Резонансный инвертор напряжения

 

Использование: изобретение относится к преобразовательной технике. Цель изобретения - уменьшение величины угла фазового сдвига между выходными переменными напряжением и током ключевого коммутатора в диапазоне регулирования. Поставленная цель достигается использованием в инверторе частотно-избирательной минимально-фазовой цепи четвертого порядка, состоящей из последовательного включения последовательного и параллельного колебательных контуров, соответствующего расположения нулей и полюсов функции этой цепи, обеспечением максимально плоского аргумента функции цепи в диапазоне регулирования, а также блока управления. При этом отношение волновых сопротивлений параллельного и последовательного колебательных контуров цепи выполняют больше единицы, их собственные резонансные частоты равными, рабочую частоту преобразования в диапазоне регулирования изменяют между средней и высшей частотами собственных резонансов цепи, а блок управления, обеспечивающий изменение частоты переключения ключей коммутатора в различных режимах, содержит двухполупериодный прецизионный выпрямитель, суммирующий интегратор, источник напряжения задания, компаратор с симметричным гистерезисом, интегратор с устройством обнуления, одновибратор с запуском по переднему фронту, логический инвертор, тактируемый D-триггер, два логических элемента И, четыре формирователя импульсов управления ключами коммутатора. 4 ил.

Изобретение относится к преобразовательной технике и может использоваться в преобразователях постоянного напряжения в постоянное в качестве звена высокой частоты.

Известен преобразователь постоянного напряжения в постоянное, содержащий входной емкостный фильтр, два последовательно соединенных управляемых ключа коммутатора (транзистора), каждый из которых шунтирован обратным диодом, последовательный колебательный контур, подключенный выводом к средней точке соединения ключей, разделительный конденсатор, выходной трансформатор, нагруженный на выпрямитель с Г-образным фильтром, подключенный к выводам вторичной обмотки и коммутирующего конденсатора контура, а первичная обмотка включена последовательно через разделительный конденсатор с коммутирующей индуктивностью контура. При изменении частоты противофазного переключения ключей коммутатора изменяется величина тока в первичной обмотке трансформатора и напряжение на коммутирующем конденсаторе, который подключен к выводам вторичной обмотки и к входу выпрямителя, таким образом, что поддерживается неизменным напряжение на нагрузке. Однако при изменении частоты преобразования монотонно меняется и фазовый угол сдвига между переменными током и напряжением на выходе коммутатора и в пределе, при достаточно глубоком регулировании, приближается к π/2. Таким образом, в преобразователе возникает циркуляция реактивной мощности, т.е. взаимообмен энергией между входом и выходом, обусловленная фазовым сдвигом. С ростом глубины регулирования ее величина возрастает, при этом снижается коэффициент мощности преобразователя, растет токовая загрузка ключей коммутатора и реактивных коммутирующих элементов, искажение формы выходного напряжения, а также потери в них.

Известен преобразователь постоянного напряжения в постоянное, содержащий входной конденсатор, мостовой коммутатор напряжения на управляемых ключах (транзисторах), шунтированных обратными диодами, коммутирующую резонансную цепь в виде последовательного колебательного контура, включенного в переменную диагональ моста и нагруженного на разделительный трансформатор с подключенным к вторичной обмотке двухполупериодным выпрямителем и фильтром.

Регулирование и стабилизация выходного напряжения осуществляется за счет изменения частоты противофазного переключения ключей коммутатора и импеданса цепи в некотором диапазоне, нижней границей которого является частота собственного резонанса, а верхняя определяется необходимой глубиной регулирования. Однако, преобразователю присущи все недостатки, обусловленные ростом и изменением угла фазового сдвига между гармониками выходных тока и напряжения коммутатора, особенно при большом изменении частоты. Угол фазового сдвига равен нулю только в единственной начальной точке частотного диапазона, соответствующей частоте собственного резонанса.

Целью изобретения является уменьшение величины угла фазового сдвига между выходными переменными напряжением и током ключевого коммутатора в диапазоне регулирования и обуславливаемого этим снижения уровня циркуляции реактивной мощности, токовой загрузки управляемых ключей коммутатора и энергоемкости реактивных элементов резонансной цепи.

