Устройство для выделения и преобразования полезной (информационной) составляющей сигнала датчика расходомера вихревого типа

 

Изобретение может быть использовано в расходомерах, предназначенных для работы на быстропеременных и пульсирующих потоках, в т.ч. с большим содержанием неоднородных включений. Устройство содержит предусилитель, перестраиваемый полосовой фильтр, узел настройки, два компаратора, разделитель поддиапазонов измерения, сумматор, преобразователь частоты, узел сброса и блокировки и согласующий выходной каскад. Узел настройки включает в себя фазовый детектор, интегратор и широтно-импульсный модулятор. Разделитель поддиапазонов состоит из фильтра низкой частоты и компаратора. Узел сброса и блокировки содержит выпрямитель, фильтр низкой частоты и два компаратора с разными уровнями срабатывания. Полосовой фильтр состоит из сумматора и двух идентичных интеграторов. Изобретение обеспечивает получение максимально достоверного информационного сигнала для измерительного прибора расходомера в широком диапазоне измеряемых расходов (до 1 : 60) в условиях повышенных высокочастотных акустических воздействий даже на малых скоростях потока. 24 ил.

Изобретение относится к устройствам преобразования выходного сигнала датчика расхода вихревого типа в качественный информационный сигнал для измерительного прибора расходомера при многофакторном отрицательном воздействии на датчик в реальных условиях его эксплуатации.

Известно устройство [1], состоящее из усилителя с автоматическим регулированием усиления и амплитудно-частотной характеристики, регулируемого фильтра и блока управления, которое обеспечивает выделение основной гармоники сигнала датчика расходомера вихревого типа путем адаптивной фильтрации. Регулировка частотных свойств усилителя производится в зависимости от амплитуды входного сигнала, при этом в качестве регулирующих элементов вышеназванных узлов используются полевые транзисторы.

Однако известное устройство не в состоянии обеспечить достаточную степень фильтрации в случае высокой зашумленности сигнала по следующим причинам: - при регулировании не учитывается зависимость амплитуды входного сигнала от плотности измеряемой среды. Это означает, что при изменении плотности измеряемой среды частотные характеристики усилителя не будут оптимальными для входного сигнала. Следовательно, снижается отношение сигнал/шум, точность и устойчивость работы расходомера; - использование полевых транзисторов для регулировки частотных свойств недопустимо при серийном выпуске приборов. Это связано с тем, что полевые транзисторы имеют значительный разброс и нестабильность параметров, что ведет к тому же результату; - применение пассивных фильтров не дает возможности восстанавливать сигнал методом прогнозирования при кратковременном сбое вихревой последовательности, которая может быть вызвана неоднородностью измеряемой среды, внешними воздействиями на датчик и другими причинами. В результате также снижается точность и устойчивость работы расходомера; - отсутствует схема блокировки выходного сигнала. В результате появляется вероятность настройки схемы на шумовую составляющую входного сигнала и формирование выходного сигнала, отличного от нуля, при отсутствии потока измеряемой среды.

Известно также устройство [2], состоящее из параллельно включенных нескольких активных фильтров 2-го порядка, частотного детектора, переключателя и схемы блокировки выходного сигнала, которое обеспечивает выделение основной гармоники сигнала датчика расходомера вихревого типа путем адаптивной фильтрации. В данной схеме для фильтрации входного сигнала используется параллельное включение нескольких (2 и более) активных фильтров 2-го порядка, настроенных на разную резонансную частоту таким образом, чтобы суммарная полоса пропускания была равна частотному диапазону входного сигнала. В каждый момент какого-либо временного интервала используется только один фильтр, в полосу пропускания которого входит частота входного сигнала. Переключение фильтров осуществляется частотным детектором в соответствии с частотой входного (нефильтрованного) сигнала. Сигнал блокировки выходного сигнала формируется тем же частотным детектором при сравнении с уставкой, соответствующей минимальной частоте вихреобразования на теле обтекания датчика расхода.

Однако и это устройство имеет недостатки, а именно: - применение нескольких переключаемых фильтров, настроенных на фиксированную полосу пропускания, вызывает необходимость использования фильтров с низкой добротностью (чем меньше количество фильтров, тем меньше добротность каждого из них). Понижение добротности фильтров неизбежно влечет за собой ухудшение качества фильтрации входного сигнала, повышение отношения сигнал/шум и, как следствие, снижение точности и устойчивости работы расходомера. С другой стороны, увеличение количества фильтров (и соответственное увеличение количества частотных детекторов) приводит к несуразному разрастанию схемы, резкому повышению трудозатрат на изготовление, снижению надежности; - частотный детектор подключен к нефильтрованному входному сигналу. Таким образом, существует вероятность ошибки определения частотного диапазона основной гармоники входного сигнала. В этом случае будет подключен фильтр, полоса пропускания которого не соответствует частоте входного сигнала, что приводит к его подавлению и искажению. В результате выходной сигнал теряет информативность; - это же замечание справедливо и для формирователя сигнала блокировки. Ошибка определения частотного диапазона основной гармоники входного сигнала способна привести к неправильной установке (или снятию) сигнала блокировки. Результат - тот же.

Наиболее близким техническим решением - прототипом заявляемому объекту по совокупности существенных признаков -является устройство [3], состоящее из предварительного усилителя, перестраиваемого полосового фильтра, схемы регулирования коэффициента усиления, компараторов и преобразователя "частота - ток", которое обеспечивает выделение основной гармоники сигнала датчика расходомера вихревого типа путем адаптивной фильтрации. В данной схеме для выделения основной гармоники сигнала вихревого датчика используется перестраиваемый активный универсальный фильтр второго порядка (биквадратный фильтр). Настройка фильтра производится следующим образом: частота выходного сигнала фильтра преобразуется в постоянный ток, величина которого является управляющим параметром для элементов настройки фильтра. Элементы настройки представляют собой специализированные операционные усилители, коэффициент передачи по току которых зависит от управляющего параметра. Элементы настройки схемы выполняют функции переменных резисторов, сопротивление которых зависит от управляющего тока и определяет резонансную частоту фильтра. Таким образом, существует прямая непосредственная связь между частотой выходного сигнала и резонансной частотой фильтра. Для лучшей фильтрации выходного сигнала датчика эти частоты должны быть равны.

Кроме этого, в схему веден контур автоматической регулировки усиления (АРУ) предварительного усилителя, который поддерживает постоянную амплитуду на выходе фильтра независимо от других параметров.

