Способ синхронизации псевдослучайной числовой последовательности с неопределенностью знака в системе связи

 

Предлагается способ синхронизации при наличии неопределенности знака псевдослучайной последовательности максимальной длины, имеющей характеристический полином порядка k с вектором коэффициентов А, который может быть выражен как А = [1 a₁ a₂ ... a_k-1 1], где каждый из коэффициентов от a₁ до a_k-1 равен 1 для определенного положения промежуточного отвода, а в других случаях равен 0. Принятая символьная последовательность подается на регистр сдвига, имеющий K = k + 1 разрядов, с P промежуточными отводами в местоположениях, определенных вектором коэффициентов A_in, который выражен как где элементы представляют собой соответствующие инверсные значения a₁ и a_k-1, а знак ⊕ обозначает сумму по модулю 2, причем регистр сдвига имеет P промежуточных отводов, при этом P представляет собой положительное целое число, меньшее K. Соответствующий сигнал корреляции рекурсивно добавляют на входе для принятой символьной последовательности и на входе каждого промежуточного отвода регистра сдвига. Каждый сигнал корреляции получают за счет корреляции P + 1 таких сигналов с входа, промежуточных отводов и выхода регистра сдвига, которые отличаются от сигнала, к которому добавлен соответствующий сигнал корреляции. Изобретение особенно хорошо подходит для применения при пилотной синхронизации терминалов CDMA. 2 с. и 6 з.п.ф-ы, 5 ил.

Изобретение имеет отношение к синхронизации в системах связи, например в сотовых системах с расширенным спектром или в других цифровых системах радиосвязи, и, в частности, имеет отношение к синхронизации в таких системах с использованием длинных псевдослучайных числовых последовательностей.

В системах связи с расширенным спектром имеет большое значение быстрая синхронизация псевдослучайной или псевдошумовой последовательности, которая далее обозначается сокращенно как PN последовательность. Известно осуществление синхронизации PN последовательности с использованием характеристик автокорреляции PN последовательности. Одним из видов PN последовательностей, широко используемым на практике, является последовательность максимальной длины, именуемая m-последовательностью, которая вырабатывается линейным регистром сдвига с обратной связью. Если регистр сдвига имеет k разрядов, то тогда длина m-последовательности составляет 2^k-1 символов.

Длинные PN последовательности часто используют в системах связи с расширенным спектром, однако при этом увеличивается время, необходимое для установления синхронизации. Для сокращения этого времени известно использование способов рекурентного поиска синхронизации, преимуществом которых является то, что синхронизация может быть обеспечена базируясь только на малой части очень длинной последовательности, когда отношение сигнал/шум (ОСШ) не очень низкое. Однако эти способы неэффективны при низком ОСШ, например менее 0 дБ, так как только малая часть последовательности использована для синхронизации. В системах связи с расширенным спектром ОСШ обычно является низким.

Далее обсуждается статья М. Бакулина и др. "Алгоритм фильтрации линейных рекурентных последовательностей в шумовых средах", опубликованная в журнале на русском языке "Радиотехника", 1994, т. 6, которая для краткости именуется далее как Ссылка А. Следует иметь в виду, что аналогичный материал, опубликованный на английском языке, включен в описание и приложение временной заявки на патент США N 60/001881, поданной 3 августа 1995 на имя Ганг Ли и др. , с названием "Синхронизация псевдослучайной числовой последовательности, имеющей фазовую неопределенность, в системах связи", по которой может быть установлен приоритет данной заявки.

В Ссылке А раскрыт улучшенный способ синхронизации PN последовательностью, который может облегчить быструю синхронизацию длинной PN последовательностью, даже при низком ОСШ и тогда, когда PN последовательность не является m-последовательностью. Однако этот способ не работает надлежащим образом, когда принятая символьная последовательность имеет неопределенность знака, то есть содержит инверсию знака. Инверсия знака может возникать из фазовой неопределенности несущей, причем в этом случае она постоянна во всей принятой символьной последовательности. Инверсия знака может также возникать относительно случайным образом в результате модуляции последовательности символами данных в нормальном рабочем состоянии системы связи.

