Адаптивное устройство защиты радиолокационной станции от пассивных помех

 

Адаптивное устройство защиты РЛС от пассивных помех относится к радиоэлектронике и может быть использовано в радиолокационных станциях для обнаружения сигналов движущихся целей (СДЦ) на фоне пассивных помех, перемещающихся под действием ветра (метеообразование и другие типы помех) с неизвестными корреляционными свойствами, а также в системах управления воздушным движением и в системах, обеспечивающих безопасность движения морских кораблей. Задача изобретения - повышение эффективности режекции пассивных помех. Поставленная задача изобретения достигается применением нового метода последовательно-параллельного построения структуры режекторного фильтра (РФ) нерекурсивного типа произвольного порядка на основе двухканальных РФ (ДРФ) параллельной структуры. Полоса режекции Р-кратного ДРФ адаптируется как под ширину спектра пассивной помехи без ее оценки корреляционной матрицы, так и под доплеровскую скорость перемещающегося облака помехи или платформы РЛС. Введены новые блоки и организованы новые связи. В результате технического решения эффективность режекции пассивной помехи (коэффициент подавления помехи) в широком изменении нормированной полосы спектра помехи Δ F_пT = 0,05.. . 0,15 и порядка P = 2...7 ДРФ увеличилась в среднем на 7 дб в сравнении с известными РФ типа ЧПК при одинаковых помеховых условиях. Предложенное устройство может найти применение и в других областях радиоэлектроники для обеления коррелированных составляющих помехи. 3 з.п. ф-лы, 5 ил., 3 табл.

Изобретение относится к радиоэлектронике и может быть использовано в радиолокационных станциях (РЛС) для селекции сигналов движущихся целей (СДЦ) на фоне пассивных помех, метеообразований и других типов помех, перемещающихся под действием ветра с неизвестными корреляционными параметрами. Устройство также может быть использовано в системах управления воздушным движением и в системах, обеспечивающих безопасность движения морских кораблей гражданского флота.

Известно устройство [1] содержащее фазовые детекторы (ФД), аналого-цифровые преобразователи (АЦП), n блоков задержки, сумматоры, квадраторы и цифровой компаратор. Устройство реализует идею многократной череспериодной компенсации (ЧПК-n), эффективность режекции помехи которой зависит как от порядка n, так и от параметров помехи, к которым устройство не адаптируется.

Известно также устройство [2] содержащее блоки измерения и усреднения междупериодного доплеровского сдвига фазы помехи ( (ϕ_дп) ), измеритель мощности помехи и два квадратурных канала, каждый из которых содержит фазовый детектор, АЦП, фазовращатели, n блоков памяти и сумматоры. Устройство обеспечивает адаптацию под доплеровскую поправку и ширину спектра помехи. Однако данное устройство не является оптимальным.

Известно также устройство [3] подавления пассивных помех, выбранное в качестве прототипа, содержащее блок измерения и усреднения междупериодного сдвига фазы помехи, блок измерения междупериодного коэффициента корреляции помехи и два квадратурных канала, каждый из которых содержит ФД, АЦП, два блока памяти, умножители, фазовращатели и сумматоры.

Устройство обладает высокой эффективностью в рассматриваемом классе нерекурсивных фильтров второго порядка, но непредельной.

Технической задачей данного изобретения является повышение эффективности защиты РЛС от пассивных помех за счет адаптации полосы режекции устройства под ширину спектра помех и компенсации по пачке эхо-сигналов междупериодного фазового сдвига помех за счет ее движения.

