.. зд

Таблица1

Максимальное значение

Кратность модуляции (52 )

ООФМ

45 (26 )

ДОФМ (13,0 )

22,5

ТОФМ

Наличие искажений, показатели коФ торых определяются величиной S;„. может приводить к появлению ошибок в приеме информации. Так, если под

Диапазон изменения величины ЯР. !.! легко установить. Действительно ми2, 1 нимальное значение S. равно нулю,когда U = О. В случае же отсутствия сигнала на приеме, когда принимается один шум, фаза колебаний которого распределена равномерно, S, определяется как в S2;;= О,ЗЗЗЗР, где 2T— интервал изменения величины ь Ч". Для

iJ разных кратностей модуляции макси;мальиое значение S .. определяется в

iJ соответствии с табл. 1 °

1277423!

Таблица 2

ДОФМ ТОФИ

К, ООФМ

$. <20 О

1J

S 10

S с 40

0 с 10

< !4,1

0 сS,.<

1J

7,1 - S..с

1J

10 с $;„.

1J

28,3

7,1

0,5

1 $;„с 20 с

0,25

14, 20

)2 е=!

14 (17) $2 -ш +А2

14 14 14 (18) действием сигнала U величина ь2 е .

11 14 достигает значени1 большего чем 45 для случая ДОФМ, то принимаемая информация исказится. Чем больше величина $2, тем больше вероятность искажения принимаемой информации,т.е. вероятность ошибки. Для каждого подканала величину S., можно минимизи14 ровать, если рассмотреть новую случайную величину вида !

О д|Е, =, К д1е,, + K, д е. (15)

1 4 14 о

1--! где К . и К . — некоторые веса. Здесь

4 о имеется в виду векторное сложение величин д е. и д Г„.

Для того, чтобы величина S. была минимальной, веса К. и К необходимо

J о выбирать обратно пропорционально значениям S,.

В табл. 2 приведено четыре значения весовых коэффициентов: 1, 0,5, 0,25 и О. Это позволяет принимать решение о принятой информации по величине д е с учетом сигналов, снимаемых с активных фильтров 1 и 2, работающих в течение всей посылки. При увеличении искажений на краях посылки вклад соответствующих активных фильтров 1 и 2 автоматически уменьшается, а при очень больших искажениях он становится равным нулю.С другой стороны, при малых переходных искажениях все активные фильтры 1 и 2 5О будут иметь одинаковые веса, зависящие только от уровня белого шума в канале связи. Это эквивалентно увеличению времени приема на величину защитного интервала до величины длитель-55 ности посылки, что и требуется., Блок 6 оценки искажений в двух накапливающих сумматорах 16 и 22 накап2

К (!6) 14 где К вЂ” некоторая постоянная.

Удобно для реализации веса К .

J .брать кратными степени 2. Наибольший вес берут равным единице, при этом с этим весом берут величины д1е и д Е. 1 1 1 которые имеют центральный момент 2-го порядка такой, при котором вероятность ошибки не превышает некоей величины P . Так как для случая

-з

Р с 10 можно рассчитать максимальные значения S. = i, S .. для разных

14 м кратностей модуляции

ООФМ вЂ” S, 4. 5

ДОФИ вЂ” S а 10

ТОФИ вЂ” S а 20 !

C учетом приведенной формулы (16) каждое значение S..ìîæíî сопоставить

14 с весовым коэффициентом в соответствии с табл. 2. ливает сумму в соответствии с выражением (14) и соответственно сумму

Легко показать, раскрыв выражение (13), что

Деление на М накопленных сумм реализуется тем, что для дальнейших преобразований берутся старшие разряды без шести младших. Таким образом, восемь старших разрядов, соответствующих величине m,„ подаются на постоянный запоминающий блок 20, где записан код величины -m,, а с него на вход сумматора 21, а кодером подаются

16 старших разрядов с регистра 23,т.е, величина А . . На выходе сумматора 21 получается значение S,, которое

1277 поступает на кодер, представляющее собой набор пороговых схем.

В кодере значение S.. в зависимости

41 от режима работы масштабируется сдвиговым регистром 25. В режиме ТОФМ

S. . поступает на элементы 26-28 срав I J нения без изменения, а режиме ДОФМ— сдвигается на 2 разряда, в режиме

ООФМ вЂ” на 4 разряда. Это позволяет, для всех режимов с учетом табл. 2 1О использовать одни и те же коды порогов ° В этом случае коды порогов

1 будут: порог 1 = 00110010; порог 2 =

01100101; порог 3 = 11001010.