Но и это устройство не лишено недостатков, к основным из которых относятся следующие: - поскольку резонансная частота фильтра определяется током, пропорциональным его выходной частоте, существует вероятность того, что фильтр настроится на периодическую составляющую шумового сигнала либо на гармонику полезного сигнала, отличную от основной. Такая ситуация возможна даже в том случае, если основная гармоника полезного сигнала преобладает над другими. Чем выше добротность фильтра, тем больше эта вероятность. Таким образом, теряется достоверность выходного сигнала; - для достижения наилучшей фильтрации входного сигнала необходимо обеспечить высокую добротность фильтра на резонансной частоте. Как следствие, необходима точная регулировка элементов настройки фильтра (подбор номиналов резисторов и конденсаторов), что увеличивает трудоемкость изготовления при серийном производстве. Данное утверждение основано на том, что в схеме отсутствует сигнал, определяющий действительное соотношение частоты основной гармоники входного сигнала и резонансной частоты фильтра. Справедливость этого утверждения доказана эксплуатацией известной схемы экспериментальным путем и в реальных условиях использования;
- на том же основании можно утверждать, что даже после точной регулировки фильтра неизбежна температурная и временная нестабильность элементов, которая снижает качество фильтрации и отношение сигнал/шум в выходном сигнале;
- связь "частота выходного сигнала - управляющий ток - резонансная частота фильтра" осуществляется по линейному закону, следовательно, время, необходимое для автоматической настройки фильтра на высоких частотах, соответствующих значительным скоростям измеряемой среды, может стать недопустимо большим для быстропеременных процессов. Другими словами, погрешность растет на больших расходах измеряемой среды.

По той же причине с уменьшением входной частоты уменьшается стабильность работы схемы. Таким образом, на малых расходах измеряемой среды работа схемы может стать нестабильной;
- введение контура АРУ, который охватывает фильтр и предварительный усилитель, снижает стабильность схемы. То есть при малой амплитуде входного сигнала и высокой добротности фильтра схема склонна к самовозбуждению на частоте, определяемой постоянной времени контура АРУ и быстродействием фильтра;
- отсутствует схема блокировки выходного сигнала. В результате появляется вероятность настройки схемы на шумовую составляющую входного сигнала и формирование выходного сигнала, отличного от нуля, при отсутствии потока измеряемой среды.

Требуемый технический результат заявляемого устройства - сведение к минимуму вышеназванных недостатков известного устройства и получение максимально достоверного информационного сигнала для измерительного прибора расходомера.

Требуемый технический результат обеспечивается тем, что известное устройство, содержащее предусилитель, перестраиваемый полосовой фильтр, узел настройки и два компаратора, снабжено разделителем поддиапазонов измерения, сумматором, преобразователем частоты, узлом сброса и блокировки и согласующим выходным каскадом, при этом предусилитель состоит из инструментального усилителя и двух идентичных усилителей с регулируемым коэффициентом усиления с двумя входами соответственно каждый, перестраиваемый полосовой фильтр состоит из сумматора и двух идентичных интеграторов с двумя входами соответственно каждый, узел настройки состоит из фазового детектора, интегратора и широтно-импульсного модулятора, разделитель поддиапазонов измерения состоит из фильтра низкой частоты и компаратора, а узел сброса и блокировки содержит выпрямитель, фильтр низкой частоты и два компаратора с отличными один от другого уровнями срабатывания, при этом входом устройства в целом являются два входа инструментального усилителя, выход которого соединен с одним из входов первого усилителя с регулируемым коэффициентом усиления, один из входов второго усилителя с регулируемым коэффициентом усиления соединен с выходом первого, выход второго усилителя с регулируемым коэффициентом усиления соединен с одним из трех входов сумматора перестраиваемого полосового фильтра, выход этого сумматора соединен с одним из входов первого интегратора, один из входов второго интегратора соединен с выходом первого интегратора перестраиваемого полосового фильтра, выход второго интегратора соединен с инвертирующим входом сумматора устройства и со вторым входом сумматора перестраиваемого полосового фильтра, неинвертирующий вход сумматора устройства соединен с выходом сумматора перестраиваемого полосового фильтра, один из двух входов фазового детектора узла настройки соединен с выходом предусилителя, другой вход фазового детектора соединен с выходом первого компаратора устройства, выход фазового детектора соединен с одним из двух входов интегратора узла настройки, выход этого интегратора - через широтно-импульсный модулятор - соединен со вторыми входами обоих усилителей с регулируемым коэффициентом усиления, со вторыми входами обоих интеграторов перестраиваемого полосового фильтра и с входом фильтра низкой частоты разделителя поддиапазонов измерения, выход этого фильтра низкой частоты - через компаратор разделителя поддиапазонов измерения - соединен с одним из двух входов преобразователя частоты, другой вход которого соединен с выходом второго компаратора устройства, вход этого компаратора соединен с выходом первого интегратора перестраиваемого полосового фильтра и с третьим входом сумматора перестраиваемого полосового фильтра, выход сумматора устройства соединен с входом первого компаратора и входом выпрямителя узла сброса и блокировки, выход выпрямителя - через фильтр низкой частоты - соединен с входами обоих компараторов этого узла, выход первого из них соединен со вторым входом интегратора узла настройки, а выход второго компаратора узла сброса и блокировки соединен с одним из двух входов согласующего выходного каскада, другой вход которого соединен с выходом преобразователя частоты, при этом выход согласующего выходного каскада является выходом устройства в целом.

Отметим, что из общеизвестных источников информации (в том числе и патентных) не выявлены устройства, идентичные предлагаемому, и/или устройства с совокупностью существенных признаков (в том числе и отличительных), эквивалентных совокупности признаков предлагаемого технического решения и проявляющих такие же новые свойства, позволяющие достичь требуемого технического результата при реализации. Это позволяет утверждать, что предлагаемое техническое решение ново, неочевидно, обладает "существенными" отличиями (и т.п.), то есть удовлетворяет "критериям" изобретения.