Поставленная задача решается в адаптивном устройстве защиты РЛС от пассивных помех, содержащем два объединенных по входу квадратурных канала, каждый из которых содержит последовательно соединенные фазовый детектор, второй вход которого является входом опорного сигнала, аналого-цифровой преобразователь, первый блок памяти и косинусно-синусный блок вычисления доплеровского междупериодного сдвига фазы помехи по пачке эхо-сигналов, а также цифровой фазовращатель и последовательно соединенные блок объединения квадратурных каналов и пороговый блок, при этом выход аналого-цифрового преобразователя каждого канала соединен с соответствующим дополнительным входом косинусно-синусного блока и соответствующим первым входом цифрового фазовращателя, в которое согласно изобретению введены накопитель междупериодного доплеровского фазового сдвига помехи по пачке эхо-сигналов и в каждом квадратурном канале P последовательно соединенных двухканальных режекторных фильтров второго, третьего или только второго, или только третьего порядков нерекурсивного типа, причем в каждом квадратурном канале выход цифрового фазовращателя соединен с входом первого двухканального режекторного фильтра второго, третьего или только второго, или только третьего порядков, выход последнего двухканального режекторного типа второго, третьего или только второго, или только третьего порядков нерекурсивного типа соединен с соответствующим входом блока объединения квадратурных каналов, выходы косинусно-синусного блока вычисления доплеровского междупериодного сдвига фазы помехи соединены соответственно с входами накопителя фазового сдвига помехи по пачке эхо-сигналов, выходы которого подсоединены соответственно к вторым входам цифрового фазовращателя, при этом выход порогового блока является выходом адаптивного устройства защиты РЛС от пассивных помех, а объединенные входы фазовых детекторов его входом.

Двухканальный режекторный фильтр второго, третьего или только второго, или только третьего порядка нерекурсивного типа предпочтительно выполнить в виде последовательно соединенных n блоков памяти, где n порядок двухканального режекторного фильтра второго, третьего или только второго, или только третьего порядка нерекурсивного типа, первого сумматора, первого накопителя остатков режекции пассивной помехи, делителя, умножителя и вычитателя, а также последовательно соединенных второго сумматора и второго накопителя остатков режекции, причем вход первого блока памяти является входом двухканального режекторного фильтра второго, третьего или только второго, или только третьего порядка нерекурсивного типа и соединен с вторым входом первого сумматора, входы второго сумматора подсоединены соответственно к выходам блоков памяти, кроме последнего, выход второго сумматора подключен к второму входу умножителя, второй накопитель остатков режекции пассивной помехи включен между выходом второго сумматора и вторым входом делителя, а выход первого сумматора соединен с вторым входом вычитателя, выход которого является выходом двухканального режекторного фильтра второго, третьего или только второго, или только третьего порядка нерекурсивного типа.

Накопитель остатков режекции пассивной помехи может содержать последовательно соединенные блок взятия модуля, M блоков задержки и M+1-входовой сумматор, M входов которого подсоединены соответственно к выходам M блоков задержки, при этом входом накопителя остатков режекции пассивной помехи является вход блока взятия модуля, а его выходом выход M+1-входового сумматора.

Накопитель междупериодного доплеровского фазового сдвига помехи может содержать последовательно соединенные первый умножитель, первый сумматор, первый блок памяти, второй умножитель, второй сумматор, второй блок памяти и третий умножитель, выход которого соединен с вторым входом второго сумматора, а также четвертый умножитель, выход которого соединен с вторым входом первого сумматора, при этом первый вход первого умножителя и второй вход третьего умножителя объединены и являются косинусным входом накопителя междупериодного доплеровского фазового сдвига помехи, синусным входом которого является объединенные второй и первый входы соответственно второго и четвертого умножителей, второй вход четвертого умножителя соединен с выходом второго блока памяти, косинусным и синусным выходами накопителя междупериодного доплеровского фазового сдвига помехи являются соответственно выходы первого и второго сумматоров.

Поставленная задача решается за счет использования метода последовательно-параллельного построения структуры режекторного фильтра (РФ) нерекурсивного типа произвольного порядка на основе двухканальных режекторных фильтров (ДРФ) параллельной структуры, тогда как РФ прототипа и другие аналоги построены по методу трансверсального фильтра. Полоса режекции ДРФ кратности РФ адаптируется под ширину энергетического спектра пассивной помехи без оценки (изменения) междупериодных коэффициентов корреляции помехи ϕ_п (kT), а путем вычисления весовых коэффициентов Θ_p по остаткам режекции помехи в каналах ДРФ. Весовые коэффициенты канальных РФ целочисленные и в процессе работы постоянны.

При построении P-кратного трансверсального РФ, который адаптируется под доплеровскую поправку помехи ϕ_дп= Ω_дпT необходимо использовать P-1 фазовращателей, как в прототипе.

В предлагаемом устройстве используется один фазовращатель на входе ДРФ, который осуществляет компенсацию движения помехи по всей пачке эхо-сигналов, а амплитудно-частотная характеристика ( АЧХ) ДРФ при этом не перестраивается. Такой подход компенсации доплеровской скорости помехи исключает применение P-2 фазовращателей. Для измерения междупериодного сдвига фазы помехи по пачке эхо-сигналов ϕ = Σ ϕ_iдп введен накопитель фазового сдвига по пачке.

