Способ когерентного приема с решающей обратной связью

 

Изобретение относится к приемным устройствам и может быть использовано для когерентного приема в прямом канале UMTS при высоких скоростях движения мобильной станции. Техническим результатом является уменьшение количества символов в слоте, принимаемом по решениям после первоначальной оценки параметров канала, полученной по пилот-символам, что обеспечивает уменьшение влияния срывов на качество приема. Для этого прием первой половины данных слота осуществляют по предшествующему пилот-символу, а второй половины данных слота - по последующему пилот-символу. Улучшение качества приема с решающей обратной связью достигается за счет установления границы между блоками данных, принимаемых прямым и обратным проходом, не на середине слота, а на граничном символе. Вычисляют энергию всех символов слота и выбирают в качестве граничного тот символ, энергия которого минимальна. После этого осуществляют прием в прямом направлении от начала слота до граничного символа и в обратном направлении от конца слота до граничного символа. При этом граничный символ относят к той части слота, где информационных символов меньше. 2 с. и 1 з.п. ф-лы, 5 ил.

Изобретение относится к радиоприемным устройствам и может быть использовано преимущественно для когерентного приема в прямом канале UMTS при высоких скоростях движения мобильной станции.

Известен способ когерентного приема с восстановлением несущей частоты методом интерполяции прямых оценок вектора входного сигнала, полученных по пилот-последовательностям в начале каждого слота символов, которые следуют с частотой 1600 Гц (см. статью "Wideband coherent DS-CDMA", Kogi Ohno, Mamoru Sawahashi and Fumiyuki Adachi, IEEE, 1995, 0-7803-2742-X/95, р. 779-783) [1] . Этот способ заключается в оценке вектора сигнала по каждой принимаемой пилот-последовательности, после чего осуществляют интерполяцию вектора сигнала в каждом слоте по двум соседним оценкам вектора сигнала. Результаты интерполяции используют для приема информационных символов слота.

Однако при высокой скорости движения абонента, например 500 км/ч (указанная скорость движения абонента является требованием современных стандартов на системы связи), использовать этот метод невозможно, поскольку длительность пакета символов значительно превышает интервал корреляции входного сигнала. Более того, имеющихся символов принципиально недостаточно для оценки вектора входного сигнала для любого информационного символа слота.

Известно также решение задачи когерентного приема при отсутствии пилот-сигнала. Например, известна схема Пистолькорса (см. Финк Л.М. Теория передачи дискретных сообщений.- М.: Сов. радио, 1970 г.) [2], позволяющая восстанавливать несущую непосредственно по принимаемому информационному сигналу, однако, из-за неопределенности оценки начальной фазы на π схема Пистолькорса не нашла распространения на практике.

Другим известным подходом, позволяющим осуществить когерентный прием без пилот-сигнала, является метод решающей обратной связи (см. Bernard Window, Samuel D. Stearns "Adaptive Signal processing". Prentice Hall, Inc., Englewood Cliffs, 1985) [3], а также (см. C.F.N. Cowan and P.M. Grant "Adaptive filters". Prentice Hall, Inc., Englewood Cliffs, 1985)[4]. При таком подходе оценка вектора сигнала, необходимая для приема очередного символа, формируется с использованием информации, полученной при приеме некоторого количества предшествующих символов. Если на интервале по крайней мере двух символов начальная фаза сигнала мало меняется, можно построить рекуррентный алгоритм, осуществляющий прием данных слота. При этом начальная оценка, необходимая для приема первого информационного символа, должна быть получена по обучающей пилот-последовательности.

Недостатком такого подхода является то, что появление ошибочно демодулированных символов в окне усреднения приводит к смещению оценки вектора входного сигнала. Это в свою очередь увеличивает вероятность ошибки при приеме следующих символов. Соответственно доля ошибочно демодулированных символов в окне усреднения увеличивается. Поэтому, если периодически не подавать на вход обучающие пилот-символы, то произойдет срыв, и вероятность ошибки станет равной 50%. Кроме того, оценка вектора входного сигнала, используемая для когерентного приема символа, рассчитывается по предыдущим символам. Поскольку закон изменения вектора входного сигнала априорно неизвестен, оценка является принципиально смещенной. Наиболее близким к предлагаемому способу является способ, приведенный в статье P.Y.Kam, P.Sinha and A. M. C.Kan "Adaptive digital coherent receiver for MPSK", Electronics Letters, 22nd October 1992, Vol.28, N 22 стр. 2099-2101 [5].

