Способ асинхронного широтно-кодового управления полупроводниковым преобразователем для электропривода

 

Способ управления заключается в последовательном формировании со сдвигом в 60 эл.град. управляющих сигналов на вентили трехфазной мостовой схемы преобразователя, при этом в серединах полупериодов управления, внутри интервалов 60-градусных продолжительностей в центрах соответствующих тактовых подинтервалов формируются модулирующие сигналы управления, изменением длительности которых регулируется величина выходного напряжения. На большей части диапазона регулирования (на 4/5 всего диапазона) продолжительность тактовых подынтервалов варьируется в функции частоты по кусочно-линейной функции с двумя опорными точками, задаваемыми соответствующими коэффициентами, характеризующими режим управления. В центрах тактовых интервалов формируются дополнительные модулирующие сигналы управления двенадцати градусных продолжительностей. В процессе регулирования осуществляется непрерывное изменение продолжительностей основных и модулирующих сигналов управления, формируемых у одной из границ каждого из двух 24-градусных отрезков тактовых интервалов. 1 з.п.ф-лы, 4 ил.

Изобретение относится к силовой электронике и может быть использовано при разработке преобразователей на базе трехфазных автономных инверторов напряжения, предназначенных для питания систем асинхронного частотно-регулируемого электропривода.

Известны способы управления трехфазными преобразователями для электропривода, базирующиеся на поэтапном изменении количества импульсов в полуволне выходного напряжения, причем указанное изменение числа импульсов происходит дискретно, что приводит к нежелательным броскам тока в силовых цепях преобразователя в моменты дискретного переключения [1 и 2].

Известен также способ гибкого нелинейного управления широкорегулируемыми преобразователями, при котором благодаря специальной нелинейной модуляции продолжительностей основных и модулирующих сигналов управления, формируемых в тактовых точках, обеспечивается плавный безударный переход от одной формы выходного сигнала к другой [3]. Средняя частота коммутации вентилей преобразователя при этом постоянна, на всем диапазоне регулирования обеспечивается постоянство отношения величины напряжения к частоте.

Однако в спектре выходного напряжения преобразователя на всем диапазоне регулирования присутствует порой значительная по амплитуде пятая гармоническая составляющая, негативно влияющая на характера протекания процессов в системе регулируемого электропривода и создающая, в частности, значительный по величине тормозной момент асинхронному короткозамкнутому электродвигателю, входящему в состав таких систем, что особенно нежелательно в зоне пониженных частот, где двигатель наиболее чувствителен к влиянию таких, факторов. Известно также, что для повышения надежности осуществления режима пуска преобразователя, нагруженного на асинхронный двигатель, закон управления в кратковременном пусковом режиме должен отличаться от базового закона управления с U/F=const.

Целью изобретения является улучшение на всем диапазоне управления гармонического состава выходного напряжения преобразователя, а также динамиками системы в пусковом режиме и в диапазоне пониженных выходных частот, достигаемое за счет изменения на начальной частоте F_о в К раз, а на частототе LF_о в М раз продолжительности тактовых подинтервалов и соответствующего этому увеличению количества импульсов в полуволне выходной кривой, а также повышение надежности осуществления процесса пуска преобразователя, нагруженного на асинхронный двигатель.