В графических материалах представлены:
- на фиг. 1 функциональная схема заявляемого устройства;
- на фиг. 2 функциональная схема предусилителя 1 из фиг. 1;
- на фиг. 3 функциональная схема перестраиваемого полосового фильтра 2 из фиг. 1;
- на фиг. 4 функциональная схема узла настройки 3 из фиг. 1;
- на фиг. 5 функциональная схема разделителя поддиапазонов измерения 6 из фиг. 1;
- на фиг. 6 функциональная схема узла сброса и блокировки 9 из фиг. 1;
- на фиг. 7 принципиальная схема усилителей с регулируемым коэффициентом усиления 12 и 13 из фиг. 2;
- на фиг. 8 принципиальная схема интеграторов 19 и 20 из фиг. 3;
- на фиг. 9 принципиальная схема интегратора 26 из фиг. 4;
- на фиг. 10 амплитудно-частотные характеристики усилителей с регулируемым коэффициентом усиления 12 и 13 при различных значениях управляющего сигнала 72;
- на фиг. 11 амплитудно-частотная характеристика перестраиваемого полосового фильтра 2 по СЧ выходу (сигнал 43);
- на фиг. 12 амплитудно-частотная характеристика перестраиваемого полосового фильтра 2 по НЧ выходу (сигнал 44);
- на фиг. 13 амплитудно-частотная характеристика перестраиваемого полосового фильтра 2 по ВЧ выходу (сигнал 42);
- на фиг. 14 фазочастотные характеристики перестраиваемого полосового фильтра 2 по СЧ, НЧ и ВЧ выходам;
- на фиг. 15 график изменения амплитуды сигнала 60 в зависимости от соотношения частоты основной гармоники сигнала 38 и резонансной частоты (Fr) перестраиваемого полосового фильтра 2;
- на фиг. 16...18 возможные формы сигнала 50;
- на фиг. 19 форма характеристики преобразования широтно-импульсного модулятора 27 из фиг. 4;
- на фиг. 20 зависимость амплитуды полезной составляющей сигнала 36 от частоты;
- на фиг. 21 зависимость амплитуды полезной составляющей сигнала 37 от частоты;
- на фиг. 22 зависимость амплитуды полезной составляющей сигнала 38 от частоты;
- на фиг. 23 типичная кривая погрешности измерения вихревого расходомера для трубопроводов малого диаметра (50 мм и меньше) на газообразных средах в зависимости от скорости потока без коррекции нелинейности характеристики преобразования;
- на фиг. 24 кривая погрешности измерения того же расходомера, но с коррекцией нелинейности характеристики преобразования.

Устройство (см. фиг. 1) состоит из предусилителя 1, перестраиваемого полосового фильтра 2, узла 3 настройки, двух компараторов 4 и 5, разделителя 6 поддиапазонов измерения, сумматора 7, преобразователя 8 частоты, узла 9 сброса и блокировки и согласующего выходного каскада 10. В свою очередь предусилитель (см. фиг. 2) состоит из инструментального усилителя 11 и двух идентичных усилителей 12 и 13 с регулируемым коэффициентом усиления с двумя входами 14, 15 и 16, 17 соответственно каждый. Перестраиваемый полосовой фильтр (см. фиг. 3) состоит из сумматора 18 и двух идентичных интеграторов 19 и 20 с двумя входами 21, 22 и 23, 24 соответственно каждый. Узел настройки (см. фиг. 4) состоит из фазового детектора 25, интегратора 26 и широтно-импульсного модулятора 27. Разделитель поддиапазонов измерения (см. фиг. 5) состоит из фильтра низкой частоты 28 и компаратора 29. Узел сброса и блокировки (см. фиг. 6) содержит выпрямитель 30, фильтр 31 низкой частоты и два компаратора 32 и 33 с отличными один от другого уровнями срабатывания. Входом устройства (см. фиг.1), в целом, являются два входа 34 и 35 инструментального усилителя. Выход 36 инструментального усилителя (см. фиг. 2) соединен с одним из входов 14 первого усилителя 12 с регулируемым коэффициентом усиления. Один из входов 16 второго усилителя 13 с регулируемым коэффициентом усиления соединен с выходом 37 первого. Выход 38 второго усилителя с регулируемым коэффициентом усиления соединен с одним 39 из трех входов 39, 40 и 41 сумматора 18 перестраиваемого полосового фильтра (см. фиг. 3). Выход 42 этого сумматора соединен с одним из входов 21 первого интегратора 19 перестраиваемого полосового фильтра. Один из входов 23 второго интегратора 20 перестраиваемого полосового фильтра соединен с выходом 43 первого интегратора. Выход 44 второго интегратора соединен с инвертирующим входом 45 сумматора устройства и со вторым входом 40 сумматора перестраиваемого полосового фильтра. Неинвертирующий вход 46 сумматора устройства соединен с выходом 42 сумматора перестраиваемого полосового фильтра. Один 47 из двух входов 47 и 48 фазового детектора 25 узла настройки соединен с выходом 38 предусилителя (см. фиг. 4). Другой вход 48 фазового детектора соединен с выходом 49 первого компаратора 4 устройства. Выход 50 фазового детектора соединен с одним 51 из двух 51 и 52 входов интегратора 26 узла настройки. Выход 53 этого интегратора - через широтно-импульсный модулятор 27 - соединен со вторыми входами 15 и 17 обоих усилителей 12 и 13 с регулируемым коэффициентом усиления, со вторыми входами 22 и 24 обоих интеграторов 19 и 20 перестраиваемого полосового фильтра и с входом 54 фильтра 28 низкой частоты разделителя поддиапазонов измерения (см. фиг. 5). Выход 55 этого фильтра низкой частоты - через компаратор 29 разделителя поддиапазонов измерения - соединен с одним 56 из двух 56 и 57 входов преобразователя частоты. Другой вход 57 преобразователя частоты соединен с выходом 58 второго компаратора 5 устройства. Вход 59 этого компаратора соединен с выходом 43 первого интегратора 19 перестраиваемого полосового фильтра и с третьим входом 41 сумматора 18 перестраиваемого полосового фильтра. Выход 60 сумматора устройства соединен с входом 61 первого компаратора 4 и входом 62 выпрямителя 30 узла сброса и блокировки (см. фиг. 6). Выход 63 выпрямителя - через фильтр 31 низкой частоты - соединен с входами 64 и 65 обоих компараторов 32 и 33 этого узла. Выход 66 первого 32 из них соединен со вторым входом 52 интегратора 26 узла настройки. Выход 67 второго компаратора 33 узла сброса и блокировки соединен с одним 68 из двух 68 и 69 входов согласующего выходного каскада 10. Другой вход 69 согласующего выходного каскада соединен с выходом 70 преобразователя частоты. Выход 71 согласующего выходного каскада является выходом устройства в целом. В графических материалах на фигурах 1...6 (для пояснения принципа работы устройства) дополнительными позициями обозначены: 72 - выход широтно-импульсного преобразователя 27 узла 3 настройки; 73 - выход компаратора 29 разделителя 6 поддиапазонов измерения; 74 - вход управления предусилителя 1; 75 - вход управления перестраиваемого полосового фильтра 2; 76 - вход широтно-импульсного преобразователя 27 узла 3 настройки; 77 - вход компаратора 29 разделителя 6 поддиапазонов измерения; 78 - вход фильтра 31 низкой частоты узла 9 сброса и блокировки; 79 - выход фильтра 31 низкой частоты узла 9 сброса и блокировки.

