Способ получения информации о качестве сигнала в приемнике

 

Изобретение относится к обмену дискретной информации по каналам связи с использованием цифровой фазовой модуляции (ФМ) и может быть использован в системах передачи дискретной информации. Технический результат - обеспечение высокой точности и одинакового времени измерения при все значениях входного отношения сигнал/шум. Информация о качестве сигнала в приемнике достигается выполнением следующих операций над сигналом: - вырабатывают в приемнике соответствующую первую оценку фазы ϕ₁ для каждого фазомодулированного цифрового символа; - вычисляют в приемнике для каждого фазомодулированного цифрового символа вторую оценку фазы ϕ₂ по формуле ϕ₂ = ϕ₁+ϕ₃, где ϕ₃ = const; - по вычисленным первой и второй оценкам фазы ϕ₁ и ϕ₂ принимают решения о соответствующих им первому и второму m-разрядным кодам, где m=log₂М; - находят расстояние по Хэммингу как разницу в количестве разрядов между первым и вторым m-разрядными кодами, суммируют получаемое расстояние по Хэммингу для заранее заданного числа фазомодулированных цифровых символов; - по получаемой сумме определяют информацию о качестве сигнала фазомодулированных цифровых символов. 3 ил., 2 табл.

Изобретение относится к области обмена дискретной информацией по каналам связи с использованием цифровой фазовой модуляции (ФМ).

Известен способ определения отношения сигнал/шум М-позиционных фазомодулированных сигналов, при котором из входного сигнала формируют первый и второй сигналы, измеряют математическое ожидание первого сигнала и дисперсию второго сигнала и по измеренным величинам вычисляют отношение сигнал/шум, которое и является мерой качества сигнала (см. авт. св. 1798738, МКИ 5 G 01 R 29/26, опубл. в БИ 8, 28.02.93 г.) [1].

Первым недостатком известного способа является его чрезмерная сложность, связанная с необходимостью выполнения большого количества сложных вычислений и, соответственно, большие вычислительные затраты при реализации.

Вторым недостатком известного способа является то, что устройство для его реализации должно быть выполнено параметрическим, поскольку оптимальная структура самого устройства должна изменяться при изменении в широких пределах отношения сигнал/шум.

Из известных технических решений наиболее близким к патентуемому способу является способ получения информации о качестве сигнала в приемнике, при котором принимают приемником множество М-позиционных фазомодулированных цифровых символов, вырабатывают в приемнике соответствующую оценку фазы для каждого фазомодулированного цифрового символа, из оценки фазы определяют в приемнике соответствующий сигнал ошибки фазы (см. патент РФ 2113061, МПК 6 H 04 L 27/22, опубл. в БИ 16, 10.06.98 г.) [4].

Недостатки известного способа-прототипа состоят в следующем.

Во-первых, известный способ обладает низкой инструментальной точностью при высоких отношениях сигнал/шум, т.е. при высоком качестве сигнала и, как следствие, при высоких отношениях сигнал/шум способ требует для достоверного измерения качества сигнала усреднения по чрезмерно большому количеству символов. Это связано с тем, что зависимость Р_ош(R_вх), где Р_ош - вероятность ошибки в бите; R_вх - входное отношение сигнал/шум является существенно нелинейной, резко убывающей при увеличении R_вх.

Так, например, для того, чтобы достоверно оценить (в любых единицах) качество сигнала ФМ-2 при R_вх≈6,8 дБ, потребуется усреднение по количеству символов порядка поскольку при этом одна ошибка в бите (или, что эквивалентно, одна ошибка по фазе) формируется на 10³ принятых символов и для статистически достоверного подсчета такого количества ошибок потребуется усреднение по (3÷5)•10³ битам.

При высоких отношениях сигнал/шум, требуемых в связных приложениях, вероятность ошибки обычно нормируется на уровне 10^-6÷10^-9 и ниже (даже с применением кодирования), что потребует увеличения памяти для реализации скользящего усреднения более чем в 10⁵ раз.

Во-вторых, известный способ предназначен для определения информации о надежности бита демодулированного ФМ сигнала для случаев его декодирования сверточным декодером Витерби с "мягким" решением. Соответственно, эффективность использования известного способа понижается при использовании других типов декодеров (отличных от сверточных, либо при использовании в системе передачи дискретных сообщений сигналов без помехоустойчивого кодирования), поскольку способ предполагает использование именно углового расстояния в качестве меры надежности принятого решения.