Задачей настоящего изобретения является создание улучшенного способа обеспечения синхронизации PN последовательности в присутствии неопределенности знака.

В соответствии с настоящим изобретением предлагается способ синхронизации PN (псевдослучайной) последовательностью, которая может быть выработана при помощи линейного регистра сдвига с обратной связью, имеющего k разрядов и p промежуточных отводов, причем k и p являются положительными целыми числами и k > p, при этом последовательность является последовательностью максимальной длины, содержащей 2^k-1 символов и имеющей характеристический полином порядка k с вектором коэффициентов А, который может быть выражен как A= [1a₁a₂. . . a_k-11], где каждый из коэффициентов от a₁ до а_k-1 равен 1 для определенного положения промежуточного ввода, а в других случаях равен 0, способ включает в себя операции: подача принятой символьной последовательности, имеющей неопределенность знака, на вход регистра сдвига и сдвиг последовательности при помощи регистра сдвига, имеющего K = k+1 разрядов с промежуточным отводом в каждом местоположении, определенной как 1 (единица), между первой и последней 1 (единицами) вектора коэффициентов А_in, который выражен как где элементы представляют собой соответствующие инверсные значения а₁ и a_k-1, а знак ⊕ обозначает сумму по модулю 2, причем регистр сдвига имеет P промежуточных отводов, при этом P представляет собой положительное целое число, меньшее K; рекурсивное добавление соответствующего сигнала корреляции на вход и на каждый промежуточный отвод регистра сдвига; и получение каждого сигнала корреляции за счет корреляции P + 1 таких сигналов с указанного входа, с промежуточных отводов и с выхода регистра сдвига, которые отличаются от сигнала, к которому добавлен соответствующий сигнал корреляции.

Альтернативно, способ предусматривает осуществление сдвига принятой символьной последовательности, имеющей неопределенность знака, при помощи регистра сдвига, имеющего K = k+1 разрядов с промежуточным отводом в каждом местоположении, определенным как 1 (единица), между первой и последней 1 (единицами) вектора коэффициентов А_in, который выражен как где элементы представляют собой соответствующие инверсные значения а₁ и а_k-1, а знак ⊕ обозначает сумму по модулю 2, причем регистр сдвига имеет P промежуточных отводов, причем P представляет собой положительное целое число, меньшее K; рекурсивное добавление к содержимому регистра сдвига соответствующего сигнала корреляции на входе регистра сдвига и на входе каждого промежуточного отвода регистра сдвига; получение сигнала корреляции для добавления на вход регистра сдвига за счет корреляции P+1 сигналов с P промежуточных отводов и выходного сигнала регистра сдвига; и получение сигнала корреляции для добавления на вход каждого промежуточного отвода P за счет корреляции P+1 сигналов с входа и выхода регистра сдвига и с других P-1 промежуточных отводов регистра сдвига.

Обычно операцию получения каждого сигнала корреляции осуществляют путем получения произведения знаков указанных P+1 сигналов и минимального абсолютного значения указанных P+1 сигналов. Операция подачи принятой символьной последовательности на вход регистра сдвига может содержать операцию модификации принятой символьной последовательности в соответствии с нелинейной функцией.

Таким образом, способ в соответствии с настоящим изобретением эффективно применяет способ Ссылки А к PN последовательностям не максимальной длины порядка K = k+1 для достижения синхронизации PN m-последовательности порядка k с неопределенностью знака (то есть с инверсией знака). Настоящее изобретение в значительной степени сохраняет преимущества способа Ссылки А в том, что касается обеспечения надежной синхронизации, даже для отрицательного ОСШ и после обработки только малой части полной PN последовательности.

Настоящее изобретение особенно полезно в системах связи, в которых требуется быстрая синхронизация для PN m-последовательности, в условиях с относительно низким ОСШ, для такой последовательности, как быстрая последовательность систем связи с расширенным спектром, например, в случае синхронизации пилотной PN последовательности в пилотном канале терминала IS-95 CDMA.