Устройство работает следующим образом. Датчик вихревого расходомера (см. фиг. 1 вверху, отдельной позицией не обозначен), формирует два электрических аналоговых сигнала, содержащие полезную (информационную) составляющую, частота которой является функцией скорости потока измеряемой среды, и шумовую составляющую, характер которой определяется неоднородностью измеряемой среды, шероховатостью внутренней поверхности трубопровода, пульсациями давления измеряемой среды, внешними воздействиями на трубопровод и т.д. При этом полезные составляющие обоих сигналов находятся в противофазе по отношению друг к другу, а шумовые составляющие от вибрации трубопровода и изменения статического давления измеряемой среды - в фазе. Оба сигнала подаются на вход устройства.

Перед изложением принципа работы устройства в целом рассмотрим характеристики и принцип работы отдельных узлов устройства, при этом, для упрощения, нумерация сигналов принята по позициям выходов узлов, которыми они формируются (согласно фигурам 1...9), кроме сигналов 34 и 35, нумерация которых принята по позициям входов предусилителя 1.

Предусилитель 1 (см. фиг. 1) представляет собой дифференциальный усилитель с регулируемым коэффициентом усиления. Функциональная схема предусилителя 1 представлена на фиг. 2.

Инструментальный усилитель 11 выполнен по стандартной схеме (см. П. Хоровиц, У. Хилл, "Искусство схемотехники" том 1, Москва, "Мир", 1983, стр. 451) и может быть реализован как на основе усилителей заряда, так и усилителей потенциала, в зависимости от типа применяемых чувствительных элементов в датчике расхода.

Усилители 12 и 13 с регулируемым коэффициентом усиления являются идентичными. Принципиальная схема усилителей приведена на фиг. 7. Условные обозначения на этой и последующих принципиальных схемах выполнены по требованиям ЕСКД.

Необходимо отметить следующие особенности усилителей 12, 13: коэффициент усиления по постоянному току (К) прямо пропорционален скважности импульсного сигнала 72 на выходе широтно-импульсного модулятора 27, который подается на управляющие входы 15, 17 усилителей 12, 13. Форма амплитудно-частотной характеристики (АЧХ) усилителей 12,13 при различных значениях К (например, К1, К2, К3) представлена на фиг. 10. Конденсатор C1 (см. фиг. 7) задает наклон АЧХ так, чтобы частота среза (F_с1...F_с3) была близка к частоте основной гармоники входного сигнала. Таким образом производится предварительная фильтрация высокочастотных шумов и повышается устойчивость схемы.

Перестраиваемый полосовой фильтр 2 (см. фиг. 1) выполнен по стандартной схеме универсального фильтра второго порядка (см. Г. Мошиц, П. Хорн "Проектирование активных фильтров" Москва, изд. "Мир", 1984, стр. 75) или, по другим источникам, - биквадратного фильтра (см. П. Хоровиц, У. Хилл, "Искусство схемотехники" том 1, Москва, "Мир", 1983, стр. 267), в которую добавлены элементы для автоматической настройки резонансной частоты. Функциональная схема фильтра 2 приведена на фиг. 3.

Фильтр 2 имеет добротность порядка 10...20 (оптимальность этого значения определена экспериментальным путем). Фильтр 2 имеет 3 выхода: среднечастотный выход (СЧ выход) - сигнал 43, низкочастотный выход (НЧ выход) - сигнал 44 и высокочастотный выход (ВЧ выход) - сигнал 42. Амплитудно-частотные характеристики фильтра 2 по СЧ выходу, НЧ выходу и ВЧ выходу показаны на фиг. 11... 13 соответственно.

Необходимо отметить (см. фиг. 11. ..13), что коэффициент К_r передачи фильтра 2 на резонансной частоте F_r больше, чем коэффициент К_p передачи фильтра в полосе пропускания в 10...20 раз. Коэффициент передачи фильтра в полосе задержания стремится к нулю.

Фазочастотные характеристики фильтра 2 по каждому выходу представлены на фиг. 14.

Из фиг. 14 видно, что фазовый сдвиг сигнала 43 на СЧ выходе фильтра 2 относительно сигнала 38 на входе 39 фильтра 2 изменяется от 90^o (если частота входного сигнала 38 много меньше резонансной частоты F_r фильтра 2) до 270^o (если частота входного сигнала 38 много больше резонансной частоты F_r фильтра 2) и равен 180^o, если частота входного сигнала 38 равна резонансной частоте F_r фильтра 2. При этом фазовые сдвиги сигналов 42 на ВЧ выходе и 44 на НЧ выходе относительно сигнала 43 на СЧ выходе не изменяются и равны соответственно -90^o и +90^o. Таким образом, сигналы 44 на НЧ выходе и 42 на ВЧ выходе всегда находятся в противофазе.

Для настройки резонансной частоты F_r фильтра 2 на частоту основной гармоники входного сигнала 38 используются два идентичных интегратора 19 и 20 (см. фиг. 3) с регулируемой постоянной времени. Принципиальная схема интегратора приведена на фиг. 9.

Постоянная времени интеграторов 19, 20 и, соответственно, резонансная частота F_r фильтра 2 обратно пропорциональна скважности импульсного сигнала 72 на выходе широтно-импульсного модулятора 27, который подается на управляющие входы 22, 24 интеграторов 19, 20 (см. фиг. 4).

Необходимо отметить следующее: поскольку усилители 12, 13 (см. фиг. 2) и фильтр 2 (см. фиг. 3) настраиваются одним сигналом 72, существует однозначная и стабильная связь резонансной частоты фильтра 2, коэффициента усиления и частоты среза усилителей 12, 13. Поскольку управляющий сигнал 72 импульсный, на линейность указанной связи не оказывает влияние неидеальность (напряжение смещения, разность входных токов, температурные коэффициенты и др. ) применяемых операционных усилителей DA1, DA4 (см. фиг. 7, 8). Нелинейность указанной связи, вызванная неидеальностью (сопротивление открытого ключа, ток утечки, время переключения и др.) ключей DA2, DA3 пренебрежимо мала. Поскольку частота сигнала 72 в 20...30 раз превышает максимальную резонансную частоту F_r фильтра 2, дискретизация входного сигнала ключами DA2, DA3 практически не оказывает влияния на его форму.