На фиг. 1 приведена структурная электрическая схема адаптивного устройства защиты от пассивных помех; на фиг. 2 структурная электрическая схема двухканального режекторного фильтра второго порядка; на фиг. 3 - структурная электрическая схема накопителя остатков режекции пассивных помех; на фиг. 4 структурная электрическая схема накопителя междупериодного доплеровского фазового сдвига помехи по пачке эхо-сигналов.

Адаптивное устройство защиты РЛС от пассивных помех (фиг. 1) содержит два квадратурных канала, объединенных по входу и выходу, каждый из которых состоит из последовательно соединенных фазового детектора 1, на второй вход которого подается опорный сигнал, аналого-цифрового преобразователя (АЦП) 2 и первого блока памяти 3, а также являющиеся общими для обоих каналов последовательно соединенные косинусно-синусный блок 4 вычисления доплеровского междупериодного сдвига фазы помехи по пачке эхо-сигналов, накопитель 5 доплеровского междупериодного сдвига фазы помехи по пачке эхо-сигналов и цифровой фазовращатель 6, причем в каждом квадратурном канале содержатся Р двухканальных режекторных фильтров (ДРФ) 7-1,7-2,7-Р второго, третьего или только второго, или только третьего порядков нерекурсивного типа, а на объединенном выходе квадратурных каналов включены последовательно соединенные блок 8 объединения квадратурных каналов и пороговый блок 9.

Двухканальный режекторный фильтр 7 второго, третьего или только второго, или только третьего порядка нерекурсивного типа (фиг. 2) содержит n последовательно соединенных блоков памяти 10 где n порядок двухканального режекторного фильтра второго, третьего или только второго, или только третьего порядков нерекурсивного типа, первый сумматор 11, первый накопитель 12 остатков режекции пассивной помехи, делитель 13, умножитель 14 и вычитатель 15, а также последовательно соединенные второй сумматор 16 и второй накопитель 17 остатков режекции пассивной помехи, причем вход первого блока памяти 10-1 является входом двухканального режекторного фильтра 7 и соединен с вторым входом первого сумматора 11, входы второго сумматора 16 подсоединены соответственно к выходам блоков памяти 10-1, 10-2, кроме последнего, выход второго сумматора 16 подключен к второму входу умножителя 14, второй накопитель 17 включен между выходом второго сумматора 16 и вторым входом делителя 13, а выход первого сумматора 11 соединен с вторым входом вычитателя 15, выход которого является выходом двухканального режекторного фильтра 7.

Накопитель 12 (17) остатков режекции пассивной помехи (фиг.3) содержит последовательно соединенные блок взятия модуля 18, M блоков задержки 19 и M+1-входовой сумматор 20, М входов которого подсоединены соответственно к выходам M блоков задержки 19, при этом входом накопителя 12 является вход блока взятия модуля 18, а его выходом выход M+1-входового сумматора 20.

Накопитель 5 междупериодного доплеровского фазового сдвига помехи по пачке эхо-сигналов (фиг.4) содержит последовательно соединенные первый умножитель 21, первый сумматор 22, первый блок памяти 23, второй умножитель 24, второй сумматор 25, второй блок памяти 26 и третий умножитель 27, выход которого соединен с вторым входом второго сумматора 25, а также четвертый умножитель 28, выход которого соединен с вторым входом первого сумматора 22, при этом первый вход первого умножителя 21 и второй вход третьего умножителя 27 объединены и являются косинусным входом накопителя 5, синусным входом которого является объединенные второй и первый входы соответственно второго и четвертого умножителей 24 и 28 второй вход четвертого умножителя 28 соединен с выходом второго блока памяти 26, косинусным и синусным выходами накопителя 5 являются соответственно выходы первого и второго сумматоров 22 и 25.

Адаптивное устройство защиты РЛС от пассивных помех работает следующим образом.