Указанные ранее и другие характеристики изобретения будут более ясны из последующего детального описания, приведенного со ссылкой на сопроводительные чертежи.

На фиг. 1 схематично показана блок-схема узлов цифрового приемника радиосвязи.

На фиг. 2 схематично показан линейный регистр сдвига с обратной связью для выработки PN последовательности.

На фиг. 3 схематично показан блок синхронизации, в котором реализован способ в соответствии с настоящим изобретением.

На фиг. 4 показан более подробно блок корреляции для блока синхронизации фиг. 3.

На фиг. 5 приведены характеристики блока синхронизации, полученные имитацией.

В дальнейшем описании сначала представлен алгоритм для общих канальных условий, а затем приведены упрощенные алгоритмы, которые облегчают практическое осуществление настоящего изобретения. После этого детально описана реализация блока синхронизации по способу в соответствии с настоящим изобретением.

Общие канальные условия Для извлечения символов b_i = ± 1 при целых i и при символьной длительности Т₀ PN последовательности длиной М символов из принятого входного сигнала Y_n, сопровождаемого шумом, который может быть представлен последовательностью случайных значений y_n, где n представляет собой целое число, идентифицирующее каждую точку выборки, состояние обработки может быть дано выражением (1) в котором для удобства полагают, что принятый сигнал имеет единичную амплитуду, υ представляет собой знак принятой символьной последовательности и имеет значение ± 1, Δt является интервалом дискретизации, τ_n представляет собой задержку PN последовательности для точки выборки n и предполагается постоянной для всех точек выборки, f() является функцией, отображающей импульсную форму сигнала, которая имеет не нулевые значения только в интервале (0, 1), a Ψ (,) является функцией, отображающей взаимодействие между сигналом и шумом.

Предположим, что интервал дискретизации Δt = Т₀ и что шумовые выборки не коррелированы с этим интервалом дискретизации; тогда выражение (1) будет иметь вид

где q представляет собой дискретную случайную переменную, однородно распределенную в интервале [0, М-1]. Предположим, что восстановление символьного тактирования отличное, функция импульсной формы f[n-i+1-q] представляет собой дельта функцию, которая имеет значение 1 для n-i+1-q = 0, а в других случаях имеет значение 0. При использовании обозначения

получаем
B_n=b_n-q+1 (4)
Y_n= Ψ(υB_ny_n). (5)
Линейный регистр сдвига с обратной связью, имеющий k разрядов и p отводов у разрядов L₁, L₂,... L_p, может быть использован так, как это показано на фиг. 2 и описано далее, для выработки последовательности в соответствии с полиномом G (D) порядка k

где i, p и k являются целыми числами, n-ный символ в такой последовательности задан субпоследовательностью, которая содержит k символов перед n-ным символом, так что
B_n=В_n-kВ_n-L1B_n-L2...B_n-Lp (7)
Если полином в соответствии с выражением (6) является примитивным, то тогда выработанная последовательность представляет собой m-последовательность (последовательность максимальной длины) с длиной или периодом М = 2^k-1 символов.

При вводе в выражение (7) новой дискретной переменной C_n = υB_n, получаем
C_n-kC_n-L1C_n-n-L2...C_n-Lp = υ^p+1 B_n-kB_n-L1B_n-L1...B_n-Lp. (8)
Для m-последовательности число выходов промежуточных отпаек p + 1 четное, так что υ^p+1 = 1 для любой m-последовательности. Следовательно, общее выражение для выработки как прямой, так и инверсной последовательностей может иметь вид
C_n=υ C_n-kC_n-L1C_n-L2...C_n-Lp. (9)
и предшествующая (n-1)-ая операция может быть выражена как
C_n-1= υ C_n-k-1C_n-L1-1C_n-L2-1... C_n-Lp-1 (10)
откуда
υ = C_n-1C_n-k-1C_n-L1-1C_n-L2-1... C_n-Lp-1 (11)
Вводя υ из выражения (11) в выражение (9) получаем рекурсивное выражение для символов как прямой, так и инверсной последовательностей
C=C_n-kC_n-L1C_n-L2... C_n-LpC_n-1C_n-k-1C_n-L1-1C_n-L2-1... C_n-Lp-1
из которого:
C=C_n-KC_n-R1C_n-...C_n-Rp, (12)
где K = k+1 представляет собой число разрядов в регистре сдвига как для прямой, так и для инверсной последовательностей, причем регистр сдвига содержит P промежуточных отводов в разрядах R₁, R₂, ..., R_p.