Сумматор 7 (см. фиг. 1) производит линейное суммирование сигналов 42 и 44 (соответственно ВЧ выход и НЧ выход фильтра 2), причем сигнал 44 инвертируется перед сложением. Таким образом, амплитуда выходного сигнала 60 сумматора 7 будет равна суммарной амплитуде сигналов 42 и 44, а фаза сигнала 60 будет равна фазе сигнала 42 (ВЧ выход) фильтра 2 (см. фиг. 14). На фиг. 15 показан график изменения амплитуды сигнала 60 в зависимости от соотношения частоты основной гармоники входного сигнала устройства и резонансной частоты F_r фильтра 2. Уровень A1 соответствует случаю, когда указанные частоты совпадают, а уровень A3 - когда не совпадают.

Компаратор 4 преобразует аналоговый сигнал 60 в импульсный сигнал 49 без изменения фазы сигнала. Уровень срабатывания компаратора 4 равен нулевому потенциалу (0V).

Узел настройки 3 (см. фиг. 4) состоит из последовательно соединенных фазового детектора 25, интегратора 26 со сбросом и широтно-импульсного модулятора 27.

Фазовый детектор 25 представляет собой усилитель с коэффициентом передачи сигнала 38, который подается на вход 47 фазового детектора 25, "+1" или "-1", в зависимости от логического уровня сигнала 49, соединенного с входом 48, и выполнен по стандартной схеме (см. П. Хоровиц, У. Хилл, "Искусство схемотехники" том 1, Москва, "Мир", 1983, стр. 164).

На фиг. 16 представлена форма выходного сигнала 50 фазового детектора 25, когда фазовый сдвиг сигнала 44 относительно фазы сигнала 38 равен 90^o (т. е. резонансная частота F_r фильтра 2 равна частоте основной гармоники сигнала 38). Из фигуры 16 видно, что средний уровень за период сигнала 50 близок к нулевому потенциалу 0V.

На фиг. 17 представлена форма выходного сигнала 50 фазового детектора 25, когда фазовый сдвиг сигнала 44 относительно фазы сигнала 38 больше 90^o (т. е. резонансная частота F_r фильтра 2 меньше частоты основной гармоники сигнала 38). Из фигуры 17 видно, что средний уровень за период сигнала 50 больше нулевого потенциала 0V.

На фиг. 18 представлена форма выходного сигнала 50 фазового детектора 25, когда фазовый сдвиг сигнала 44 относительно фазы сигнала 38 меньше 90^o (т. е. резонансная частота F_r фильтра 2 больше частоты основной гармоники сигнала 38). Из фиг. 18 видно, что средний уровень за период сигнала 50 меньше нулевого потенциала 0V.

Принципиальная схема интегратора 26 со сбросом представлена на фиг. 9. В стандартную схему интегратора со сбросом (см. П. Хоровиц, У. Хилл, "Искусство схемотехники" том 1, Москва, "Мир", 1983, стр. 208) добавлен резистор R5, номинал которого меньше номинала резистора R4 в 20...50 раз. Этим достигается оптимизация быстродействия и повышение устойчивости работы всей схемы. При резких изменениях частоты основной гармоники сигнала датчика расхода (скорости потока измеряемой среды) быстродействие устройства увеличивается, что повышает точность измерений на быстропеременных потоках. Сброс интегратора 26 осуществляется сигналом 66, поданного на вход 52 интегратора.

Широтно-импульсный модулятор 27 (ШИМ) (см. фиг. 4) выполнен по стандартной схеме и содержит генератор опорной частоты, преобразователь напряжение-ток и одновибратор, управляемый этим током. Широтно-импульсный модулятор 27 работает на частоте, в 20...30 раз превышающей максимальную частоту основной гармоники сигнала датчика расхода, и преобразует выходное напряжение интегратора 26 (сигнал 53)в скважность импульсов сигнала 72. Форма характеристики преобразования показана на фиг. 19. Такая форма характеристики преобразования приводит в соответствие быстродействие устройства со скоростью потока измеряемой среды. Этим достигается стабильность работы устройства во всем динамическом диапазоне сигнала датчика расхода.

Компаратор 5 выполнен по схеме триггера Шмитта и имеет пороги срабатывания на уровне ±(0,05...0,1) от амплитуды сигнала 43 на входе 59 компаратора 5. Этим достигается защита от "дребезга" фронта (многократного переключения компаратора 5 в момент перехода сигнала 43 через нулевой уровень 0V) сигнала 58.

Разделитель 6 поддиапазонов измерения, функциональная схема которого представлена на фиг. 5, формирует сигнал 73 в зависимости от среднего значения сигнала 72, поданного на вход 54 разделителя 6 поддиапазонов измерения. Среднее значение сигнала 72 формируется фильтром низких частот 28. Уровень срабатывания компаратора 29 устанавливается таким образом, чтобы при скважности импульсов сигнала 72 меньше 1,5...3 (параметр устанавливается при тарировке расходомера) уровень сигнала 73 соответствовал "лог. 0", в противном случае - "лог. 1". Компаратор 29 имеет гистерезис порядка ±(0,5.1)% от диапазона изменения среднего значения сигнала 72 для защиты от "дребезга" фронта сигнала 73.

Преобразователь 8 частоты может быть построен на любом принципе (например, см. П. Хоровиц, У. Хилл, "Искусство схемотехники" том 2, Москва, "Мир", 1983, стр. 85) и выполняет функцию F70=F58•A_i+B_i, где F70, F58 - частоты сигналов 70 и 58 соответственно;
A_i, B_i - коэффициенты преобразования для каждого поддиапазона измерения, определяемые при тарировке расходомера;
i - номер поддиапазона измерения, определяемый уровнем сигнала 73.

Положительные значения B_i формируются сложением частоты сигнала 58 с фиксированной частотой F_i, определяющей коэффициент B_i. Отрицательные значения B_i формируются вычитанием из частоты сигнала 58 фиксированной частоты F_i.

Выходной каскад 10 предназначен для согласования выходного сигнала устройства с вторичным прибором (средством индикации). Оптимальным вариантом выходного каскада является оптронный ключ, способный согласовать сигнал практически с любым средством индикации.