Сигнал, снимаемый с выхода фазового детектора 1, поступает на вход АЦП 2, где преобразуется в цифровой код, а с выхода АЦП 2 поступает на вход цифрового фазовращателя 6, блока памяти 3 и на входы косинусно-синусного блока 4, где осуществляется оценка значений неизвестных параметров помехи вида cosϕ_дп и cosϕ_дп нормированные оценочные алгоритмы которых имеют вид: где ϕ_дп междупериодный доплеровский фазовый сдвиг между смежными импульсами пачки эхо-сигналов; X_k, Y_k, X_k-1, Y_k-1- квадратурные составляющие смежных импульсов пачки.

С выхода блока 4 цифровые коды величин типа sinϕ_дп и cosϕ_дп поступают на входы накопителя 5, который работает по известному алгоритму с целью компенсации доплеровской поправки скорости пассивной помехи где ϕ₁ междупериодный фазовый угол между первым и вторым векторами сигналов пачки эхо-сигналов; ϕ₂ угол соответственно между вторым и третьим векторными сигналами пачки; (ϕ₁+ϕ₂) угол между первым и третьим импульсами пачки.

Для n- импульсной пачки сигналов накопленные фазовые сдвиги имеют вид Накопленные фазовые сдвиги по мере поступления импульсов пачки на вход приемника РЛС поступают на вторые входы фазовращателей 6, на первые входы которых поступают текущие импульсы пачки. Начальная фаза текущего импульса пачки относительно начальной фазы первого импульса пачки имеет фазовый сдвиг. Этот фазовый сдвиг изморен при помощи блоков 4 и 5, а фазовращатель 6 обеспечивает компенсацию этого фазового сдвига, т.е. обеспечивает фазирование этих колебаний.

Алгоритм фазовращателя по пачке импульсов имеет вид

где x_k, y_k квадратурные сигналы текущего импульса пачки, имеющего фазовый сдвиг относительно начальной фазы первого импульса пачки;
преобразованные квадратурные сигналы текущего импульса пачки и имеющего начальную фазу первого импульса пачки.

В результате работы блоков 4 6, работающих по алгоритмам (1) (3), обеспечивается компенсация доплеровской поправки скорости помехи по всей пачки эхо-сигналов.

Блоки памяти 3 совместно с косинусно-синусным блоком 4 обеспечивают вычисление междупериодных на смежных импульсах пачки значения величин sinϕ_дп и cosϕ_дп
Величина памяти T блока 3 равна периоду зондирующих импульсов РЛС T_п.

Таким образом, на входе РФ, построенного на последовательном (каскадном) включении ДРФ второго или третьего порядков 7, поступает сфазированная пачка эхо-сигналов, отраженная от облака движущейся помехи. Двухканальный режекторный фильтр (ДРФ) обеспечивает практически оптимальную обработку помеховых сигналов за счет синтеза согласованных целочисленных весовых коэффициентов обоих каналов и введения суммарно-разностной когерентно-весовой операции.

Двухканальный режекторный фильтр 7 работает следующим образом.

На вход ДРФ 7 поступает когерентная пачка эхо-сигналов, которая обрабатывается в двух параллельных режекторных каналах. Первый канал содержит последовательно соединенные блоки памяти 10-1, 10-2 и сумматор 11, второй канал содержит также блоки 10 и сумматор 16. Оба канала работают по алгоритмам:

где ΔU₁,ΔU_2/ остатки режекции каналов;
x_i пачка эхо-сигналов,
h^x_i,h^y_i весовые коэффициенты канальных фильтров.

Остатки режекции ΔU₁ и ΔU₂ накапливаются накопителем 12, 17 по кольцам дальности M для вычисления оптимального весового коэффициента по алгоритму

где M объем обучающей выборки.

Операция деления для вычисления весового коэффициента производится делителем 13. Умножитель 14 и вычислитель 15 реализуют суммарную когерентно-весовую операцию, которая обеспечивает минимальные остатки режекции ДРФ в целом
По структуре ДРФ (фиг.2) отношение сигнал/помеха на выходе вычитателя 15 определяется выражением:

где τ²_1c,τ²_2c,τ²_1п,τ²_2п дисперсии сигнала и помехи на выходах каналов ДРФ;
ρ₁₂(τ)_c,ρ₁₂(τ)_п коэффициенты взаимной корреляции между каналами по сигналу и помехе.