Поставленная цель достигается тем, что резонансный инвертор напряжения содержит входной конденсатор, мостовой коммутатор, выполненный на управляемых ключах (транзисторах), шунтированных обратно включенными диодами, резонансную цепь четвертого порядка, продольная ветвь которой образована из последовательного колебательного контура, а поперечная из параллельного, датчик мгновенного значения выходного напряжения, блок управления, причем выход входного конденсатора и плюсовой вывод коммутатора соединены с плюсовым входным выводом инвертора, а другой вывод входного конденсатора и минусовой вывод коммутатора с минусовым входным выводом инвертора, переменный вывод коммутатора соединен с первым выводом продольной ветви, другой переменный вывод коммутатора соединен с вторым выводом поперечной ветви и с выходным выводом инвертора, второй вывод продольной ветви соединен с первым выводом поперечной и с другим выходным выводом инвертора, отношение волновых сопротивлений параллельного и последовательного колебательных контуров цепи выполняют больше единицы, их собственные резонансные частоты равными, рабочую частоту преобразователя в диапазоне регулирования изменяют между средней и высшей частотами собственных резонансов цепи, а блок управления содержит двухполупериодный прецизионный выпрямитель, суммирующий интегратор, источник напряжения задания, компаратор с симметричным гистерезисом с устройством обнуления, одновибратор с запуском по переднему фронту, логический инвертор, тактируемый D-триггер, первый, второй логические элементы И, четыре формирователя импульсов управления ключами коммутатора, причем информационный выход датчика выходного напряжения соединен с входом выпрямителя, а его выход с инвертирующим входом суммирующего интегратора, выход источника задания соединен с неинвертирующим входом суммирующего интегратора и с инвертирующим входом компаратора, выход суммирующего интегратора соединен с входом интегратора с обнулением, а его выход с неинвертирующим входом коммутатора, выход компаратора соединен с входом одновибратора, а его выход с управляющим входом устройства обнуления интегратора, с входом логического инвертора и с тактовым С-входом триггера, прямой выход триггера соединен с первым входом первого элемента И, а инверсный выход с информационным D-входом и первым входом второго элемента И, выход логического инвертора соединен с вторыми входами первого, второго элементов И, выход первого элемента И соединен с входами первого, второго формирователей импульсов управления, выход второго элемента И соединен с входами третьего, четвертого формирователей импульсов управления, выходы этих формирователей соединеный соотвественной с управляющим входом ключей коммутатора первого с входом первого ключа, второго с входом четвертого, третьего с входом третьего и четвертого с входом второго.

Сопоставительный анализ с прототипом показывает, что заявляемый резонансный инвертор напряжения отличается тем, что отношение волновых сопротивлений параллельного и последовательного колебаний контуров резонансной цепи четвертого порядка выполняют больше единицы, а их собственные резонансные частоты равными, рабочую частоту преобразования в диапазоне регулирования изменяют между средней и высшей частотами собственных резонансов цепи, а блок управления содержит двухполупериодный прецизионный выпрямитель, суммирующий интегратор, источник напряжения задания, компаратор с симметричным гистерезисом, интегратор с устройством обнуления, одновибратор с запуском по переднему фронту, логический инвертор, тактируемый D-триггер, первый, второй логические элементы И, четыре формирователя импульсов управления ключами коммутатора.

Таким образом, заявляемый резлнансный инвертор соответствует критерию изобретения "новизна".

Сравнения заявляемого решения не только с прототипом, но и с другими техническими решениями в данной области техники не позволило выявить в них признаки, отличающие заявляемое решение от прототипа, что позволяет сделать вывод о соответствии критерию "существенные отличия".

На фиг. 1 изображена структурная схема резонансного инвертора напряжения с блоком управления, на фиг. 2 представлены частотные характеристики инвертора: а) амплитудно-частотная и коэффициент передачи по напряжению; б) фазо-частотная, на фиг. 3 представлены диаграммы работы инвертора в различных режимах: а) при максимальном напряжении питания и минимальной частоте преобразования; б) при номинальных напряжении и частоте; в) при минимальном напряжении и максимальной частоте, на фиг. 4 диаграммы работы элементов блока управления при изменении рабочей частоты преобразования.