Функциональная схема узла 9 сброса и блокировки выходного сигнала показана на фиг. 6. Узел 9 сброса и блокировки определяет среднее значение амплитуды сигнала 60, сравнивает это значение с заданными уставками (уровни A2 и A4 на фиг. 15) и по результатам сравнения формирует сигналы 66 и 67.

Сигнал 67 блокировки выходного сигнала принимает уровень "лог.1", когда амплитуда сигнала 60 меньше уровня A2 (см. фиг. 15), т.е. резонансная частота F_r фильтра 2 не совпадает с частотой основной гармоники сигнала датчика расхода. При этом частотный сигнал 71 отсутствует.

Сигнал 66 сброса принимает уровень "лог. 1", когда амплитуда сигнала 60 меньше уровня A4 (см. фиг. 16). Это означает, что амплитуда сигнала 38 слишком мала для эффективной работы фильтра 2. При этом выходное напряжение интегратора 26 со сбросом (сигнал 53) устанавливается на нулевом уровне 0V, скважность сигнала 72 и, соответственно, коэффициент усиления предусилителя 1 становятся максимальными, а резонансная частота F_r фильтра 2 - минимальной.

Работа устройства в целом основана на принципе фазовой автоподстройки резонансной частоты F_r фильтра 2, при этом устройством осуществляются следующие функции:
ввод сигнала датчика расхода;
нормирование амплитуды входного сигнала;
выделение основной гармоники входного сигнала;
преобразование аналогового сигнала в импульсный;
нормирование "цены" импульса выходного сигнала;
согласование выходного сигнала устройства с измерительным прибором расходомера;
блокировку выходного сигнала устройства при невозможности определения основной гармоники во входном сигнале.

Сигналы 34 и 35 (см. фиг. 1) поступают на предусилитель 1, соответственно на неинвертирующий и инвертирующий входы. Таким образом, противофазные составляющие сигналов складываются, а синфазные - вычитаются. Соответственно, происходит усиление полезной составляющей сигнала (от вихреобразования) и частичная компенсация помех (прочие составляющие). Сигнал 36 (см. фиг. 2) по форме близок к синусоиде, может иметь короткие пропуски, выбросы, перевороты фазы, значительную шумовую составляющую. Частота основной гармоники сигнала 36 однозначно связана со скоростью потока измеряемой среды. Амплитуда полезной составляющей сигнала 36 пропорциональна квадрату скорости измеряемой среды. В первом приближении можно считать, что амплитуда полезной составляющей сигнала 36 пропорциональна квадрату частоты основной гармоники входного сигнала (см. фиг. 20).

Рассмотрим случай "А", когда резонансная частота F_r фильтра 2 равна частоте основной гармоники входного сигнала.

Сигнал 36 (см. фиг. 2) поступает на вход 14 усилителя 12, коэффициент усиления которого прямо пропорционален скважности импульсов управляющего сигнала 72, поступающего на вход 15 усилителя 12. Резонансная частота F_r фильтра 2 обратно пропорциональна скважности импульсов сигнала 72. Следовательно, когда резонансная частота F_r фильтра 2 равна частоте основной гармоники входного сигнала, коэффициент усиления усилителя 12 обратно пропорционален, а амплитуда сигнала 37 прямо пропорциональна частоте основной гармоники входного сигнала (см. фиг. 21).

Сигнал 37 поступает на вход 16 идентичного усилителя 13, управляемого также сигналом 72. При этом на выходе усилителя 13 амплитуда сигнала 38 уже не зависит от частоты основной гармоники входного сигнала (см. фиг. 22). Подъем характеристики на начальном участке вызван ограничением по максимальному коэффициенту усиления усилителей 12 и 13. Этот участок лежит ниже диапазона измерения, т.е. когда скорость потока измеряемой среды недостаточна для устойчивого вихреобразования. Таким образом производится усиление и стабилизация амплитуды сигнала датчика расхода.

Сигнал 38 подается на вход перестраиваемого полосового фильтра 2 (см. фиг. 1). Поскольку резонансная частота фильтра 2 совпадает с частотой основной гармоники входного сигнала, сигнал 43 на выходе фильтра 2 по форме представляет собой почти идеальную синусоиду с частотой основной гармоники входного сигнала. По амплитуде он в 10...20 раз, в зависимости от добротности фильтра 2, больше амплитуды основной гармоники сигнала 38 (см. фиг. 11), по фазе - отстает на 180^o (см. фиг. 14). Сигналы 42 и 44 по форме и амплитуде близки к сигналу 43 с добавлением высокочастотных (для сигнала 42) и низкочастотных (для сигнала 44) шумов сигнала 38 (см. фиг. 12, 13), по фазе - отстают на 90^o и 270^o соответственно (см. фиг. 14).

Сигналы 42 и 44 подаются на сумматор 7, причем сигнал 44 перед суммированием инвертируется. Амплитуда сигнала 60 на выходе сумматора 7 равна сумме амплитуд сигналов 42, 44 и соответствует уровню A1 (см. фиг. 15). Фаза сигнала 60 равна фазе сигнала 42.

Сигнал 60 подается на компаратор 4 (см. фиг. 1) с уровнем переключения 0V. Сигнал 49 равен "лог. 1", если уровень сигнала 60 больше 0V, и "лог. 0", если уровень сигнала 60 меньше 0V.

Сигнал 49 подается на вход 48 управления фазового детектора 25 (см. фиг. 3) узла настройки 3, на информационный вход 47 которого подается сигнал 38. Поскольку, как было показано выше, фазовый сдвиг между сигналами 38 и 49 равен 90^o, сигнал 50 имеет вид, представленный на фиг. 16. Средний уровень за период сигнала 50 колеблется возле уровня 0V.

Сигнал 50 подается на интегратор 26 (см. фиг. 4), выходное напряжение которого (сигнал 53) не изменяется, т.к. среднее значение его входного напряжения равно уровню 0V.

Скважность импульсов выходного сигнала 72 широтно-импульсного модулятора 27 также не изменяется, поскольку управляющим для него является сигнал 53.

Сигнал 66 имеет уровень "лог. 0", т.е. сброс интегратора 26 не производится, поскольку амплитуда сигнала 60 превышает уровень A4 (см. фиг. 15).

Синусоидальный сигнал 43 подается на компаратор 5 (см. фиг. 1), который преобразует его в импульсный сигнал 58 с той же частотой.