Для обеспечения максимального отношения сигнал/помеха необходимо и достаточно, чтобы коэффициенты взаимной корреляции были бы близки к значениям:
ρ₁₂(τ)_c≈ 1, а ρ₁₂(τ)_п≈ 1 (6)
Тогда с учетом (6) выражение (5) будет иметь вид:

что отражает суть дополнительной суммарно-разностной операции двухканального РФ.

Условие (6) можно выполнить, если АЧХ и ФЧХ каналов ДРФ относительно помехи выбрать как:

где K₁, K₂, ϕ₁,ϕ₂ АЧХ и ФЧХ каналов в нормированной полосе энергетического спектра помех Δ F_n·T, а относительно сигнала

где Δ F_cT нормированная ширина энергетического спектра сигнала;
весовой коэффициент.

При выполнении условий (7) и (8) максимальное отношение сигнал/помеха равно
q²_max= (τ_1c+τ_2c)²/(τ_1п-τ_2п)² (9)
Представим оптимальный вектор H ДРФ в виде

где H^x, H^y векторы каналов ДРФ, не зависящие от параметров помехи.

дробный коэффициент, определяется корреляционными свойствами помехи.

Весовые коэффициенты каналов H^x_i,H^y_i являются целочисленными и выбраны из условий (7) и (8), а дробный коэффициент максимизирует отношение сигнал/помеха.

В этом случае результирующие весовые коэффициенты ДРФ в целом будут равны

а системная функция в Z-плоскости иметь вид

Весовые коэффициенты h^x_n и h^y_n для второго и третьего порядков синтезированы на основе условий (7) и (8) и сведены в табл.1. Там же приведены весовые коэффициенты h РФ типа ЧПК-2 и ЧПК-3.

Анализ АЧХ и ФЧХ на основе выражения (11) и значений табл.1 в зависимости от аргумента ϕ_д= Ω_l·T_n где T_n период зондирующих импульсов РЛС, показал, что на участке от ϕ_{д u} 0^o до ϕ_д 90^o и от ϕ_д 270^o до ϕ_д 360^o фазовые характеристики каналов равны (спектральная область помехи Δ F_п·T), а на участке от v_д 90^o до ϕ_д 270^o фазовый сдвиг между характеристиками каналов равен 180^o (спектральная область полезных сигналов Δ F_с·T). АЧХ каналов в спектральной области помехи совпадает с точностью до постоянного множителя а условия (7) и (8) выполняются. Так для различных значений нормированного энергетического спектра помехи D F_п·T результирующие весовые коэффициенты Hi для ДРФ второго и третьего порядков сведены в табл. 2. Там же приведены оптимальные весовые коэффициенты оптимального фильтра (ОФ), вычисленные на основе оценки корреляционной матрицы помех.

Таким образом, двухканальные РФ второго и третьего порядков позволяют легко осуществлять адаптацию к изменению корреляционным свойствам помехи, и, следовательно, эффективно подавлять пассивные помехи в широком диапазоне изменения ширины спектра D F_п·T. Это также подтверждается равенством весовых коэффициентов ДРФ и ОФ, приведенных в табл. 2 и 3.

Результирующий адаптивный алгоритм режекции помехи фильтром ДРФ имеет вид:

M объем обучающей выборки; n число обрабатываемых импульсов пачки.

Увеличение порядка ДРФ выше, чем n 4, приводит к отклонению его весовых коэффициентов относительно значений весовых коэффициентов теоретического ОФ. Эти различия в величинах весовых коэффициентов ДРФ и ОФ с ростом числа n увеличиваются и объясняются тем, что результирующие весовые коэффициенты ДРФ управляют одним единственным коэффициентом Это приводит к рассогласованию АЧХ каналов. Поэтому для повышения эффективности ДРФ с числом обрабатываемых импульсов n > 4 необходимо использовать каскадное включение оптимальных двухканальных режекторных фильтров второго или третьего порядков, которые легко адаптируются к корреляционным свойствам помехи путем накопления результатов свертки канальных РФ и вычисления их отношения. Тогда как вычисление коэффициентов корреляции r_п(kT) с целью вычисления весовых коэффициентов ОФ с ростом K требует большего объема обучающей выборки M. Недостаточный объем выборки приводит к снижению точности вычисления величин ρ(kT) и, следовательно, к снижению точности вычисления весовых коэффициентов Hi ОФ, что приводит к снижению эффективности режекции.

Накопители 12 и 17, структурная электрическая схема которых приведена на фиг. 3, работают следующим образом.