Резонансный инвертор напряжения, выполненный по схеме (фиг. 1), содержит входной конденсатор 1, мостовой коммутатор 2, выполненный на управляемых ключах, шунтированных обратно включенными диодами, резонансную цепь четвертого порядка 3, продольная ветвь которой образована из последовательного колебательного контура L₁C₁, а поперечная из параллельного L₂C₂, датчик мгновенного значения выходного напряжения, блок управления БУ, причем вывод входного конденсатора 1 и плюсовой вывод коммутатора 2 соединен с плюсовым входным выводом инвертора, а другой вывод входного конденсатора 1 и минусовой вывод коммутатора 2 с минусовым входным выводом инвертора, переменный вывод коммутатора 2 соединен с первым выводом продольной ветви L₁C₁, другой переменный вывод коммутатора 2 соединен с вторым выводом поперечной ветви L₂C₂ и с выходным выводом инвертора, второй вывод продольной ветви L₁C₁ соединен с первым выводом поперечной ветви L₂C₂ и с другим выходным выводом инвертора, а блок управления БУ содержит двухполупериодный прецизионный выпрямитель 1, суммирующий интегратор 2, источник напряжения задания 3, компаратор с симметричным гистерезисом 4, интегратор с устройством обнуления 5, одновибратор с запуском по переднему фронту 6, логический инвертор 7, тактируемый D-триггер 8, первый, второй логические элементы И 9, 10, четыре формирователя 11, 12, 13, 14 импульсов управления ключами коммутатора, причем информационный выход датчика выходного напряжения ≈ e_н соединен с входом выпрямителя 1, а его выход с инвертирующим входом суммирующего интегратора 2, выход источника задания 3 соединен с неинвертирующим входом суммирующего интегратора 2 и с инвертирующим входом компаратора 4, выход суммирующего интегратора 2 соединен с входом интегратора с обнулением 5, а его выход неинвертирующим входом компаратора 4, выход компаратора 4 соединен с входом одновибратора 6, а его выход с управляющим входом S устройства обнуления интегратора 5, с входом логического инвертора 7 и с тактовым С-входом D-триггера 8, прямой выход Q триггера 8 соединен с первым входом первого элемента И 9, а инверсный выход с информационным - входом и первым входом второго элемента 10, выход логического инвертора 7 соединен с вторыми входами первого, второго элементов И 9, 10, выход первого элемента И 9 соединен с входами первого, второго формирователей 11, 12 импульсов управления, выход второго элемента И 10 соединен с входами третьего, четвертого формирователей 13, 14 импульсов управления, выходы этих формирователей соединены соответственно с управляющими входами ключей коммутатора первого 11 с входом S₁ первого ключа, второго 12 с входом S₄ четвертого ключа, третьего 13 с входом S₃ третьего и четвертого 14 с входом S₂ второго.

Работа и свойства резонансного инвертора напряжения реализованы благодаря использованию частотно-избирательной минимально-фазовой цепи четвертого порядка с соответствующим расположением нулей и полюсов функции цепи, обеспечению максимально плоского аргумента функции этой цепи в выбранном диапазоне регулирования, и изменению частоты переключения ключей коммутатора как реакции на возмущающие факторы по входу и выходу. Частотно-избирательная цепь в операторной форме описывается функцией Z(s) в области комплексной частоты s = σ+jω и зависит от физических параметров самой цепи. Функцию Z(s) реализуют аналитической положительной вещественной при вещественном S, все нули функции ограничивают левой S-полуплоскостью. Конечные нулевые нули и полюсы при этом будут соответствовать внутренним критическим частотам, следующим в порядке возрастания. Структура резонансной цепи при условии равенства собственных резонансных частот последовательного и параллельного контуров, обуславливает наличие трех внутренних критических частот и соответственно им резонансов, при этом внутренней критической частоте w₁ функции цепи соответствует конечный полюс, а слева и справа от него, на оси jω или около нее, расположены конечные нули, соответствующие критическим частотам ± ω₂. За базовую критическую частоту выбирают среднюю, т.е. внутреннюю критическую, равную частоте собственных резонансов контуров цепи , а диапазон регулирования по частоте справа от базовой. Тогда рабочая частота преобразования будет изменяться в пределах ω₁<ω<ω₂,, а резонансная цепь будет иметь небольшую емкостную реакцию. В зависимости от рабочей частоты ω будет преобразовываться импеданс Z(jω) цепи и изменяться коэффициент передачи K_v(ω) по напряжению.