Число P промежуточных отводов и их расположение в разрядах ₁, R₂, ..., R_p регистра сдвига для выработки как прямой, так и инверсной последовательностей легко может быть определено. Если предположить, что исходная последовательность выработана характеристическим полиномом порядка k с вектором коэффициентов А, который задан как
A=[1 а₁ а₂... а_k-11] (13)
где каждый из коэффициентов а₁ (где i представляет собой целые числа от 1 до k-1) равен 1 для расположений промежуточных отводов L₁, L₂,... L_p, а в других случаях равен 0, то тогда вектор коэффициентов _in порядка K = k+1 для характеристического полинома как прямой, так и инверсной последовательностей может быть определен при помощи вектора суммы по модулю 2 двух векторов коэффициентов A1 и A2, которые заданы следующим образом:
А1=[0[1 а₁, а₂... а_k-1 1]];
A2= [[1 a₁ a₂... a_k-11]0] (14)
так что

в котором обозначают инверсное значение а_i, а знак ⊕ обозначает сумму по модулю 2.

Тогда модель канала может быть получена при помощи приведенного ранее выражения (12) и в соответствии с выражением
Y_n=Ψ (C_n,y_n) (16)
Из этой модели видно, что линейная рекурсивная последовательность (не максимальной длины) в соответствии с выражением (15) имеет такую же форму, как и модель в соответствии со Ссылкой А. По причинам, приведенным в Ссылке А, рекурсивный алгоритм фильтрации дискретной PN последовательности символов, имеющей неопределенность знака или инверсии, может быть выражен следующим выражением, полученным из Ссылки А

где обозначает n-ную итерацию рекурсивной нелинейной минимальной среднеквадратической оценки символа C_n-τ, с начальным условием C⁰_1-τ, при τ, которое представляет собой целое число от 1 до K. Для удобства устанавливают начальное условие C⁰_1-τ = 0 для всех значений τ.
Можно также показать, что оценка экстраполяции максимального правдоподобия для n-ного символа может быть получена в соответствии с выражением

Аналогично Ссылке А выражение (17) может быть упрощено с использованием гиперболических функций и следующей системы обозначений
γ_n = atanhΦ(Y_n);


i = 1, 2, ..., K,
с аппроксимацией
a tanh(tanh x tanh y) ≈ sgn x sgn y min{|x|,|y|} (20)
что дает выражение (21)

с начальным условием U⁰_1-τ, при τ, которое представляет собой целое число от 1 до K.

Для канала только с адитивным белым гауссовским шумом (AWGN), который может быть выражен как
γ_n = Y_n/σ²_n (22)
выражение (21) может быть упрощено в виде выражения (23)

с начальным условием υ⁰_-τ, при τ, которое представляет собой целое число от 1 до K, причем


и σ²_y может быть неизвестна.

Физическое осуществление
Обратимся теперь к рассмотрению чертежей. На фиг. 1 показана блок-схема узлов цифрового приемника радиосвязи, предназначенного, например, для сотовой системы связи с расширенным спектром, совместной со стандартом IS-95. Цифровой сигнал радиосвязи подается через радиочастотный блок 20 приемника на преобразователь с понижением частоты 22, на выходе которого получают сигнал, выборки которого получают далее при помощи схемы выборки 24. Затем выборки преобразуются в цифровую форму при помощи АЦП 26 и поступают на обработку в цифровых схемах 28, которые могут быть выполнены в виде интегральной схемы цифрового сигнального процессора ЦСП. Цифровые схемы 28 содержат блок восстановления несущей 30, блок восстановления тактирования 32 и блок 34 синхронизации PN последовательности, в которых производится обработка цифровых сигналов. На блок 34 синхронизации PN последовательности с выхода АЦП 26 поступают преобразованные в цифровые значения выборки принятой символьной последовательности, что представляет собой входной сигнал Y_n приведенного выше выражения (1) и является входным сигналом для блока синхронизации, описанного далее со ссылкой на фиг. 3.