В данной статье описывается цифровой когерентный приемник М-мерной фазовой манипуляции. Он использует адаптивный алгоритм формирования когерентного опорного сигнала.

Входной сигнал представляет собой последовательность символов корреляции, разделенную на слоты, каждый из которых содержит М пилот-символов в начале слота и N информационных символов. Способ заключается в следующем: - (формируют оценки вектора входного сигнала по пилот-символам, - результаты оценки используют для демодуляции первого информационного символа, - усредняют L оценок вектора входного сигнала, примыкающих к первому информационному символу, формируя опорный сигнал, - демодулируют первый информационный символ, перемножая соответствующий символ корреляции на опорный сигнал, - принимают решение о принятом информационном символе по результату демодуляции, - формируют оценку вектора входного сигнала для каждого информационного символа, начиная со второго, по пилот-символам и предыдущим информационным символам.

Недостатками такого способа приема является появление ошибочно демодулированных символов в окне усреднения, что приводит к смещению оценки вектора входного сигнала. Это в свою очередь увеличивает вероятность ошибки при приеме следующих символов. Соответственно доля ошибочно демодулированных символов в окне усреднения увеличивается. Кроме того, оценка вектора входного сигнала, используемая для когерентного приема символа, рассчитывается по предыдущим символам. Поскольку закон изменения вектора входного сигнала априорно неизвестен, оценка является принципиально смещенной.

Для решения задачи уменьшения вероятности ошибки в способе когерентного приема, при котором входной сигнал имеет слотовую структуру и содержит в каждом слоте пилот-символы в начале слота и информационные символы, и заключающемся в том, что формируют оценку вектора входного сигнала по пилот-символам, результаты оценки используют для демодуляции первого информационного символа, принимают решение о первом информационном символе по результату демодуляции, формируют оценку вектора входного сигнала для каждого информационного символа, начиная со второго, по пилот-символам и предыдущим информационным символам, в каждом слоте определяют граничный символ, каждый слот делят на два подслота, один от начала слота до граничного символа, другой от последнего пилот-cимвола следующего слота до граничного символа, граничный символ относят к тому подслоту, где информационных символов меньше, а формирование оценки вектора входного сигнала и демодуляцию информационных символов для второго подслота производят в обратной последовательности, используя пилот-символы следующего слота.

Другим вариантом уменьшения вероятности ошибки является такой способ когерентного приема, при котором входной сигнал имеет слотовую структуру и содержит в каждом слоте пилот-символы в начале слота и информационные символы, заключающийся в том, что формируют оценку вектора входного сигнала по пилот-символам, результаты оценки используют для демодуляции первого информационного символа, принимают решение о первом информационном символе по результату демодуляции, формируют оценку вектора входного сигнала для каждого информационного символа, начиная со второго, по пилот-символам и предыдущим информационным символам, в каждом слоте определяют граничный символ, каждый слот делят на два подслота, один от начала слота до граничного символа, другой от последнего пилот-символа следующего слота до граничного символа, граничный символ относят к тому подслоту, где информационных символов меньше, а формирование оценки вектора входного сигнала и демодуляцию информационных символов для второго подслота производят в обратной последовательности, используя пилот-символы следующего слота, граничный символ определяют, оценивая энергию каждого информационного символа и выбирая информационный символ с минимальной энергией.

Кроме того, оценку вектора входного сигнала для демодуляции информационных символов производят по предыдущим символам.

На чертежах представлено следующее.

Фиг. 1 - блок-схема устройства приема как вариант реализации предлагаемого способа в прямом канале UMTS. На этой схеме блоки обозначены следующим образом: 1 - блок памяти входных символов корреляции, 2 - блок определения номера граничного символа, 3 - блок демодуляции,
4 - блок памяти демодулированных символов,
5 - схема синхронизации.