Технический результат - обеспечение высокой инструментальной точности способа и одинакового времени измерения при всех значениях входного отношения сигнал/шум; обеспечение возможности использования способа любыми потребителями информации о качества сигнала в системах передачи дискретных сообщений достигается выполнением следующих операций над сигналом: - принимают приемником множество М-позиционных фазомодулированных цифровых символов; - вырабатывают в приемнике соответствующую первую оценку фазы ϕ₁ для каждого фазомодулированного цифрового символа; - вычисляют в приемнике для каждого фазомодулированного цифрового символа вторую оценку фазы ϕ₂ по формуле ϕ₂ = ϕ₁+ϕ₃, где ϕ₃ = const; - по выработанным первой и второй оценкам фазы ϕ₁ и ϕ₂ принимают решения о соответствующих им первой и второй m-разрядным кодам, где m=log₂M;
- находят расстояние по Хэммингу между первым и вторым m-разрядными кодами;
- суммируют получаемое расстояние по Хэммингу для заранее заданного числа фазомодулированных цифровых символов;
- по получаемой сумме определяют информацию о качестве сигнала фазомодулированных цифровых символов;
- в зависимости от определяемой информации о качестве сигнала фазомодулированных цифровых символов принимают решение об изменении числа ϕ₃.
Это достигается тем, что по способу получения информации о качестве сигнала в приемнике, принимают приемником множество М-позиционных фазомодулированных цифровых символов, вырабатывают в приемнике соответствующую первую оценку фазы ϕ₁ для каждого фазомодулированного цифрового символа.

Согласно изобретению, дополнительно вычисляют в приемнике для каждого фазомодулированного цифрового символа вторую оценку фазы ϕ₂ по формуле ϕ₂ = ϕ₁+ϕ₃, где ϕ₃ = Const, по вычисленным первой и второй оценкам фазы ϕ₁ и ϕ₂ принимают решения о соответствующих им первому и второму m-разрядным кодам, где m=log₂M, находят расстояние по Хэммингу как разницу в количестве разрядов между первым и вторым m-разрядными кодами, суммируют получаемое расстояние по Хэммингу для заранее заданного числа фазомодулированных цифровых символов, по получаемой сумме определяют информацию о качестве сигнала фазомодулированных цифровых символов, в зависимости от определяемой информации о качестве сигнала фазомодулированных цифровых символов принимают решение об изменении числа ϕ₃.
На фиг. 1 показаны сигнальные точки с приписанными им кодами для случая 4-позиционного ФМ сигнала. Фиг.2 поясняет алгоритм вычисления величины R_вх, фиг.3 поясняет процесс итерационной адаптации по параметру ϕ₃.
Согласно патентуемому способу:
1) Принимают приемником множество М-позиционных ФМ цифровых сигналов (далее просто ФМ сигналы). При этом каждый из М эталонных векторов (символов) такого ансамбля передает m=log₂M бит информации.

2) Вырабатывают в приемнике соответствующую оценку ϕ₁ для каждого ФМ символа. Данная процедура может быть реализована достаточно большим числом методов, в том числе вычислением квадратурных составляющих принятого символа X₁ и Y₁ когерентным (корреляционным) демодулятором и вычислением функции при расположении опорных векторов так, как того требуют оценивание по максимуму правдоподобия.

3) Вычисляют вторую оценку фазы ϕ₂ по формуле ϕ₂ = ϕ₁+ϕ₃, где ϕ₃- постоянная величина в некотором диапазоне входных отношений сигнал/шум R_д. Практика показывает, что для большинства приложений достаточно выбрать константу ϕ₃ из набора в 3÷4 значения.

4) По вычисленным величинам ϕ₁ и ϕ₂ принимают решения о соответствующих первом и втором m-разрядных кодах. Данная процедура соответствует принятию решения по критерию оптимального наблюдателя Котельникова-Зигерта в соответствии с выбранным манипуляционным кодом. Для рассматриваемого примера сигнала ФМ-4 (фиг.1) данная операция может быть задана в виде таблицы 1 (см. в конце описания).

5) Находят расстояние по Хэммингу между первым и вторым m-разрядными кодами. Данная процедура заключается в вычислении количества бит, отличающих два m-разрядных кода для каждого из ФМ символов.