На фиг. 2 показан линейный регистр сдвига с обратной связью, который может быть использован для получения PN последовательности для синхронизации. Собственно регистр сдвига 36 имеет k разрядов, пронумерованных от 1 до k, причем выходные сигналы регистра сдвига получают на выходе k-того разряда и на выходах промежуточных отводов L₁, L₂ и L_p, которые подают далее на входы сумматора 38 по модулю 2. Выходной сигнал сумматора 38 поступает на вход первого разряда регистра сдвига, а также образует выходной сигнал PN последовательности в соответствии с приведенным ранее выражением (7).

В качестве примера предполагается, что PN последовательность для установления синхронизации представляет собой m-последовательность порядка k=10 и с полиномом генерации:

Период или длина последовательности составляют 2^k - 1 = 1023 символа, а число промежуточных отводов линейного регистра сдвига с обратной связью, который может быть использован для генерации последовательности, равно p=7. Вектор коэффициентов для полинома генерации для этой последовательности может быть получен из выражений (13) и (25) в следующем виде
А = [10011111111] (26)
Из выражения (14) векторы коэффициентов A1 и A2 и их поэлементные суммы по модулю 2, образующие вектор коэффициентов А_in характеристического полинома порядка K=k+1 = 11, выглядят так
A1 = [010011111111]
A2 = [100111111110] (27)
A_in = [110100000001]
откуда можно видеть, что P = 2 и что генерирующий полином как для прямой, так и для обратной последовательностей равен:
A_in=1+D+D³+D¹¹ (28)
На фиг. 3 показан блок синхронизации, который включает в себя 3 коррелятора и 3 сумматора, описанных далее для случая P = 2, и служит для реализации выражения (21). На фиг. 4 показана форма каждого из корреляторов.

Показанный на фиг. 3 блок синхронизации содержит три узла 90 - 92 регистра сдвига, которые в соответствии с вектором коэффициентов A_in выражений (27) и (28) имеют выходные сигналы на промежуточных отводах после 1-го и 3-го разрядов и после К = 11 разрядов. Входные сигналы на узлы 90 - 92 регистра сдвига поступают с выходов соответствующих сумматоров 94 - 96. На выходе калькулятора (вычислителя) 93 получают выходной сигнал γ_n из входного сигнала Y_n, образованного принятой символьной последовательностью, в соответствии с первой строкой выражения (19). Каждый из трех корреляторов 97 - 99, описанных далее со ссылкой на фиг. 4, вырабатывает соответствующий корреляционный сигнал за счет корреляции трех сигналов с указанных входа, промежуточных отводов и выхода, отличающихся от сигнала, к которому добавлен соответствующий корреляционный сигнал при помощи одного из сумматоров 94 - 96.

Так, например, коррелятор 97, вырабатывающий корреляционный сигнал, который добавляется в сумматоре 94 к сигналу γ_n, полученному при помощи калькулятора 93 из входного сигнала Y_n, производит корреляцию сигналов с выхода и с двух промежуточных отводов регистра сдвига. Коррелятор 98, вырабатывающий корреляционный сигнал, который добавляется в сумматоре 95 к выходному сигналу первого разряда (узел 90) регистра сдвига, производит корреляцию сигнала γ_n, полученного из входного сигнала Y_n и сигналов с выхода и с третьего разряда (узел 91) регистра сдвига. Аналогично, коррелятор 99, вырабатывающий корреляционный сигнал, который добавляется в сумматоре 96 к выходному сигналу третьего разряда (узел 91) регистра сдвига, производит корреляцию сигнала γ_n, полученного из входного сигнала Y_n и сигналов с выхода и с первого разряда (узел 90) регистра сдвига.