Импульсный сигнал 72 поступает на разделитель 6 поддиапазонов измерения. Сигнал 73 на его выходе имеет уровень "лог. 0", если скважность импульсов сигнала 72 и, соответственно, частота основной гармоники входного сигнала соответствуют первому поддиапазону (область малых скоростей потока измеряемой среды) и "лог. 1 " - в противном случае.

Сигнал 58 подается на преобразователь 8 частоты, который производит нормирование "цены" импульса сигнала 70 по формуле
F70=F58•A_i+B₁,
где F70, F58 - частоты сигналов 70 и 58 соответственно;
A_i, B_i - коэффициенты преобразования, определяемые при тарировке расходомера;
i - номер поддиапазона измерения, определяемый по скважности сигнала 72.

Коэффициент A_i задает "крутизну" преобразования. Коэффициент B_i задает "смещение" преобразования.

Применение такой формулы обосновано нелинейностью характеристики преобразования датчика расхода, вызвано влиянием вязкости измеряемой среды. Фиг. 23 иллюстрирует кривую погрешности измерения вихревого расходомера для трубопроводов малого диаметра (50 мм и меньше) на газообразных средах в зависимости от скорости потока без коррекции нелинейности характеристики преобразования датчика расхода. На фигуре 24 представлена кривая погрешности того же расходомера, но при оптимизированных коэффициентах B_i. В точке V_m осуществляется раздел поддиапазонов измерения.

Коэффициенты A_i и B_i выбираются таким образом, чтобы "цена" импульса выходного сигнала имела удобное значение (например, 0,1 л/имп, 1 л/имп, 10 л/имп и т.д.).

Сигнал 70 через выходной каскад 10 (см. фиг. 1) подается на выход устройства.

Сигнал 67 имеет уровень "лог. 0", т.е. разрешает прохождение сигнала 70 через выходной каскад 10, поскольку амплитуда сигнала 60 превышает пороговый уровень A2 (см. фиг. 15).

При небольших, порядка 2...5%, резких колебаниях скорости потока измеряемой среды (например, от насоса) перестройка фильтра 2 на новую частоту происходит мгновенно за счет резистора R5 (см. фиг. 9) в обратной связи интегратора 26.

Таким образом, устройство находится в состоянии устойчивого равновесия и на ее выходе присутствует сигнал 71, частота которого пропорциональна скорости потока измеряемой среды.

Рассмотрим случай "B", когда резонансная частота F_r фильтра 2 меньше частоты основной гармоники входного сигнала, т.е. скорость потока измеряемой среды возросла по сравнению с предыдущим состоянием, либо на устройство подано напряжение питания, когда через датчик расхода уже идет поток измеряемой среды.

В этом случае отставание фазы сигналов 42, 60 и 49 относительно фазы сигнала 38 становится больше 90^o (см. фиг. 14). Форма сигнала 50 принимает вид, показанный на фиг. 17, т.е. среднее значение за период сигнала 50 становится больше уровня 0V. Напряжение на выходе интегратора 26 (сигнал 53) возрастает, соответственно уменьшается скважность импульсов сигнала 72, пропорционально уменьшается коэффициент усиления усилителей 12 и 13, возрастает резонансная частота F_r фильтра 2, уменьшается фазовый сдвиг сигнала 49 относительно фазы сигнала 38. Этот процесс длится до тех пор, пока форма сигнала 50 не примет вид, показанный на фиг. 16, характерный для случая, когда резонансная частота F_r фильтра 2 равна частоте основной гармоники входного сигнала.

Таким образом, устройство переходит в устойчивое состояние (аналогичное описанному в случае "A"), соответствующее новой скорости потока измеряемой среды.

Рассмотрим случай "C", когда резонансная частота F_r фильтра 2 больше частоты основной гармоники входного сигнала, т.е. скорость потока измеряемой среды упала по сравнению с предыдущим состоянием.

В этом случае отставание фазы сигналов 42, 60 и 49 относительно фазы сигнала 38 становится меньше 90^o (см. фигуру 14). Форма сигнала 50 принимает вид, показанный на фиг. 18, т.е. среднее значение за период сигнала 50 становится меньше уровня 0V. Напряжение на выходе интегратора 26 (сигнал 53) уменьшается, соответственно увеличивается скважность импульсов сигнала 72, пропорционально увеличивается коэффициент усиления усилителей 12 и 13, уменьшается резонансная частота F_r фильтра 2, уменьшается фазовый сдвиг сигнала 49 относительно фазы сигнала 38. Этот процесс длится до тех пор, пока форма сигнала 50 не примет вид, показанный на фиг. 16, характерный для случая, когда резонансная частота F_r фильтра 2 равна частоте основной гармоники входного сигнала.

Таким образом, устройство переходит в устойчивое состояние (аналогичное описанному в случае "А"), соответствующее новой скорости потока измеряемой среды.

Рассмотрим случай "D", когда частота основной гармоники входного сигнала (скорость потока измеряемой среды) уменьшается мгновенно более чем в 8...10 раз. Это характерно при резком перекрытии трубопровода.

В этом случае амплитуда сигнала 38 уменьшается мгновенно более чем в 60 раз и становится недостаточной для нормальной настройки фильтра 2. Поскольку резонансная частота F_r фильтра 2 не равна частоте основной гармоники входного сигнала, амплитуда сигнала 60 падает ниже уровня A4 (см. фиг. 15). Сигнал 66 принимает значение "лог. 1" и сбрасывает выходное напряжение интегратора 26 до такого уровня, при котором амплитуда сигнала 38 будет достаточной для нормальной работы фильтра 2. После этого сигнал 66 вновь принимает значение "лог. 0" и схема настраивается так, как описано в случае "C".

Рассмотрим случай "E", когда основная гармоника входного сигнала отсутствует, т. е. нет движения измеряемой среды или скорость потока слишком мала для вихреобразования за телом обтекания (см. фиг. 1).

В этом случае, если во входном сигнале нет значительных шумов, амплитуда сигнала 38 мала, соответственно, амплитуда сигнала 60 находится ниже уровня A4 (см. фиг. 15). Сигнал 66 имеет уровень "лог. 1" и удерживает схему в положении максимального усиления усилителей 12, 13 и минимальной резонансной частоты F_r фильтра 2. Таким образом, при появлении скорости потока измеряемой среды, достаточной для вихреобразования, устройство переходит в состояние, аналогичное описанному в случае "В".