Поставленная цель достигается тем, что при управлении по указанному способу, обеспечивающему N-кратное, начиная с частоты F_о, связанное регулирование выходных частоты и напряжения преобразователя, заключающемся в том, что основные вентили разных фаз и групп преобразователя периодически включают и выключают с взаимным фазовым сдвигом в 60 эл. град. в последовательности +А,-С,+В,-А,+С,-В, при этом для каждого вентиля в течение одного полупериода от 0 до 180 эл.град. формируют интервал проводимости вентиля, в течение другого полупериода от 180 до 360 эл.град формируют интервал закрытого состояния вентиля, на центральных внутри полупериодов тактовых интервалах от 60 до 120 и от 240 до 300 эл.град. формируют модулирующие сигналы управления, разноименные с соответствующим полупериодом управления, число которых последовательно уменьшается с ростом выходной частоты преобразователя F, причем генерированные указанных модулирующих сигналов производят в серединах тактовых подинтервалов с длительностью τ , формирование каждого i-го, считая от опорных точек внутри тактовых интервалов и до тактовых точек, модулирующего сигнала упpавления осуществляют при изменении выходной частоты преобразователя от F_о до граничной частоты F _i^I, при этом в номинальном режиме работы на поддиопазонах выходных частот, при которых F_i^ll ≥F>F_i+1^l ( F_i^l>F_i^ll>F_i+1^l), продолжительность λ всех модулирующих сигналов управления равна между собой, а на частотных поддиапазонах, на которых F_i^l≥F>F_i^ll, наряду с основным массивом модулирующих сигналов управления с продолжительностью λ в отмеченных тактовых точках формируют тактовый модулирующий сигнал с длительностью λʹ, в диапазоне выходных частот F_оN0,8NF_о в центрах указанных тактовых интервалов формируют центральные модулирующие сигналы управления с продолжительностью, равной 1/30 F (12 эл.град.), в качестве указанных опорных точек выбирают симметричные друг другу относительно середин тактовых интервалов границы боковых 24-градусных, отрезков, а в качестве тактовых точек - другие границы отрезков, синхронизируют упомянутые опорные точки с соответствующими границами соответствующих тактовых подинтервалов, в диапазоне выходных частот преобразователя F_оNLF_о продолжительность τ тактовых подинтервалов принимают равной τ = в диапазоне выходных частот преобразователя LF_oN0,8NF_о продолжительность τ определяют как τ = в пусковом режиме работы, при 2F_о>F≥F_о, значения упомянутых граничных частот, переходных от одного поддиапазона управления к другому, определяют соответственно как в этом режиме λ = τ _ , при F ≥ F > F λʹ= 1/15F-(i-1)τ _ , а в номинальном режиме работы преобразователя при LF_о≥F > 2F_о значения граничных частот F_i^II и F_i^I находят соответственно как при 0,8NF_о≥F>LF_о значения частот F_i^II и F_i^I находят соответственно как при этом на диапазоне номинального режима работы преобразователя до частоты 0,8NF_о при F_i^I≥F>F _i^II

λʹ=1/15F-(i-1)τ-1/12(2i-1)F_oN , при
F ≥ F > F λ = - а когда NF_о>F≥0,8NF_о λ =1/6-1/6F_оN.

На фиг.1 приведена схема основных соединений силовых цепей тиристорного преобразователя напряжения, выполненного на базе полностью управляемых тиристоров, нагруженного на асинхронный электродвигатель (АД); на фиг.2 - регулировочная характеристика преобразователя и кривая изменения относительной продолжительности тактовых подинтервалов; на фиг.3 - временные диаграммы, иллюстрирующие опорные варианты формирования управляющих сигналов на вентили инвертора; на фиг.4 - блок-схема системы управления преобразователем.

Временные диаграммы, построенные на фиг.3, иллюстрируют три базовых алгоритма формирования управляющих сигналов на вентили преобразователя в процессе регулирования, а также соответствующие им кривые линейного выходного напряжения U_АВ. Приведенные здесь управляющие сигналы U_yпоступают на находящийся в положительном проводящем полупериоде управления вентиль +А катодной группы трехфазной мостовой схемы преобразователя, при этом положительная величина U_y (основной сигнал управления) соответствует проводящему состоянию вентиля, а нулевое значение U_y (модулирующий сигнал управления) - закрытому состоянию (следует помнить, что вентили являются полностью управляемыми). Формирование разноименных с соответствующим полупериодом управления модулирующих сигналов управления с продолжительностями λиλʹ , задающими величину выходного напряжения преобразователя, на всем диапазоне регулирования F_оNNF_о осуществляется при этом внутри средних на полупериодах тактовых интервалах (60-120 и 240-300 эл.град.) в центрах тактовых подинтервалов, показанных на фиг.3 тонкими дугами снизу, имеющих продолжительность τ, зависящую внутри частотного диапазона F_оN0,8NF_о от значений выходной частоты F и определяемую в диапазоне выходных частот преобразователя F_оNLF_о как
τ = а в диапазоне выходных частот преобразователя LF_оN0,8NF_опродолжительность τ определяют как
τ = (см. построенные на фиг.2 кривые зависимости изменения относительной продолжительности τ^*=τ/τ_m от частоты F применительно к величине диапазона регулирования N=10 и значениям упомянутых коэффициентов К= 0,5, L=5 и М=0,25). При этом на частоте 0,8 NFо конечная величина продолжительности τ определяется для всех режимов (при любом N) как τ= 0,4/6NF_о, соответственно для анализируемого режима на начальной частоте F_о τ= 0,5/6NF_о, а на частоте LF_о (5F_о) τ=0,25/6NF_о(продолжительность тактовых подинтервалов при рассматриваемом способе управления изменяется по двум линейным зависимостям (фиг. 2), границей перехода от одной зависимости к другой при этом является частота LF_о).