Фиг. 2 - вариант выполнения блока определения граничного символа, где:
6 - блок выделения реальной части комплексного числа,
7 - блок выделения мнимой части комплексного числа,
8 - первый перемножитель,
9 - второй перемножитель,
10 - сумматор,
11 - счетчик символов,
12 - блок коррекции граничного символа,
13 - блок хранения номера,
14 - блок хранения минимума,
15 - блок сравнения,
16 - блок сброса.

Фиг. 3 - вариант выполнения блока демодуляции с решающей обратной связью, где:
17 - первый комплексный перемножитель,
18 - решающая схема,
19 - блок адресации,
20 - первый блок комплексного сопряжения,
21 - блок коммутации,
22 - второй комплексный перемножитель,
23 - второй блок комплексного сопряжения,
24 - сдвиговый регистр,
25 - блок управления,
26 - сумматор
C^o - сигнал обнуления.

Фиг. 4 - зависимость вероятности π-скачка от числа принятых символов, где:
на горизонтальной оси представлены информационные символы - t,
на вертикальной оси отсчитывается вероятность π-скачка,
π - обозначает π-скачок,
F - обозначает пилот-символ,
1, 2, 3 - неправильно демодулированные символы.

Фиг. 5 - принцип двунаправленного прохода при приеме данных слота с использованием решающей обратной связи, где:
на горизонтальной оси представлены информационные символы - t,
на вертикальной оси отсчитывается вероятность π-скачка,
F - обозначает пилот-символ.

Предлагаемый способ заключается в следующем.

Объектом обработки является входной сигнал, представляющий собой последовательность символов корреляции, разделенную на слоты, каждый из которых содержит пилот-символы в начале слота и информационные символы.

В каждом слоте определяют граничный символ, для чего оценивают энергию каждого информационного символа; выбирают информационный символ с минимальной энергией, который и считают граничным.

Формируют из каждого слота два подслота: от начала слота до граничного символа и от последнего пилот-символа следующего слота до граничного символа.

Граничный символ относят к тому подслоту, где информационных символов меньше.

В каждом из подслотов формируют оценки вектора входного сигнала по пилот символам.

Результаты оценки используют для демодуляции первого информационного символа.

Принимают решение о принятом информационном символе по результатам демодуляции.

Формируют оценку вектора входного сигнала для каждого информационного символа, начиная со второго, по пилот-символам и предыдущим информационным символам.

Формирование оценки вектора входного сигнала и демодуляцию информационных символов для второго подслота производят в обратной последовательности, используя пилот-символы следующего слота. Оценку вектора входного сигнала для демодуляции информационных символов производят по L предыдущим символам.

Пример устройства для реализации данного способа в прямом канале UMTS представлен на фиг. 1. Устройство содержит последовательно соединенные блок памяти входных символов корреляции 1, вход которого является входом устройства, и блок определения номера граничного символа 2, выход которого соединен с первым входом блока демодуляции 3. Второй вход блока демодуляции 3 соединен с выходом блока памяти входных символов корреляции 1. Первый выход блока демодуляции 3 соединен с первым входом блока памяти демодулированного символа 4, выход которого является выходом устройства. Второй выход блока демодуляции 3 соединен со вторым входом блока памяти входных символов корреляции 1 и со вторым входом блока памяти демодулированных символов 4. Выход схемы синхронизации 5 соединен со вторым входом блока определения номера граничного символа 2 и с третьим входом блока демодуляции 3, со вторым входом блока памяти входных символов корреляции 1, с третьим входом блока памяти демодулированных символов 4. Схема синхронизации 5 вырабатывает тактовые импульсы, по которым производится чтение и запись в блок памяти входных символов корреляции 1 и блок памяти демодулированных символов 4, а также по которым производится инкремент счетчиков символов в блоке определения граничного символа 2 и в блоке демодуляции 3.