На элементах И 29-32 собрана ко- 15 дирующая схема, которая в соответствии с табл. 2 кодирует веса К,как

J это указано в табл. 3.

Т а блица 3 (кг

1 к

0,5

0,25

Блок 9 весового суммирования в соответствии с (15) производит векторное сложение величин дЧ ;„и д1 ; . Для этого отдельно суммируются синфазные и квадратурные составляющие Х.. и Х, З5

1,г 1 у.. иу

1J 1

Х = К Х„. +КХ; (19) М

1=1

Таким образом, блок 9 весового суммирования представляет собой накапливающий сумматор, в котором слагаемые перед сложением масштабируются в соответствии с полученными бло- 45 ком 8 оценки искажений весами К„.

Значения Х;„ и Х., У;„ и У, поступают с второго коммутатора 6 демодулятора на коммутатор 33 блока 9 весового суммирования, где поочередно ком- 50 мутируются на сдвиговом регистре 34.

Сдвиговый регистр 34 представляет собой четырехвходовый коммутатор, на первый вход которого входные величины подаются напрямую, на второй вход — 55 с сдвигом на 1 разряд вправо (т.е. как бы уменьшены в два раза), на третий вход — со сдвигом на два разряда

423 12 вправо, на четвертый вход подаются нули. На управляющие входы подаются веса К . так, что при комбинации 00 выход сдвигового регистра 34 соединяется с первым входом, при комбинации—

10 — с вторым и т.д. Таким образом, на А-входе сумматора 35 будут произведения входных величин с весами К, Очевидно, что временные режимы работы блока оценки искажений и блока 9 весового суммирования выбираются так, что каждому 1-му значению входных величин Х..и У по времени соответст!

3 1! вует К . значение веса.

1.,3

В результате накопления по формулам (19) и (20) в конце посылки в запоминающем блоке 37 получается набор по числу каналов значений Х . и У

1 которые считываются в статические регистры 38 и 39 и поступают через коммутатор 6 на блок 7 вычисления pasности фаз. Он используется аналогичФ но второй раз для значений Х, и У;.

На выходе перекодирующего блока 15 в соответствии с выражениями (10), (11), (12) получаются информационные разряды Ie которые являются следствием анализа сигнала на всей посылке.

Эти разряды поступают на выходной согласующий блок 10, задача которого преобразовать параллельный код полученных информационных разрядов в последовательный, что легко реализуется на регистре сдвига с параллельной записью информации.

Формула изобретения

Демодулятор взаимоортогональных синусоидальных сигналов с фазоразностной модуляцией, содержащий блок вычисления разности фаз, первый выход которого соединен с входом выходного согласующего блока, первые и вторые активные фильтры, опорные входы которых подключены к первому выходу первого формирователя опорных частот, второй выход которого соединен с установочными входами первых активных фильтров, сигнальные входы которык обьединены с сигнальными входами вторых активнык фильтров и являются сигнальным входом демодулятора, выходом которого является выход выходного согласующего блока, о т— л и ч а ю шийся тем, что, с целью повышения помехоустойчивости, в него введены первый и второй коммутаторы, блок оценки искажений, блок

13 1277423 14 суммирования и второй формирователь второй выход которого соединен через опорных частот, выход которого соеди- блок оценки искахений с вторым входом нен с установочными входами вторых блока суммирования, выходы которого активных фильтров, выходы которых подключены к вторым входам второго подключены к первым входам первого коммутатора, при этом вход второго коммутатора, выходы которого соедине- формирователя опорных частот подклюны с первыми входами второго коммута- чен к установочным входам первых актора, выходы которого подключены к тивных фильтров, выходы которых соепервым входам блока суммирования и к динены с вторыми входами первого комвходам блока вычисления разности фаз, 10 мутатора.

1277423

1277423 ф иГ 7

Составитель О. Геллер

Техред Л. Сердюкова

Редактор И. Касарда

Корректор Л. Пилипенко

Заказ 6762/58 Тираж 624 Подписное

ВНИИПИ Государственного комитета СССР по делам изобретений и открытий

113035, Москва, Ж-35, Раушская наб., д. 4/5

Производственно-полиграфическое предприятие, г. Ужгород, ул. Проектная, 4