Свойства подобных структур, т.е. частотно-избирательных цепей с минимальным числом реактивных элементов, основываются на различных соотношениях между вещественной и мнимой составляющими и между модулем и фазовым углом функции, описывающую эту цепь. Пусть Z(s) некоторая функция, в операторной форме описывающая электрическую цепь в области комплексной частоты и зависящая от параметров цепи. При s=jω можно записать в прямоугольной системе координат следующее: Z(iω) = U(jω)+jV(jω) где U(jω)= ReZ(jω) и V(jω)= ImZ(jω), или в полярной системе координат: при этом модуль, а ϕ(ω) фазовый угол функции Z(jω). Очевидны следующие соотношения между составляющими этих двух представлений [3] Известно, что резонансный инвертор можно представить как некоторую линейную стационарную систему и рассматривать ее в частотной области, задаваясь частотным коэффициентом передачи. Если на вход системы или соответствующей ей некоторой цепи, поступает возбуждающий сигнал с частотной ω, то модуль можно интерпретировать как амплитудно-частотную характеристику системы или цепи, а ϕ(ω) как фазочастотную характеристику.

Связь между составляющими функции цепи, т.е. однозначное соответствие между вещественной частью U(jω) и мнимой V(jω), определяется при помощи интеграла Фурье, преобразования Лапласа и основана на аналитичности Z(s) в правой S-полуплоскости, означающей, что цепь пассивная, или в другой формулировке, что функция Z(s) любой устойчивой цепи в правой полуплоскости переменной S является аналитической функцией. Другими словами, аналитичность означает то, что реакция цепи до подключения возбуждения тождественно равна нулю (предполагаются нулевые начальные условия). Если к тому же цепь является минимально-фазовой, то ее функция в правой S-полуплоскости не имеет и нулей. Это значит, что аналитической оказывается функция Граничные значения вещественной и мнимой частей функции ln Z(s) на мнимой оси, т.е. при s=jω, связаны между собой прямым и обратным преобразованием Гильберта:
Соотношения устанавливают, что если заданы вещественная или мнимая составляющая функции цепи, то мнимая или вещественная составляющая определяется с точностью до произвольного слагаемого: постоянной величины или функции. Итак, по заданному модулю функции цепи можно найти фазовый угол v(ω) с точностью до фазового угла цепи нулевого затухания, а по заданной функции ϕ(ω) можно определить модуль только с точностью до модуля функции резистивной цепи, т.е. некоторого постоянного множителя.

В прямых и обратных преобразованиях Гильберта подинтегральная функция 1/(ζ-ω), называемая ядром этих преобразований, имеет разрыв второго рода при ζ=ω, поэтому интегралы преобразования следует понимать в смысле главного значения, так как ядро преобразований есть нечетная функция текущего аргумента относительно точки w=ζ, a значит сигнал, сопряженных к константе, тождественно будет равен нулю, т.е.

Отсюда непосредственно вытекает следующее свойств преобразований Гильберта: если при каком-либо ζ исходная функция Z(jω) достигнет экстремума (максимума или минимума), то в окрестности этой точки сопряженная функция проходит через ноль, в силу четности исходной функции и нечетности ядра. Физическая интерпретация преобразований Гильберта заключается в том, что если исходная функция при изменении частоты ведет себя "подобно косинусоидальной", то сопряженная с ней функция (фактически ее аргумент) будет изменяться "подобно синусоидальной".

Таким образом, основываясь на свойствах преобразований Гильберта, можно утверждать, что если амплитудно-частотная характеристика минимально-фазовой цепи, т.е. на каких-либо частотах имеет экстремумы, то фазочастотная характеристика ϕ(ω) этой цепи в окрестностях этих точек проходит через ноль, а в точках перегиба функции модуля изменяется знак производной функции аргумента dϕ(ω)/dω на противоположный.