Вариант выполнения блока определения граничного символа 2 представлен на фиг. 2. Комплексные символы корреляции из блока памяти входных символов корреляции 1 поступают на входы блоков выделения реальной 6 и мнимой 7 частей комплексного числа, с выхода которых реальная и мнимая части символов корреляции поступают на входы перемножителей 8 и 9, где они возводятся в квадрат. Сумма квадратов реальной и мнимой частей символа корреляции с выхода сумматора 10 поступает на вход блока хранения минимума 14. Блок хранения минимума 14 хранит значение минимального символа, встретившегося в ходе анализа. В начале каждого слота блок сброса 16 записывает в блок хранения минимума 15 величину, заведомо большую, чем возможное значение энергии символа. Блок сравнения 14 сравнивает значение энергии текущего символа и значение из блока хранения минимума 14. Если энергия текущего символа окажется меньше, чем значение в блоке хранения минимального значения 14, то в блок хранения минимального значения 14 записывается значение текущего символа, и в блок хранения номера 13 записывается номер текущего символа. Этот текущий символ считают граничным. Блок коррекции граничного символа 12 по окончании анализа слота прибавляет к сохраненному номеру минимального символа единицу, если он находится в первой половине слота.

На фиг. 3 представлен вариант выполнения блока демодуляции. В начале каждого слота во внутреннем счетчике символов блока управления 25 записывается номер первого символа слота, в специальном регистре запоминается номер граничного символа с блока определения номера граничного символа 2. Величина инкремента счетчика символов устанавливается равной 1. Содержимое ячеек памяти сдвигового регистра 24 обнуляется. Текущий номер символа с блока управления 25 поступает в блок адресации 19, где формируется адрес считывания символа корреляции из блока памяти входных символов корреляции 1, который одновременно является адресом записи демодулированного символа в блок памяти блока демодулированных символов 4. Символ корреляции из блока памяти входных символов корреляции 1 по установленному адресу поступает на входы комплексных перемножителей 17 и 22. Демодулированный символ с выхода комплексного перемножителя 17 поступает в блок памяти демодулированного символа 4, а также на вход решающей схемы 18. Решающая схема 18 формирует решение о принятом информационном символе, которое затем поступает на блок коммутации 21. На втором входе блока коммутации 21 установлено постоянное значение 1+j, которое соответствует пилот-символу. На управляющий вход блока коммутации 21 поступает сигнал с устройства управления 25. Если управляющий сигнал равен 1, это означает, что на входе блока демодуляции 3 - пилот-символ, и на выход блока коммутации 21 подается значение 1+j. Если управляющий сигнал равен 0, значит на входе блока демодуляции 3 - информационный символ, и блок коммутации 21 соединяет выход решающей схемы 18 с входом блока комплексного сопряжения 23. Блок комплексного сопряжения 23 инвертирует мнимую часть входного информационного символа и подает его на второй вход комплексного перемножителя 22. Выходной сигнал блока комплексного перемножителя 22 представляет собой оценку вектора сигнала, которая поступает на вход сдвигового регистра 24. Выходы ячеек памяти сдвигового регистра 24 суммируются в сумматоре 26, формируя опорный вектор, который поступает на блок комплексного сопряжения 20. Комплексно сопряженный опорный вектор с выхода блока комплексного сопряжения 20 поступает на второй вход комплексного перемножителя 17. После записи очередного демодулированного символа в блок памяти демодулированного символа 4 к содержимому счетчика символов в блоке управления 25 прибавляется величина инкремента для определения следующего принимаемого символа. Осуществляется сдвиг информации в сдвиговом регистре 24. После демодуляции граничного символа осуществляется инициализация устройства демодуляции 3, которая заключается в следующем. Во внутренний счетчик символов блока управления 25 записывается номер последнего пилот-символа следующего слота. Величина инкремента счетчика символов устанавливается равной 1.

Содержимое ячеек памяти сдвигового регистра 24 обнуляется.

Алгоритм работы блока демодуляции может быть представлен следующими выражениями:



где: Y - символ корреляции;
Sd - демодулированный символ;
R - опорный вектор;
Hd - информационный символ

Из приведенного алгоритма работы блока демодуляции видно, что правило формирования опорного вектора является рекуррентным, т.е. для получения опорного вектора необходимо воспользоваться несколькими предыдущими оценками вектора входного сигнала. L - длина окна усреднения, определяемая исходя из интервала корреляции вектора входного сигнала и длительности информационного символа. Оптимальная длина окна усреднения определялась с помощью моделирования.