Как это показано на фиг. 4, каждый из корреляторов 97 - 99 содержит 3 узла функции знака (SGN) 74 - 76, на которые поступают три входных сигнала коррелятора и которые вырабатывают на их выходах сигналы знака, отображающие знак на их входах, три узла функции абсолютного значения (ADS) 78 - 80, на которые поступают три входных сигнала коррелятора и которые вырабатывают на их выходах сигналы, отображающие абсолютные значения их входных сигналов, узел минимальной функции (MIN) 82, который вырабатывает на своем выходе минимальное значение абсолютных значений, поступающих на его входы от узлов 78-80, а также два умножителя 84 и 86. Умножитель 84 вырабатывает на его выходе произведение сигналов знака, поступающих на его входы с узлов знака 74-76, а умножитель 86 умножает выходной сигнал умножителя 84 на минимальное значение узла минимальной функции 82, что дает выходной сигнал коррелятора. Следует иметь в виду, что все эти функции легко могут быть реализованы при помощи интегральной схемы ЦСП, без необходимости разделения операций цифрового умножения или деления.

Следует также иметь в виду, что хотя они и были описаны раздельно, три знаковые функции (узлы 74 - 76) и три абсолютные функции (узлы 78 - 80) могут быть использованы корреляторами совместно; то есть для трех корреляторов 97 - 99 требуются только четыре знаковые функции и четыре абсолютные функции, чтобы получить знаки и абсолютные значения четырех коррелируемых сигналов.

Легко можно видеть, что показанный на фиг. 3 и 4 блок синхронизации работает в соответствии с приведенным выше выражением (21). Первоначально содержимое регистра сдвига сбрасывают на ноль, а синхронизированную PN последовательность получают из содержимого узлов 90 - 92 регистра сдвига после установления синхронизации. Можно также видеть, что это устройство работает в соответствии с упрощенным выражением (23) для канала с AWGN, при простой замене нелинейной функции вычисления 93 постоянной величиной.

На фиг. 3 также показано, что блок синхронизации дополнительно включает в себя опционный узел знаковой функции (SGN) 88, на который подается дополнительный выходной сигнал от коррелятора 97, который показан пунктиром с выхода умножителя 84 коррелятора 97 фиг. 4. Выходной сигнал узла 88 представляет собой оценку символа в соответствии с выражением (18) и легко может быть получен в качестве дополнительного продукта процесса синхронизации.

На фиг. 5 приведены ориентировочные характеристики способа и устройства синхронизации, описанных в приведенном выше примере, которые можно ожидать по результатам имитации; вероятность синхронизации показана в зависимости от числа символов принятой последовательности, для ОСШ 0 и -3 дБ. В первом случае синхронизация достигается при 200 символах. В последнем случае вероятность синхронизации при 200 символах составляет около 0,7. Как можно видеть из этих результатов, даже при указанных низких ОСШ и при фазовой неопределенности синхронизация достигается в пределах только части PN последовательности, причем скорость синхронизации быстро увеличивается при увеличении ОСШ.

Таким образом, описанное выше устройство для синхронизации является особенно предпочтительным в случаях с низким ОСШ, например 0 дБ или менее. При очень низких ОСШ это устройство может быть использовано в виде одного из каскадов многокаскадной системы. Следует также отметить, что преимуществом устройства является то, что его сложность в значительной степени не зависит от длины PN последовательности, являясь пропорционально зависимой от длины регистра, генерирующего PN последовательность.

Несмотря на то что был описан предпочтительный вариант осуществления изобретения, совершенно ясно, что в него специалистами в данной области могут быть внесены изменения и дополнения, которые не выходят однако за рамки приведенной далее формулы изобретения.