Важной особенностью рассматриваемого алгоритма формирования управляющих сигналов на вентили преобразователя является тот факт, что на всем диапазоне регулирования в середине каждого из упомянутых 60-градусных интервалов формируется центральный модулирующий сигнал, причем на большей части диапазона регулирования, в зоне F_оN0,8NF_о, продолжительность этого сигнала находится как 1/30F (12 эл. град.), а в зоне повышенных частот 0,8NF_оNNF_о указанная величина находится как λ=1/6F-1/6NF_о. Формирование основного массива модулирующих сигналов управления производится в этом случае внутри крайних на тактовых интервалах отрезков 24-градусных продолжительностей. При этом внутри тактовых интервалов в зоне F_о-0,8NF_о на каждой половине тактового интервала, как показано на фиг.3, соответствующие границы крайних внутри боковых 24-градусных отрезков тактовых подинтервалов синхронизируются с соответствующими границами (в данном случае с ближними к середине тактовых интервалов границами) указанных отрезков. Возможен также другой полностью аналогичный вариант управления, при котором границы тактовых подинтервалов синхронизируются с другими, дальними от центров тактовых интервалов, границами указанных отрезков, при этом полностью сохраняются в силе все соотношения, характеризующие режим формирования управляющих сигналов.

Величины предварительно задаваемых упомянутых выше в выражениях для определения продолжительности тактовых подинтервалов коэффициентов К и М, принимающих значения от нуля до единицы, а также значения коэффициента L(0,8N>L>1), являются весьма важными параметрами рассматриваемого режима управления. Так, значение коэффициента К характеризует собой степень изменения продолжительности тактовых подинтервалов на начальной выходной частоте преобразователя F_о по сравнению с продолжительностью тактового интервала 1/6F=60 эл.град., наблюдаемой в верхней точке частотного диапазона, на частоте NF_o , на которой полуволна выходного напряжения формируется из одного импульса. При этом чем меньше абсолютное значение коэффициента К, тем короче на начальной выходной частоте продолжительность тактовых подинтервалов и тем больше количество модулирующих сигналов внутри тактовых интервалов, тем из большего числа импульсов формируется на начальной выходной частоте полуволна выходного напряжения преобразователя. Общее начальное число модулирующих сигналов (без центрального) внутри тактовых интервалов при этом определяется из выражения 0,8N/К, т.е., например, при N=10 и К=0,5 на начальной частоте внутри тактовых интервалов будет формироваться по шестнадцати модулирующих сигналов управления. В случае, когда указанное частное от деления является дробной величиной, начальное количество модулирующих сигналов управления находится округлением в большую сторону. Конкретное значение параметра К должно задаваться, исходя в первую очередь из требований к динамическим свойствам преобразовательной системы и к гармоническому составу ее выходного напряжения в области пусковых выходных частот, руководствуясь тем правилом, что большее число импульсов в выходной полуволне на начальной частоте (меньшее К) способствует улучшению гармонического состава выходного напряжения и динамических свойств системы.

Важными параметрами режима управления, характеризующими работу системы в средней части частотного диапазона, являются коэффициенты М и L. Заданием требуемого значения L выбирается точка (зона) диапазона регулирования, в которой необходимо обеспечить требуемую частоту коммутации вентилей и соответствующий гармонический состав выходного напряжения, что задается соответствующим значением упомянутого коэффициента М. При этом наиболее целесообразно производить выбор близких к оптимальному значений коэффициентов L и М для той части диапазона регулирования, в которой система электропривода с преобразователем частоты в качестве исполнительного органа функционирует наиболее продолжительно.