Известно, что функция цепи полностью определяется ее нулями и полюсами, соответствующим критическим частотам и некоторой дополнительной информацией, определяющей постоянный множитель, т.е. характер нагрузки цепи. Таким образом, пассивная цепь всегда имеет внешние критические частоты (нуль или полюс) при s_→0 и s_→ ∞,, все другие конечные ненулевые нули и полюсы являются внутренними критическими частотами или частотами собственных резонансов. Если известны внутренние критические частоты, то внешние определяются однозначно в соответствии с разделительным свойством, т.е. если высшая конечная критическая частота есть полюс, то должен существовать нуль при s_→ ∞; если наименьшая критическая частота есть нуль, то должен быть полюс при s_→ 0)). В результате, функция цепи Z(s) полностью определяется ее внутренними критическими частотами, задаваемыми на оси jω или около нее, и одним дополнительным условием, определяющим постоянный множитель (нагрузку цепи). С другой стороны, функция цепи Z(s) полностью известна, если известны все элементы цепи. Располагая определенным образом чередующиеся нули и полюсы, соответствующие внутренним критическим частотам, задаваясь необходимым диапазоном регулирования по частоте, напряжению, и желаемой реакцией цепи, обеспечивая таким образом необходимую смену (пульсацию) знака производной аргумента и величину максимума фазового угла в критических точках частотного диапазона, задаются фазо-частотной характеристиками реализуемой резонансной цепи. При этом коэффициент передачи мощности, являющийся квадратом модуля амплитудно-частотной характеристики, монотонно изменяется между точками экстремумов при изменении частоты. Таким образом, для частотно-избирательной цепи Z(s) можно определить частотный коэффициент передачи по напряжению K_v(ω). В общем случае, при рассмотрении частотного коэффициента передачи в зависимости от комплексной частоты S, можно рассматривать более общую характеристику цепи передаточную функцию K_v(s). При этом передаточная функция обладает всеми свойствами рассмотренных функций линейных стационарных систем или цепей.

Резонансный инвертор напряжения (фиг. 1) работает следующим образом. Постоянное напряжение источника питания Е, подключенного к входным выводам, поступает на входной конденсатор 1, являющимся емкостным накопителем, где дополнительно сглаживается и подается на выводы ключевого коммутатора 2, вырабатывающего по заданному блоком управления закону переменное напряжение ~v, поступающее с переменных выводов коммутатора 2 на вход частотно-избирательной цепи 3 с входной функцией Z(s), реализованной приведенным методом, представляющая собой последовательное включение последовательного и параллельного колебательных контуров L₁C₁ и L₂C₂.

В результате, цепь 3 в зависимости от изменения частоты переключения ключей коммутатора 2 преобразует свой импеданс (входную функцию) Z(jω) и коэффициент передачи по напряжению K_v(ω) таким образом, что в подключенном параллельно контуру L₂C₂ эквивалентному сопротивлению нагрузки (в общем случае комплексному), обеспечивается неизменная амплитуда выходного напряжения ≈ e_н. При этом частота ω работы ключей коммутатора 2 изменяется в диапазоне D_ω, а входное напряжение питания Е изменяется в диапазоне D_v. Одновременно с этим, фазовый сдвиг между основными гармониками тока и напряжения коммутатора 2 в крайних точках диапазона D_ω (соответственно, в точках w₁ и ω₂) равен нулю, а в некоторой критической точке ω_K1 не превышает величину ϕ(ω)_max. Таким образом, практически во всем диапазоне работы инвертора коэффициент мощности равен единице или близок к ней.

Основные соотношения, характеризующие работу инвертора, можно выразить через параметры колебательных контуров цепи, предварительно проведя нормировку по частоте и по величине действительной части комплекса нагрузки, учтя условие равенства собственных резонансных частот. Тогда рабочая частота преобразования:

волновые сопротивления соответствующих контуров:

Здесь L₁C₁ и L₂C₂ индуктивности и емкости реактивных элементов соответственно последовательного и параллельного контуров резонансной цепи 3; вещественная часть комплекса сопротивления нагрузки.

Условием существования устойчивой области работы инвертора (условие обеспечения отрицательной обратной связи, т.е. однородность и положительность производной модуля функции цепи в пределах изменения частоты) является выполнение соотношений:

Здесь ω^*₁ и ω^*₂ соответственно минимальная и максимальная рабочие нормированные частоты, т.е. крайние точки диапазона регулирования D_ω, причем нормированная базовая частота ω^*₁ =1.

Входная функция частотно-избирательной цепи четвертого порядка описывается выражением:

Коэффициент передачи по напряжению (передаточная функция):

Как следует из выражения, поведение модуля коэффициента передачи и фазовый сдвиг (поведение аргумента функции цепи) в зависимости от изменения частоты и расположения нулей и полюсов, следующее. Если базовым является конечный полюс ( что обеспечивается выбранной структурой резонансной цепи), то слева и справа от него на мнимой оси или около нее, будут располагаться конечные нули, являющиеся сопряженной парой, т. е. цепь будет иметь три собственных резонанса, крайние из которых расположены зеркально-симметрично относительно среднего, следующие в порядке возрастания. В точках экстремумов модуля функции , соответствующим внутренним критическим частотам, функция аргумента проходит через ноль, причем при ± ω _→ ∞, ϕ(ω)__→ ± π/2,2 а в точках перегиба функции модуля происходит смена знака производной аргумента функции, т.е. пульсация знака dϕ(ω)/dω./2
Расчетные соотношения, характеризующие резонансный инвертор, следующие:
диапазон регулирования по напряжению;
диапазон регулирования по частоте.