6) Суммируют получаемое расстояние по Хэммингу для заранее заданного числа ФМ символов, т.е. реализуют процедуру скользящего суммирования по заранее заданному числу символов.

Реализация процедур 5) и 6) позволяет судить о качестве входного сигнала. В самом деле, реализация процедуры 3) эквивалентна ухудшению помехоустойчивости когерентного приема на величину в отношении сигнал/шум, связанную с величиной ϕ₃. Это можно пояснить следующим образом.

Для М-позиционных ФМ сигналов известно, что вероятность Р_C ошибки в символе ограничивается неравенствами [2, с. 99]:

где Р_c - вероятность ошибки в символе;
R - входное отношение сигнал/шум;
erf - функция интеграла ошибки.

В то же время известно, что при неточности в опорных сигналах на угол Ф, вероятность Р_C ограничивается следующими неравенствами [2, с.268]:

где P_C(Ф) - вероятность ошибки в символе при наличии статической фазовой ошибки Ф;

Сравнивая системы неравенств (1) и (2) и учитывая, что при кодировании кодом Грея одна ошибка в пользу смежного символа приводит к появлению одной ошибки в соответствующем m-разрядном коде [3, с.162], можно считать, что вычисление второй оценки фазы ϕ₂ происходит с отношением сигнал/шум, худшим в раз, чем при вычислении первой оценки ϕ₁.
Выбирая величину ϕ₃ такой, чтобы вероятность ошибки в бите увеличивалась примерно не менее чем на два порядка, можно пренебречь ошибками, содержащимися в первом m-разрядном коде и считать, что сумма расстояний между кодами по Хэммингу примерно пропорциональна числу истинных ошибок при когерентной демодуляции заданного числа символов. Другими словами, при выборе коэффициента пропорциональности (и, соответственно, связанного с ним угла ϕ₃) используют следующие соображения. Разобьем все значения R_ВХ на диапазоны. Для достижения одинаковой инструментальной точности как для высоких, так и для низких отношений сигнал/шум (высокого и низкого качества входного сигнала), потребуем, чтобы в пределах одного диапазона точность измерения Р_ош путем реализации процедур 5) и 6) была не хуже δ(%). Зададимся, например δ=1%. Тогда величина ϕ₃ должна быть такой, чтобы вероятность истинной ошибки во втором коде была более чем на два порядка выше, чем в первом коде (для того, чтобы при вычислении расстояния по Хэммингу ошибки в первом коде не влияли на результат).

7) Суммируют получаемое расстояние по Хэммингу для заранее заданного числа ФМ символов.

Зададимся числом ФМ символов, для которых будет выполняться процедура скользящего суммирования по Хэммингу. Пусть данное число составляет, например, N=10³ символов. Из статистических соображений состоятельности оценки примем, что оптимальной величиной суммы, которая сохраняет инструментальную точность метода, является SUM opt, причем
SUM_нижн≤SUM_opt≤SUM_верхн. (3)
Положим, для определенности, что
SUM_нижн=5;
SUM_верхн=100.

Исходя из выбранного числа символов, по которым ведется усреднение, можно сказать, что при реализации способа допускается вероятность битовой ошибки во втором m-разрядном коде порядка 10^-3. Следовательно, в это же время вероятность ошибки в первом m-разрядном коде может составлять величину не более 1% от 10^-3, т.е. 10^-5, что для символов ФМ-4 эквивалентно входному отношению сигнал/шум порядка 9,5 дБ и выше [3, с. 223, 248].

8) По получаемой сумме SUM определяют информацию о качестве сигнала ФМ символов. При этом, с учетом реализованных операций 1) - 7), информацию о качестве входного сигнала получают на основе следующих соображений: поскольку вероятность ошибки в первом m-разрядном коде существенно меньше вероятности ошибки во втором m-разрядном коде (10^-5<<0), то ошибками в первом m-разрядном коде можно пренебречь и расстояние по Хэммингу с заданной инструментальной точностью δ=1% позволяет измерить ошибки во втором m-разрядном коде. Статистическая достоверность этих оценок обеспечивается в том случае, если получаемое значение суммы SUM лежит в пределах
5=SUM_нижн≤SUM≤SUM_верхн=100
для выбранного числа N=1000 усредняемых ФМ символов. В этом случае, зная конкретное значение SUM, по формулам (1) и (2) пересчитывают вероятность ошибки в первом m-разрядном коде и находят соответствующее значение входного отношения сигнал/шум.