Процесс регулирования частоты выходного сигнала преобразователя как в пусковом, так и в номинальном режимах работы базируется в рассматриваемом случае, как показано стрелками на фиг.3,а,б, на постоянной поэтапной вариации длительностей основных и модулирующих сигналов управления, формируемых в тактовых точках, соответствующих границам 24-градусных отрезков, противоположным границам отрезков, в которых осуществляется синхронизация с границами соответствующих тактовых подинтервалов. Отмеченный принцип формирования управляющих сигналов, существенной особенностью которого является непрерывное отождествление (кодирование) продолжительностей формируемых в тактовых точках основных и модулирующих управляющих сигналов с длительностью основного массива сигналов, за счет чего осуществляется плавный безударный переход от одного поддиапазона управления к другом, может быть поэтому определен как широтно-кодовый. Ввиду того, что на начальной (пусковой) частоте выбор продолжительности тактовых подинтервалов, задаваемых величиной коэффициента К, может осуществляться произвольно, и поэтому соответственно произвольным может быть начальное число модулирующих сигналов и количество выходных импульсов в полуволне выходного напряжения, рассматриваемый способ формирования управляющих сигналов на вентили преобразователя может быть определен как асинхронный.

Внутри поддиапазонов регулирования, на которых, как показано на фиг.3, а, в отмеченных тактовых точках формируютля основные сигналы управления, регулирование величины выходного напряжения осуществляется путем изменения продолжительностей λ модулирующих сигналов по определенным зависимостям. На поддиапазонах, на которых, как показано на фиг.3,б, в тактовых точках формируются модулирующие сигналы управления с варьируемой длительностью λʹ , продолжительностью λ остальных модулирующих сигналов находится в соответствии с другими функциональными зависимостями. Граничные значения частот F_i^I и F_i^II, переходных от одного поддиапазона регулирования к другому, определяются при этом через соответствующие параметры режима управления.

Известно, что одним из наиболее экономичных и часто применяемых в номинальных режимах работы законов управления преобразователями для систем частотно-регулируемого асинхронного электропривода является управление по закону постоянства отношения величины напряжения к частоте, при котором, как показано на фиг. 2 для частотного диапазона номинального регулирования 2F_оNNF_о=10F_о, величина напряжения растет прямо пропорционально с увеличением выходной частоты преобразователя. Известно также, что в кратковременном пусковом режиме работы преобразователя, нагруженного на асинхронный электродвигатель, относительная величина напряжения должна быть существенно повышена по сравнению с номинальным режимом, в этом случае в диапазоне пусковых частот целесообразно поддерживать величину напряжения повышенной и постоянной, а в качестве верхней границы диапазона пусковых частот принимать частоту, равную удвоенной начальной частоте F_о (см. диапазон F_оN2F_о на фиг.2).

Таким образом, в пусковом режиме работы преобразователя, в диапазоне частот F_оN2F_о, упомянутые значения граничных частот и параметров управляющих сигналов, через которые реализуется требуемый закон управления, должны быть определены как

в этом режиме на всей зоне 2F_o≥ F > F_o λ = τ _ . при F ≥ F > F:λʹ= 1/15F-(i-1) τ -
В номинальном режиме работы прелбразователя при LF_о≥F>2F_о значения граничных частот F_i^II и F_i^I находят соответственно как

при 0,8NF_о≥F>LF_о значения частот F_i^II и F_i^I находят соответственно как

При этом на диапазоне номинального режима работы преобразователя до частоты 0,8NF_о при F_i^I≥F>F_i^II ,
λ = τ - ,
λʹ=1/15F-(i-1)τ-1/12(2i-1)F_oN, при
F ≥ F > F λ = - , а когда NF_о> F≥0,8NF_о λ=1/6F-1/6F_оN.

Во всех приведенных зависимостях параметр i характеризует количество модулирующих сигналов управления, формируемых внутри упомянутых 24-градусных отрезков.