Взаимосвязь диапазонов регулирования:

Максимум величины угла фазового сдвига между выходными переменными напряжением и током коммутатора в диапазоне регулирования:
, при некоторой критической частоте ω^*_K1, причем ω^*₁< ω^*_K1<ω^*₂,

Максимум модуля коэффициента передачи резонансного инвертора:
при некоторой критической частоте ω^*_K2, причем ω^*_K2>ω^*₂ >ω^*_K1,

Как следует из приведенных выражений, практически во всем диапазоне работы инвертора коэффициент мощности равен единице или близок к ней и например, при значениях ρ₁=0,8 и ρ₂=2 (в относительных единицах, пронормированные значением ), диапазон регулирования по напряжению (V_max/V_min 1/D_v 1,5811, а по частоте D_ω= ω^*₂/ω^*₁ = 1,352, максимум фазового сдвига равен по модулю () 15,8 эл.град. при ω^*_K1 1,1923, а коэффициент мощности, предельно минимальный в этой точке диапазона равен [cos ϕ(ω)_MAX]_MIN 0,9623.

Таким образом, инвертор во всем диапазоне регулирования имеет малую величину угла фазового сдвига между переменным напряжением и током коммутатора, причем в крайних точках диапазона (в точках резонансов) он равен нулю. Благодаря этому практически полностью отсутствует циркуляция реактивной мощности, порождаемая фазовым сдвигом. Силовые ключи коммутатора оказываются загруженными только активным током, их коммутация осуществляется практически в бестоковые моменты или при весьма малом емкостном токе (при частотах вблизи критической). Кроме того, оказывается мало загруженными реактивным током и элементы колебательных контуров резонансной цепи вследствие их невысоких добротностей и при потреблении контурами практически чисто активной мощности, что уменьшает необходимую энергоемкость реактивных элементов цепи.

На фиг. 2 представлены частотные характеристики резонансного инвертора напряжения, описывающие поведение амплитудно-частотной коэффициента передачи , (а) и фазо-частотной arg Z(jω), (б) характеристик, расположение нулей и полюса входной функции, диапазонов регулирования по напряжению и частоте.

На фиг. 3 представлены диаграммы работы инвертора в различных режимах. Как видно из диаграмм (а,в) угол фазового сдвига между током ≈i и напряжением ≈v коммутатора, а следовательно и его управляемых ключей, в крайних точках диапазона регулирования равен нулю, а в номинальном режиме, особенно при критической частоте ω^*_K1, практически незначителен (б).

Блок управления БУ работает следующим образом. Информационный сигнал с выхода датчика мгновенного значения выходного напряжения ≈e_н с соответствующим коэффициентом усиления подается на вход двухпозиционного презиционного выпрямителя 1, на выходе которого формируется модуль сигнала обратной связи по напряжению, поступающий затем на инвертирующий вход суммирующего интегратора 2. На неинвертирующий вход интегратора 2 поступает сигнал уставки с выхода источника напряжения задания 3. На выходе интегратора 2 формируется усредненный сигнал рассогласования, поступающий затем на вход интегратора с устройством обнуления 5, который совместно с компаратором 4 и одновибратором 6, в совокупности образуют преобразователь напряжения в частоту. В зависимости от величины сигнала рассогласования преобразователем вырабатывается последовательность узких импульсов удвоенной частоты, длительность которых определяется временем τ возбужденного состояния одновибратора 6 (фиг. 4а,в). Таким образом, сигнал с выхода интегратора 5 поступает на неинвертирующий вход компаратора 4, одновременно с ним на его инвертирующий вход подается постоянный сигнал смещения с выхода задатчика 3, величина которого совместно с постоянной времени интегратора 5 определяет частоту генерации преобразователя. По передним фронтам логических сигналов переключения компаратора 4 запускается одновибратор 6, вырабатывающий в эти моменты кратковременные импульсы длительностью t, поступающие затем на управляющий вход S устройства обнуления интегратора 5, устанавливающие его в исходное состояние, и на тактовый С-вход D-триггера 8, который совместно с инвертором 7 и элементами И 9, 10 образуют фазорасщепляющее устройство, формирующее две последовательности импульсов, сдвинутых друг относительно друга на полупериод. С выхода Q D-триггера 8 снимают прямую последовательность импульсов типа меандра, поступающую затем на первый вход первого элемента И 9, а с инверсного выхода обратную последовательность таких же импульсов, поступающую на первый вход второго элемента И 10 и одновременно на информационный D-вход, благодаря чему триггер 8 оказывается включенным в счетном режиме, осуществляя деление на два тактовой частоты, поступающей на С-вход. На вторые входы элементов И 9, 10 поступает инверсия импульсов τ одновибратора 6, осуществляемая логическим инвертором 7. В результате, на выходе элемента И 9 формируется прямая последовательность импульсов (фиг. 4d), поступающая затем на входы формирователей импульсов управления 11, 12 соответствующих ключей коммутатора, а на выходе элемента И 10 обратная последовательность (фиг. 4е), поступающая на входы формирователей импульсов управления 13, 14 соответствующих ключей. Передние и задние фронты импульсов этих последовательностей оказываются сдвинутыми относительно друг друга на постоянную величину t, а следовательно, на это же время будет осуществляться задержка включения накрест лежащих соответствующих ключей мостового коммутатора. Задержка необходима для надежного выключения коммутирующих соответствующих накрест лежащих пар ключей и исключения появления сверхтока через них из-за конечного времени выключения. Для нормальной работы инвертора длительность задержки t должна быть значительно меньше полупериода наибольшей частоты, т.е.