Существенным является то, что метод решающей обратной связи для приема очередного символа требует безошибочного решения о предыдущем символе. Таким образом, если набег фазы за символ превысит π4, то все символы, начиная с этого, и до конца слота (до следующего пилот-символа) будут приняты неверно. Причиной фазового набега является ошибка слежения за частотой и фединг, чем выше скорость движения мобильной станции, тем больше частота фединга, и, следовательно, больше фазовый набег. Кроме того, для фединга характерны π-скачки (быстрые изменения фазы на величину, близкую к π). При максимальной скорости движения 500 км/ч и самой низкой скорости передачи данных такое изменение происходит за время, меньшее, чем длительность одного символа. При этом вероятность того, что хотя бы один π-скачoк произошел, растет с ростом числа принятых символов. Поясняет это фиг. 4.

Для скорости движения 500 км/ч в течение слота может произойти один π-скачoк. Поэтому для улучшения характеристик приема нужно использовать метод, при котором слот демодулируют в двух направлениях. Первую часть данных слота принимают методом решающей обратной связи, начиная от пилот-символов в начале слота и до граничного символа. Вторая часть данных слота принимается методом решающей обратной связи, но в обратном порядке, начиная от пилот-символов в начале следующего слота и до граничного символа. Граничным символом является информационный символ, на интервале которого произошел π-скачoк или просто символ с наименьшей энергией. При демодуляции сам граничный символ относят к той части слота, где информационных символов меньше (см. фиг. 5).

Для проверки и получения рабочих характеристик принципа двунаправленного прохода при приеме данных слота с использованием решающей обратной связи было выполнено моделирование. Для достижения требуемого качества связи достаточно обеспечить вероятность ошибки примерно 10%. Для указанной величины вероятности ошибки выигрыш заявляемого способа относительно прототипа составляет 3.5 дБ. Такая величина выигрыша эквивалентна увеличению емкости системы связи в 2,2 раза.

Прототип в принципе не позволяет получить требуемое значение вероятности ошибки (10%), в то время как заявляемый способ остается работоспособным.

Таким образом, способ когерентного приема слота в два прохода с восстановлением несущей по методу решающей обратной связи, позволяет получить требуемое качество связи при максимальной скорости движения абонента, когда известные способы восстановления несущей не дают удовлетворительного результата.

Формула изобретения

1. Способ когерентного приема с решающей обратной связью, при котором входной сигнал имеет слотовую структуру и содержит в каждом слоте пилот-символы в начале слота и информационные символы, заключающийся в том, что формируют оценку вектора входного сигнала по пилот-символам, результаты оценки используют для демодуляции первого информационного символа, принимают решение о первом принятом информационном символе по результату демодуляции, формируют оценку вектора входного сигнала для каждого информационного символа, начиная со второго, по пилот-символам и предыдущим информационным символам, отличающийся тем, что в каждом слоте определяют граничный символ, каждый слот делят по два подслота, один от начала до граничного символа, другой от последнего пилот-символа следующего слота до граничного символа, граничный символ относят к тому подслоту, где информационных символов меньше, формирование оценки вектора входного сигнала и демодуляцию информационных символов для второго подслота производят в обратной последовательности, используя пилот-символы следующего слота.

2. Способ когерентного приема с решающей обратной связью, при котором входной сигнал имеет слотовую структуру и содержит в каждом слоте пилот-символы в начале слота и информационные символы, заключающийся в том, что формируют оценку вектора входного сигнала по пилот-символам, результаты оценки используют для демодуляции первого информационного символа, принимают решение о первом принятом информационном символе по результату демодуляции, формируют оценку вектора входного сигнала для каждого информационного символа, начиная со второго, по пилот-символам и предыдущим информационным символам, отличающийся тем, что в каждом слоте определяют граничный символ, каждый слот делят на два подслота, один от начала до граничного символа, другой от последнего пилот-символа следующего слота до граничного символа, граничный символ относят к тому подслоту, где информационных символов меньше, формирование оценки вектора входного сигнала и демодуляцию информационных символов для второго подслота производят в обратной последовательности, используя пилот-символы следующего слота, причем граничный символ определяют, оценивая энергию каждого информационного символа и выбирая информационный символ с минимальной энергией.

3. Способ когерентного приема с решающей обратной связью по п.1 или 2, отличающийся тем, что оценку вектора входного сигнала для демодуляции информационных символов производят на основе длины L окна усреднения предыдущих символов.

РИСУНКИ

Рисунок 1, Рисунок 2, Рисунок 3, Рисунок 4, Рисунок 5