На первом, начиная с пусковой частоты F_о, поддиапазоне регулирования алгоритм формирования управляющих сигналов и начальное число управляющих модулирующих сигналов i внутри заданных отрезков должны определяться следующим образом. В первую очеpедь находится частное от деления 0,4N/К, характеризующее значение i, при этом в случае дробной величины 0,4 N/К полученное значение округляется до ближайшего целого числа в большую сторону. Исходя из полученного значения i, определяются соответствующие данным значениям i,N,К,L и М величины граничных частот F_i^II и F_i^I, причем определение указанных величины должно производиться по представленным выше зависимостям, описывающим пусковой режим работы преобразователя. В случае, когда найденное таким образом первое значение F_i^I оказывается меньше пусковой частоты F_о, алгоритм формирования управляющих сигналов на первом поддиапазоне регулирования, в зоне F_i^I>F≥F_о, должен соответствовать варианту управления при F_i^I≥F>F_i (фиг.3,б), в противном случае управляющие модулирующие сигналы должны формироваться в зоне F_i^II>F≥F_о по второму из упомянутых алгоритмов (фиг. 3,а). Следует еще раз отметить, что в диапазоне пусковых частот преобразователя F_оN2F_о все параметры режима управления должны определяться в соответствии с соотношениями, описывающими именно пусковой режим работы.

В соответствии со сказанным применительно к выбранному в качестве примера режиму управления с N =10, К=0,5; L=5 и М=0,25 начальное значение параметра i для анализируемого варианта определяется как i=0,4N/К=8, которое в данном конкретном случае является целым числом (в случае дробной величины частного от деления начальное i находится округлением в большую сторону). Поскольку в первой зоне управления F_В^II>F≥F_о, начальный алгоритм формирования соответствует форме управляющих сигналов, приведенных на фиг.3,а, который после частоты F₈^II=1,019F_о сменяется вторым опорным алгоритмом (фиг. 3, б), границей которого будет частота F₈=1,144 F_о, после которой значение индекса i уменьшается на единицу (i=7). Дальнейший переход от одного поддиапазона регулирования к другому в пусковом режиме производится на частотах F₇=1,198F_о, F₇^I=1,371F_о, F₆^II=1,444F_о, F₆^II=1,718F_о, F₅^II=1,836F_о. Значение следующей по порядку граничной частоты F₅^I лежит выше верхней границы пускового режима (выше частоты 2F_о), поэтому дальнейшее определение F_i^II и F_i^I должно производиться уже по другим из приведенных зависимостей, характеpизующим номинальный режим управления применительно к диапазону частот, ограниченному сверху частотой LF_о. Соответственно по другим зависимостям, начиная с частоты 2F_о, должны определяться продолжительности модулирующих сигналов управления λиλʹ . Определенные подобным образом значения следующих по порядку граничных частот в номинальном режиме работы преобразователя соответственно равны: F₅^I=2,317F_о, F₄^II=2,630F_о, F₄^I=3,874F_о. Следующее по порядку значение граничной частоты лежит выше базового значения LF_о=5F_о, поэтому, начиная с отмеченной частоты, на верхнем частотном диапазоне изменение τ и определение значений граничных частот должно осуществляться по другим, приведенным в тексте описания выше, зависимостям. Соответствующие величины верхних граничных частот, лежащих в этом поддиапазоне, равны F₃^II= 5,648F_о, F₃^I=6,039F_о, F₂^II=7,982F_о, F₂^I=7,928F_о. Начиная с последней частоты и до частоты 0,8NF_о внутри каждого из 24-градусных отрезков формируется по одному модулирующему сигналу управления (i= 1) с продолжительностью λ= 1/12(0,8/F-1/F_оN)= 1/12 (0,8/F-1/10F_о), уменьшающейся до нуля на частоте 0,8NF_о.

Временные диаграммы, иллюстрирующие процесс формирования сигналов управления на верхней части диапазона регулирования, когда 0,8 <NF≅F<NF, изображены на фиг.3,в. В этом случае в центрах тактовых интервалов формируется по одному центральному модулирующему сигналу управления с последовательно уменьшающейся длительностью, определяемой как λ=1/6F-1/6F_оN. В этом режиме работы целесообразно обеспечить улучшение гармонического состава выходного напряжения (исключение из спектра пятой гармонической составляющей) путем формирования дополнительной последовательности модулирующих сигналов управления (пунктир на фиг.3,в). Указанные дополнительные сигналы формируются при зтом на крайних 30-градусных участках полупериодов управления, внутри зон 0-30, 150-180, 180-210 и 3330-360 эл. град. При этом местоположения ближних к границам полупериодов фронтов дополнительных модулирующих сигналов управления определяют соответственно как 12 и 168 и как 192 и 348 эл.град. Длительность упомянутых дополнительных сигналов управления определяетcя при этом в соответствии с зависимостью
γ = эл.град. эл.град.