На вход блока взятия модуля 18 накопителей поступают остатки режекции каналов ДРФ (выходы сумматоров 11 и 16 фиг. 2). Модульные каскады устраняют отрицательный знак цифрового числа. Результаты свертки каналов ДРФ являются обучающей выборкой для вычисления коэффициента Θ M блоков памяти 19 обеспечивают заданную точность вычисления коэффициента q а величина задержки блока памяти 19 равна t = 2ΔR/C где ΔR разрешающая способность РЛС по дальности. Сумматор 20 совместно с делителем 13 (фиг. 3) реализует вычисление коэффициента Θ по алгоритму (4).

Таким образом, накопители 12 и 17 остатков режекции пассивной помехи обеспечивают поставленную цель изобретения.

На фиг. 4 приведена структурная электрическая схема накопителя междупериодного сдвига фазы помехи типа sinϕ_дп и cosϕ_дп по пачке эхо-сигналов. На первые входы умножителей 24, 28 и 21, 27 поступает текущая оценка параметров помехи типа sinϕ_дп и cosϕ_дп а на вторые входы этих умножителей оценка параметров помехи в прошлом по пачке эхо-сигналов типа Наличие информации об оценке параметров помехи в прошлом вида sin Σ ϕ_i и cos Σ ϕ_i обеспечивается при помощи блоков памяти 23 и 26. Работа умножителей 24 и 28, сумматора 22 и блоков памяти 23 и 26, а также умножителей 21 и 27, сумматора 26 обеспечивают вычисление синусного и косинусного значений фазового сдвига текущего импульса пачки относительно первого импульса по алгоритмам (2).

Таким образом, накопитель междупериодного сдвига фазы помехи по пачке эхо-сигналов решает поставленную цель изобретения, т.е. выполняется компенсация фазового сдвига фазовращателем в соответствии с алгоритмом работы (3).

На фиг. 5 приведена структурная электрическая схема синусно-косинусного блока 4 вычисления междупериодного доплеровского сдвига фазы помехи вида
Вычисление общего знаменателя выражения (1) выполняют блоки памяти 3, четыре квадратора 29 32, два сумматора 33 и 34, умножитель 35 и функциональный преобразователь вычислитель квадратного корня 36.

Вычисление ненормированного значения косинуса по выражению (1) осуществляется при помощи двух умножителей 37 и 38 и сумматора 39 (фиг. 5). Вычисление ненормированного синуса аналогично вычисляется при помощи двух умножителей 40 и 41 и вычитателя 42. Нормирование значений осуществляется при помощи делителей 43 и 44 путем деления ненормированных их значений на величину нормировки, которая поступает на объединенные входы делителей 43 и 44 с выхода функционального преобразователя 36.

Одним из вариантов реализации функционального вычислителя 36, извлечение квадратного корня из числа Z реализуется при помощи приближенного вычисления функционала на основе представления его рядом:

Значение аргумента экспоненты выражения (12) представим рядом вида

Вычисление экспоненциальной функции по ее аргументу основано на разложении вида

Таким образом, двухканальные режекторные фильтры второго и третьего порядков при их каскадном включении для целей режекции пассивной помехи с неизвестными ее корреляционными свойствами и междупериодным сдвигом фазы помехи обеспечивают предельную режекцию, близкую по эффективности к теоретическим оптимальным фильтрам.

При этом сложные операции вычисления междупериодных коэффициентов корреляции ρ_п (KT) помехи и вычисление по значениям ρ_п (KT) как в (3) оптимальных весовых коэффициентов для реализации ДРФ отсутствуют.

Предложенное техническое решение отвечает всем признакам изобретения.

Источники информации
1. Лихарев В. А. Цифровые методы и устройства в радиолокации, М. Сов. радио, 1979, с. 135, рис. 220.

2. Dillard G.H. Уменьшение отношения сигнал-шум в системах СДЦ, соединенных с накапливающими фильтрами. "Rec. JEEE", 1975, Int. Radar Conf. Arlington, v.2, 1975, fig. 2, p. 120.

3. Авторское свидетельство СССР, N 809018, кл. G 01 S 1/36, 1979 (прототип).