Импульсы управления с выходов формирователей поступают на управляющие входы ключей коммутатора первого 11 на вход S₁ первого ключа, второго 12 на вход S₄ четвертого ключа, третьего 13 на вход S₃ третьего ключа и четвертого 14 на вход S₂ второго ключа.

Формула изобретения

Резонансный инвертор напряжения, содержащий выводы для подключения источника постоянного напряжения, соединенный с ними входной конденсатор, мостовой коммутатор, выполненный на управляемых ключах, шунтированных обратно включенными диодами, подключенную к выходу мостового коммутатора резонансную цепь четвертого порядка, продольная ветвь которой образована из последовательного колебательного контура, а поперечная из параллельного, датчик мгновенных значений выходного напряжения, блок управления, причем первый выходной вывод коммутатора соединен с первым выводом продольной ветви, другой выходной вывод коммутатора с вторым выводом поперечной ветви и с выводом для подключения нагрузки, второй вывод продольной ветви с первым выводом поперечной и с другим выводом для подключения нагрузки, отличающийся тем, что отношение волновых сопротивлений параллельного и последовательного колебательных контуров цепи выбрано больше единицы, их собственные резонансные частоты равными, а блок управления выполнен с возможностью устанавливать рабочую частоту переключения ключей коммутатора в диапазоне регулирования между средней и высшей частотами собственных резонансов цепи и содержит двухполупериодный прецизионный выпрямитель, суммирующий интегратор, источник напряжения задания, компаратор с симметричным гистерезисом, интегратор с устройством обнуления, одновибратор с запуском по переднему фронту, логический инвертор, тактируемый D-триггер, первый и второй логические элементы И, четыре формирователя импульсов управления ключами коммутатора, причем информационный выход датчика выходного напряжения соединен с входом выпрямителя, а его выход с инвертирующим входом суммирующего интегратора, выход источника задания соединен с неинвертирующим входом суммирующего интегратора и с инвертирующим входом компаратора, выход суммирующего интегратора соединен с входом интегратора с обнулением, а его выход с неинвертирующим входом компаратора, выход компаратора соединен с входом одновибратора, а его выход с управляющим входом устройства обнуления интегратора, с входом логического инвертора и с тактовым С-входом триггера, прямой выход триггера соединен с первым входом первого элемента И, а инверсный выход с информационным D-входом и первым входом второго элемента И, выход логического инвертора соединен с вторыми входами первого, второго элементов И, выход первого элемента И соединен с входами первого, второго формирователей импульсов управления, выход второго элемента И соединен с входами третьего и четвертого формирователей импульсов управления, выходы этих формирователей соединены соответственно с управляющими входами ключей коммутатора: первого с входом первого ключа, второго с входом четвертого, третьего с входом третьего и четвертого с входом второго.

РИСУНКИ

Рисунок 1, Рисунок 2, Рисунок 3, Рисунок 4