Достаточно сложные преимущественно нелинейные зависимости, характеризующие режим проведения приемов описанного способа управления, целесообразно осуществлять при помощи современных цифровых (микропроцессорных) средств управления. На фиг. 4 представлена блок-схема системы управления преобразователем, выполненной по вертикальному принципу, базовые блоки которой строятся на цифровой основе. Ниже приводятся характеристика состава системы и принципа ее функционирования.

При помощи блока 1 задания частоты осуществляется задание требуемой выходной частоты преобразователя, на его выходе формируется сигнал U₁, пропорциональной значению выходной частоты, который поступает на входы тактового генератора 2 и N/К-канального по выходу функционального преобразователя 3. Частота следования импульсов генератора 2 определяет частоту выходного сигнала блока 4 развертки (генератора симметричного пилообразного протяженностью в 48 эл.град. с паузами в 12^о между ними напряжения), которая на всем диапазоне регулирования в шесть раз выше выходной частоты преобразователя. Сигнал блока 4 постоянно сопоставляется в блоке 5 формирования управляющих импульсов с выходными сигналами U₃ функционального преобразователя 3, величина которых пропорциональна текущим значениям положений фронтов управляющих сигналов и выходных импульсов α₁Nα_2i внутри тактовых интервалов (см. временные диаграммы U_АВ на фиг.3). Указанные значения предварительно определяются расчетным путем из соотношений, характеризующих режим формирования управляющих сигналов как для пускового, так и для номинального диапазонов регулирования. При этом следует учитывать, что
α₁=84^o-(τ-λ)/2, α₂=α₁-λ,
α₃= α₁-τ,... α₂i=α_2i-1-λ. В моменты равенства текущих значений сигналов блоков 3 и 4, как показано на внутренней временной диаграмме на фиг.4, блоком 5 вырабатываются команды на формирование фронтов управляющих (и выходных) импульсов, которые распределяются по соответствующим вентилям преобразователя в соответствии с принятым опорным законом 180-градусного управления при помощи логического распределителя 6 управляющих импульсов, соединенного своими тактовыми входами с соответствующими выходами трехразрядного регистра 7, работа которого на всем диапазоне регулирования синхронизируется тактовыми импульсами генератора 2.

Таким образом, описанный закон формирования управляющих сигналов на вентили трехфазного мостового преобразователя позволяет обеспечить на всем диапазоне регулирования полное исключение из спектра выходного напряжения наиболее нежелательной пятой паразитной гармоники, причем на большей части диапазона регулирования указанный эффект обеспечивается наиболее экономичным фазоимпульсным методом, без осуществления дополнительных коммутаций в силовой схеме. Также достигается за счет увеличенного количества управляющих и выходных сигналов на полупериоде в зоне низких и средних выходных частот улучшение динамических свойств системы в указанных зонах. При этом на всем диапазоне регулирования осуществляется плавный безударный переход от одного поддиапазона регулирования к другому. Благодаря двухзонному заданию продолжительности тактовых подинтервалов описанный способ обладает достаточной универсальностью, позволяя обеспечивать требуемые частоту переключения вентилей и спектральный состав выходного сигнала в практически любых желаемых зонах управления. Описанное видоизменение номинального закона управления в зоне пусковых частот позволяет повысить надежность осуществления весьма важного и сложного режима пуска преобразователя, нагруженного на асинхронный электродвигатель. Отмеченные преимущества могут быть с эффектом использованы при создании преобразователей как для специальных, так и для общепромышленных систем частотно-регулируемого электропривода, в том числе высоковольтных преобразовательных систем.