Формула изобретения

1. Адаптивное устройство защиты радиолокационной станции (РЛС) от пассивных помех, содержащее два объединенных по входу квадратурных канала, каждый из которых содержит последовательно соединенные фазовый детектор, второй вход которого является входом опорного сигнала, аналого-цифровой преобразователь, первый блок памяти и косинусно-синусный блок вычисления доплеровского междупериодного сдвига фазы помехи по пачке эхо-сигналов, а также цифровой фазовращатель и последовательно соединенные блок объединения квадратурных каналов и пороговый блок, при этом выход аналого-цифрового преобразователя каждого канала соединен с соответствующим дополнительным входом косинусно-синусного блока вычисления доплеровского междупериодного сдвига фазы помехи по пачке эхо-сигналов и соответствующим первым входом цифрового фазовращателя, отличающееся тем, что введены накопитель междупериодного доплеровского фазового сдвига помехи по пачке эхо-сигналов и в каждом квадратурном канале P последовательно соединенных двухканальных режекторных фильтров второго, третьего, или только второго, или только третьего порядков нерекурсивного типа, причем в каждом квадратурном канале выход цифрового фазовращателя соединен с входом первого двухканального режекторного фильтра, второго, третьего, или только второго, или только третьего порядков, выход последнего двухканального режекторного типа второго, третьего, или только второго, или только третьего порядков нерекурсивного типа соединен с соответствующим входом блока объединения квадратурных каналов, выходы косинусно-синусного блока вычисления доплеровского междупериодного сдвига фазы помехи по пачке эхо-сигналов соединены соответственно с входами накопителя междупериодного доплеровского фазового сдвига помехи по пачке эхо-сигналов, выходы которого подсоединены соответственно к вторым входам цифрового фазовращателя, при этом выход порогового блока является выходом адаптивного устройства защиты РЛС от пассивных помех, а объединенные входы фазовых детекторов его входом.

2. Устройство по п. 1, отличающееся тем, что двухканальный режекторный фильтр второго, третьего, или только второго, или третьего порядка нерекурсивного типа содержит последовательно соединенные n блоков памяти, где n порядок двухканального режекторного фильтра второго, третьего, или только второго, или только третьего порядка нерекурсивного типа, первый сумматор, первый накопитель остатков режекции пассивной помехи, делитель, умножитель и вычитатель, а также второй сумматор и второй накопитель остатков режекции пассивной помехи, причем вход первого блока памяти является входом двухканального режекторного фильтра второго, третьего, или только второго, или только третьего порядка нерекурсивного типа и соединен с вторым входом первого сумматора, входы второго сумматора подсоединены соответственно к выходам блоков памяти, кроме последнего, выход второго сумматора подключен к второму входу умножителя, второй накопитель остатков режекции пассивной помехи включен между выходом второго сумматора и вторым входом делителя, а выход первого сумматора соединен с вторым входом вычислителя, выход которого является выходом двухканального режекторного фильтра второго, третьего, или только второго, или только третьего порядка нерекурсивного типа.

3. Устройство по п. 2, отличающееся тем, что накопитель остатков режекции пассивной помехи содержит последовательно соединенные блок взятия модуля, M блоков задержки и (M + 1)-входовый сумматор, M входов которого подсоединены соответственно к выходам M блоков задержки, при этом входом накопителя остатков режекции пассивной помехи является вход блока взятия модуля, а его выходом выход (M + 1)-входового сумматора.

4. Устройство по п. 1, отличающееся тем, что накопитель междупериодного доплеровского фазового сдвига помехи по пачке эхо-сигналов содержит последовательно соединенные первый умножитель, первый сумматор, первый блок памяти, второй умножитель, второй блок памяти и третий умножитель, выход которого соединен с вторым входом второго сумматора, а также четвертый умножитель, выход которого соединен с вторым входом первого сумматора, при этом первый вход первого умножителя и второй вход третьего умножителя объединены и являются косинусным входом накопителя междупериодного доплеровского фазового сдвига помехи по пачке эхо-сигналов, синусным входом которого является объединенные второй и первый входы соответственно второго и четвертого умножителей, второй вход четвертого умножителя соединен с выходом второго блока памяти, косинусным и синусным выходами накопителя междупериодного доплеровского фазового сдвига помехи по пачке эхо-сигналов являются соответственно выходы первого и второго сумматоров.

РИСУНКИ

Рисунок 1, Рисунок 2, Рисунок 3, Рисунок 4, Рисунок 5, Рисунок 6