Формула изобретения

1. Способ синхронизации псевдослучайной последовательности, которая может быть выработана при помощи линейного регистра сдвига с обратной связью, имеющего к разрядов и р промежуточных отводов, причем к и р являются положительными целыми числами и к > р, при этом последовательность является последовательностью максимальной длины, содержащей 2^к - 1 символов и имеющей характеристический полином порядка к с вектором коэффициентов А, который может выражен как
А = [1 а₁ а₂ ... а_к-1 1],
где каждый из коэффициентов от а₁ до а_к-1 равен 1 для определенного положения промежуточного отвода, а в других случаях равен 0, отличающийся тем, что подают принятую символьную последовательность, имеющую неопределенность знака, на вход регистра сдвига и сдвигают последовательности при помощи регистра сдвига, имеющего К = к + 1 разрядов с промежуточным отводом в каждом местоположении, определенным как единица, между первой и последней единицами вектора коэффициентов А_in, который выражен как

где элементы представляют собой соответствующие инверсные значения а₁ и а_к-1;
знак ⊕ обозначает сумму по модулю 2,
причем регистр сдвига имеет Р промежуточных отводов, при этом Р представляет собой положительное целое число, меньшее К; осуществляют рекурсивное добавление соответствующего сигнала корреляции на вход и на каждый промежуточный отвод регистра сдвига и получают каждый сигнал корреляции за счет корреляции Р + 1 таких сигналов с указанных входов, с промежуточных отводов и с выхода регистра сдвига, которые отличаются от сигнала, к которому добавлен соответствующий сигнал коррекции.

2. Способ по п. 1, отличающийся тем, что операция получения каждого сигнала коррекции предусматривает получение произведения знаков указанных Р + 1 сигналов и минимального абсолютного значения указанных Р + 1 сигналов.

3. Способ по п.1 или 2, отличающийся тем, что операция подачи принятой символьной последовательности на вход регистра сдвига предусматривает операцию модифицирования принятой символьной последовательности в соответствии с нелинейной функцией.

4. Способ по одному из пп.1 - 3, отличающийся тем, что Р = 2.

5. Способ синхронизации принятой символьной последовательности, имеющей неопределенность знака, при помощи псевдослучайной последовательности, которая может быть выработана при помощи линейного регистра сдвига с обратной связью, имеющего к разрядов и р промежуточных отводов, причем к и р являются положительными целыми числами и к > р, при этом последовательность является последовательностью максимальной длины, содержащей 2^к - 1 символов и имеющей характеристический полином порядка к с вектором коэффициентов А, который может быть выражен как
А = [1 а₁ а₂ ... а_к-1 1],
где каждый из коэффициентов от а₁ до а_к-1 равен 1 для определенного положения промежуточного отвода, а в других случаях равен 0, отличающийся тем, что сдвигают принятую символьную последовательность, имеющую неопределенность знака, при помощи регистра сдвига, имеющего К = к + 1 разрядов с промежуточными отводами в каждом местоположении, определенном как единица, между первой и последней единицами вектора коэффициентов А_in, который выражен как

где элементы представляют собой соответствующие инверсные значения а₁ и а_к-1;
знак ⊕ обозначает сумму по модулю 2,
причем регистр сдвига имеет Р промежуточных отводов, причем Р представляет собой положительное целое число, меньшее К; осуществляют рекурсивное добавление к содержимому регистра сдвига соответствующего сигнала корреляции на входе регистра сдвига и на входе каждого промежуточного отвода регистра сдвига; получают сигнал корреляции для добавления на вход регистра сдвига за счет корреляции Р + 1 сигналов с Р промежуточных отводов и выходного сигнала регистра сдвига и получают сигнал корреляции для добавления на вход каждого промежуточного отвода Р за счет корреляции Р + 1 сигналов с входа и выхода регистра сдвига и с других Р - 1 промежуточных отводов регистра сдвига.

6. Способ по п. 5, отличающийся тем, что операция получения каждого сигнала корреляции предусматривает получение произведения знаков указанных Р + 1 сигналов и минимального абсолютного значения указанных Р + 1 сигналов.

7. Способ по п.5 или 6, отличающийся тем, что он включает в себя подачу принятой символьной последовательности на вход регистра сдвига через нелинейную функцию.

8. Способ по одному из пп.5 - 7, отличающийся тем, что Р = 2.

РИСУНКИ

Рисунок 1, Рисунок 2, Рисунок 3, Рисунок 4, Рисунок 5