Если во входном сигнале присутствуют значительные шумы, не имеющие периодическую составляющую, или соотношение частоты и амплитуды периодической составляющей шумов находится за пределами границ настройки устройства, уровень сигнала 67 может принимать значение "лог. 0". Но, поскольку фильтр 2 не может настроиться на периодическую составляющую входного сигнала, амплитуда сигнала 60 будет примерно на уровне A3 (см. фиг. 15), т.е. значительно меньше уровня A2. Следовательно, сигнал 67 имеет уровень "лог. 1", и блокирует выходной сигнал 71.

Если же соотношение частоты и амплитуды периодической составляющей шумов находится в пределах границ настройки устройства, фильтр 2 настроится на частоту этой периодической составляющей, и на выходе устройства будет присутствовать ложный сигнал. Избавиться от этого эффекта можно путем дополнительного крепления участка трубопровода с установленным датчиком расхода для устранения его вибраций либо устранением акустических воздействий на датчик расхода.

Настройка устройства заключается в установке коэффициента усиления инструментального усилителя 11 в соответствии с плотностью измеряемой среды, в установке границ поддиапазонов измерения в соответствии с типом датчика расхода и в установке коэффициентов преобразования A_i и B_i путем тарировки на образцовом расходомерном стенде. Разброс параметров (номиналов) применяемых компонентов в пределах ±20% не оказывает влияния на эксплуатационную характеристику устройства в целом.

Основными достоинствами устройства в применении его с вихревым датчиком расхода являются
широкий диапазон измеряемых расходов (до 1:60) при сохранении точности измерений;
возможность безотказной работы при изменении плотности измеряемой среды в 4...5 раз без перестройки устройства;
возможность безотказной работы в условиях повышенных внешних воздействий (например, вблизи от насосов, газовых котлов и т.п.);
возможность безотказной работы в условиях повышенных высокочастотных акустических воздействий даже на малых скоростях потока измеряемой среды, где шумовая составляющая сигнала датчика расхода может превышать полезную составляющую;
возможность безотказной работы с малыми прямолинейными участками трубопровода перед и после датчика расхода без установки струевыпрямителя;
возможность безотказной работы на средах с большим содержанием неоднородных включений;
возможность безотказной работы на быстропеременных и пульсирующих потоках без потери точности измерений;
высокая степень достоверности выходного сигнала, т.е. если определение скорости потока измеряемой среды возможно, то выходной сигнал соответствует действительности. Если же скорость потока ниже предела измерения или уровень шумов чрезмерно высок, выходной сигнал отсутствует. Другими словами, устройство может находиться в двух состояниях: либо показывает правильно, либо не показывает вообще.

Таким образом, совокупность существенных признаков (в том числе и отличительных) предлагаемого устройства обеспечивает достижение требуемого технического результата, соответствует критериям "изобретения" и подлежит защите охранным документом (патентом) РФ в соответствии с просьбой заявителя.

Источники информации
1. США, патент N 4545258, M.Кл³ G 01 F 1/32, 1984.

2. США, патент N 5309771, М.Кл³ G 01 F 1/32, 1994.

3. США, патент N 4158818, М.Кл³ H 04 В 15/00, 1979, прототип.

Формула изобретения

Устройство для выделения и преобразования полезной (информационной) составляющей сигнала датчика расходомера вихревого типа, содержащее предусилитель, перестраиваемый полосовой фильтр, узел настройки и два компаратора, отличающееся тем, что оно снабжено разделителем поддиапазонов, сумматором, преобразователем частоты, узлом сброса и блокировки и согласующим выходным каскадом, при этом предусилитель состоит из инструментального усилителя и двух идентичных усилителей с регулируемым коэффициентом усиления с двумя входами соответственно каждый, перестраиваемый полосовой фильтр состоит из сумматора и двух идентичных интеграторов с двумя входами соответственно каждый, узел настройки состоит из фазового детектора, интегратора и широтно-импульсного модулятора, разделитель поддиапазонов состоит из фильтра низкой частоты и компаратора, а узел сброса и блокировки содержит выпрямитель, фильтр низкой частоты и два компаратора с отличными один от другого уровнями срабатывания, при этом входом устройства в целом являются два входа инструментального усилителя, выход которого соединен с одним из входов первого усилителя с регулируемым коэффициентом усиления, один из входов второго усилителя с регулируемым коэффициентом усиления соединен с выходом первого, выход второго усилителя с регулируемым коэффициентом усиления соединен с одним из трех входов сумматора полосового перестраеваемого
фильтра, выход этого сумматора соединен с одним из входов первого интегратора, один из входов второго интегратора соединен с выходом первого интегратора перестраиваемого полосового фильтра, выход второго интегратора - с инвертирующим входом сумматора устройства и с вторым входом сумматора полосового фильтра, неинвертирующий вход сумматора устройства - с выходом сумматора перестраиваемого полосового фильтра, один из двух входов фазового детектора узла настройки - с выходом предусилителя, другой вход фазового детектора - с выходом первого компаратора устройства, выход фазового детектора - с одним из двух входом интегратора узла настройки, выход этого интегратора через широтно-импульсный модулятор - с вторыми входами обоих усилителей с регулируемым коэффициентом усиления, с вторыми входами обоих интеграторов перестраиваемого полосового фильтра и с входом фильтра низкой частоты разделителя поддиапазонов, выход этого фильтра низкой частоты через компаратор разделителя поддиапазонов - с одним из двух входов преобразователя частоты, другой вход которого соединен с выходом второго компаратора устройства, вход этого компаратора соединен с выходом первого интегратора перестраиваемого полосового фильтра и с третьим входом сумматора перестраиваемого полосового фильтра, выход сумматора устройства - с входом первого компаратора и входом выпрямителя узла сброса и блокировки, выход выпрямителя через фильтр низкой частоты - с входами обоих компараторов этого узла, выход первого из них соединен с вторым входом интегратора узла настройки, а выход второго компаратора узла сброса и блокировки - с одним из двух входов согласующего выходного каскада, другой вход которого
соединен с выходом преобразователя частоты, при этом выход согласующего выходного каскада является выходом устройства в целом.

РИСУНКИ

Рисунок 1, Рисунок 2, Рисунок 3, Рисунок 4, Рисунок 5, Рисунок 6, Рисунок 7, Рисунок 8, Рисунок 9, Рисунок 10, Рисунок 11, Рисунок 12, Рисунок 13, Рисунок 14, Рисунок 15, Рисунок 16, Рисунок 17, Рисунок 18, Рисунок 19, Рисунок 20, Рисунок 21, Рисунок 22, Рисунок 23, Рисунок 24