Формула изобретения

1. СПОСОБ АСИНХРОННОГО ШИРОТНО-КОДОВОГО УПРАВЛЕНИЯ ПОЛУПРОВОДНИКОВЫМ ПРЕОБРАЗОВАТЕЛЕМ ДЛЯ ЭЛЕКТРОПРИВОДА с N-кратным, начиная с частоты F₀, диапазоном регулирования частоты и величины выходного напряжения, при котором основные вентили разных фаз и групп преобразователя периодически включают и выключают с взаимным фазовым сдвигом в 60 эл.град. в последовательности +А, -С, +В, -А, +С, -В, при этом для каждого вентиля в течение одного полупериода от 0 до 180 эл.град. формируют интервал проводимости вентиля, в течение другого полупериода от 180 до 360 эл.град. формируют интервал закрытого состояния вентиля, на центральных внутри указанных полупериодов тактовых 60-градусных по длительности интервалах от 60 до 120 и от 240 до 300 эл.град. формируют модулирующие сигналы управления, разноименные с соответствующим полупериодом управления, число которых последовательно уменьшается с ростом выходной частоты преобразователя F, причем генерирование указанных модулирующих сигналов производят в серединах тактовых подинтервалов с длительностью τ , формирование каждого i-го, считая от опорных точек внутри тактовых интервалов и до тактовых точек, модулирующего сигнала управления осуществляют при изменении выходной частоты преобразователя от F₀ до граничной частоты F_iʹ , при этом в номинальном режиме работы на поддиапазонах выходных частот, при которых
F_iʹʹ ≥ F > F_i+1ʹ(F_iʹ > F_iʹʹ > F_i+1ʹ)
продолжительность λ всех модулирующих сигналов управления равна между собой, а на частотных поддиапазонах, на которых F_iʹ ≥ F > F_iʹʹнаряду с основным массивом модулирующих сигналов управления с продолжительностью λ в отмеченных тактовых точках формируют тактовый модулирующий сигнал длительностью λʹ , отличающийся тем, что, с целью улучшения на всем диапазоне регулирования гармонического состава выходного напряжения преобразователя, в пусковом режиме и в диапазоне пониженных и средних выходных частот, динамических характеристик системы электропривода, питаемой от преобразователя, достигаемого за счет изменения на начальной частоте F₀ в K раз, а на частоте LF₀ в M раз продолжительности тактовых подинтервалов и соответствующего этому увеличения количества импульсов в полуволне выходной кривой, а также с целью повышения надежности осуществления процесса пуска преобразователя, нагруженного на асинхронный двигатель в диапазоне выходных частот F₀÷0,8NF₀, в центрах указанных тактовых интервалов формируют центральные модулирующие сигналы управления с продолжительностью 1/30 F (12 эл.град.), в качестве указанных опорных точек выбирают симметричные друг другу относительно середины тактовых интервалов границы боковых 24-градусных отрезков, а в качестве тактовых точек - другие границы отрезков, синхронизируют упомянутые опорные точки с соответствующими границами соответствующих тактовых подинтервалов, в диапазоне выходных частот преобразователя F₀ ÷ LF₀, продолжительность τ тактовых подинтервалов принимают равной τ = , в диапазоне выходных частот преобразователя LF₀ + 0,8NF₀ продолжительность τ определяют как τ = , в пусковом режиме работы, при 2F₀ > F ≥ F₀ значения упомянутых граничных частот, переходных от одного поддиапазона управления к другому, определяют соответственно как
,
,
в этом режиме λ = τ _ ,
при F ≥ F > F λʹ= 1/15F-(i-1)τ _ ,
а в номинальном режиме работы преобразователя при LF₀ ≥ F > 2F₀значения граничных частот F_iʹʹ и F_iʹ находят соответственно как


при 0,8NF₀ ≥ F > LF₀ значения частот F_iʹʹ и F_iʹ находят соответственно как


при этом на диапазоне номинального режима работы преобразователя до частоты 0,8 NF₀ при F_iʹ ≥ F > F_iʹʹ

λʹ=1 / 15F-(i-1) τ - 1 / 12(2i-1)F_oN ,
при F ≥ F > F λ = - ,
а когда NF_o > F ≥ 0,8NF_o
λ = (1 / 6)F-1 / 6(F_oN)
2. Способ по п.1, отличающийся тем, что на поддиапазоне регулирования 0,8NF₀ < F ≅ NF₀ формируют внутри интервалов 0 - 30, 150 - 180, 180 - 210 и 330 - 360 эл.град. дополнительные модулирующие сигналы управления, при этом местоположения ближних к границам полупериодов фронтов дополнительных модулирующих сигналов управления определяют соответственно как 12 и 168 и как 192 и 348 эл.град., а продолжительность γ отмеченных сигналов находят как
_{γ =} эл.град.

РИСУНКИ

Рисунок 1, Рисунок 2, Рисунок 3, Рисунок 4