Графическая реализация данной процедуры показана на фиг.2. Из фиг.2 видно, что при добавлении угла ϕ₃ (эквивалентного энергетическим потерям ΔR(ϕ₃), дБ) приводит к увеличению величины ошибок во втором m-разрядном коде.

Поскольку зависимость Р(R_вх) имеет один и тот же характер при любых ϕ₃, то по измеренному значению где N - число символов, по которым ведется суммирование, можно найти истинное значение R_ВХ (c точностью δ%).

9) В случае, если получаемое значение SUM не удовлетворяет условиям формулы (3), изменяют угол ϕ₃. При этом, если входное отношение сигнал/шум велико (качество сигнала хорошее), то чтобы вероятность ошибки для второго m-разрядного кода лежала в выбранной окрестности 10^-3, увеличивают угол ϕ₃. И наоборот, если качество сигнала плохое, угол ϕ₃ уменьшают. При этом реализуется итерационный алгоритм, показанный в табл.2 (см. в конце описания).

Процедура адаптивной подстройки угла ϕ₃ показана на фиг.3.

Пусть измеряемое отношение сигнал/шум лежит в диапазоне R²д. Тогда слишком малая величина (как и слишком большая приведут к невыполнению при суммировании одного из неравенств системы (3) и по величине будет произведена адаптация угла ϕ₃, к входному отношению сигнал/шум для достижения неизменной инструментальной точности измерения качества входного сигнала δ(%)
Итак, патентуемый способ обеспечивает:
а) инвариантную к условиям работы инструментальную точность измерения качества сигнала δ(%), обеспечиваемую за счет адаптации к условиям измерений (изменение величины параметра ϕ₃);
б) одно и то же время измерений при любом отношении сигнал/шум, поскольку это время определяется только выбранным числом усредняемых сигналов. При выбранном числе символов N=10³ и скорости передачи информации 1 Мбит/с время выдачи результата измерений составляет 10^-3с.

В способе-прототипе в диапазоне рабочих отношений сигнал/шум (для Р от 10^-5 до 10^-9) для обеспечения той же достоверности измерений это же время составляет от 0,5 с до 5•10³ с, что является абсолютно нереальным для большинства коммуникационных приложений;
в) получение информации о качестве сигнала в приемнике для любых потребителей этой информации (а не только "мягких" декодеров Витерби) за счет реализации меры качества сигнала не в виде угловой ошибки, а в виде вероятности битовой ошибки на выходе демодулятора, которая и является основной мерой качества сигнала в дискретном канале связи.

Источники информации
1. А.С. 17989738, МКИ 5 G 01 R 29/26, опубл. в БИ 8, 28.02.93 г.

2. Стиффлер Дж. Дж. Теория синхронной связи. - М.: Связь. - 1975. - 488 с.

3. Феер К. Беспроводная цифровая связь. Методы модуляции и расширения спектра. - М.: Радио и связь - 200. - 520 с.

4. Патент РФ 2113061, МПК6 Н 04 L 27/22, опубл. в БИ 16, 10.06.98 г. - прототип.

Формула изобретения

Способ получения информации о качестве сигнала в приемнике, при котором принимают приемником множество М-позиционных фазомодулированных цифровых символов, вырабатывают в приемнике соответствующую первую оценку фазы ϕ₁ для каждого фазомодулированного цифрового символа, отличающийся тем, что вычисляют в приемнике для каждого фазомодулированного цифрового символа вторую оценку фазы ϕ₂ по формуле ϕ₂ = ϕ₁+ϕ₃, где ϕ₃ = const, по вычисленным первой и второй оценкам фазы ϕ₁ и ϕ₂ принимают решения о соответствующих им первому и второму m-разрядным кодам, где m= log₂М, находят расстояние по Хэммингу как разницу в количестве разрядов между первым и вторым m-разрядными кодами, суммируют получаемое расстояние по Хэммингу для заранее заданного числа фазомодулированных цифровых символов, по получаемой сумме определяют информацию о качестве сигнала фазомодулированных цифровых символов как результат деления получаемой суммы на заранее заданное число фазомодулированных цифровых символов и, в случае, если получаемая сумма больше или меньше заданных пороговых величин, уменьшают, или соответственно, увеличивают значение ϕ₃.

РИСУНКИ

Рисунок 1, Рисунок 2, Рисунок 3, Рисунок 4, Рисунок 5