Способ энергетической оптимизации моноимпульсных антенных решеток с совместным формированием лучей

Изобретение относится к антенной технике. Техническим результатом является получение оптимального управления комплексными взвешивающими устройствами в каналах моноимпульсных антенных решеток (MAP) по критерию максимума отношения сигнал/шум+помеха. Способ энергетической оптимизации MAP с совместным формированием лучей основан на взвешивании сигналов, принятых каждым излучателем, с помощью весовых коэффициентов, разделении сигналов на два канала, суммировании сигналов с одноименных выходов делителей с соответствующим прогрессивно нарастающим и убывающим фазовым сдвигом, обеспечивающим отклонение каждого луча на угол +ΔΘ, и последующем образовании суммарной и разностной диаграмм направленности, в соответствии с которым комплексные весовые коэффициенты находят как главный вектор пучка эрмитовых форм, соответствующий наибольшему характеристическому числу пучка, при определении которого используют информацию о направлении на источник сигнала и о распределении источников помех, а в качестве первой и второй эрмитовых форм пучка выбирают соответственно мощность сигнала в суммарном канале и сумму мощностей шумов и помех в лучах моноимпульсной группы, при этом комплексные весовые коэффициенты части N-2M элементов моноимпульсной антенной решетки, где N - общее число элементов решетки, а 2М - число элементов с независимыми комплексными весовыми коэффициентами, принимают равными произведению исходных весовых коэффициентов, обеспечивающих ориентацию равносигнального направления на источник сигнала, на общий для этих элементов комплексный весовой коэффициент, после чего комплексные весовые коэффициенты всех элементов нормируют. 4 ил., 1 табл.

 

Изобретение относится к антенной технике и может быть использовано для оптимального управления комплексными взвешивающими устройствами в каналах моноимпульсных антенных решеток (MAP) по критерию максимума отношения сигнал/шум+помеха.

Известен способ формирования нуля диаграммы направленности (ДН) фазированной антенной решетки (АР), основанный на выделении двух адаптивных М-элементных подрешеток, расположенных на краях исходной, и введении фазовых поправок в элементы адаптивных подрешеток [1]. Получаемое при реализации этого способа решение не является оптимальным, поскольку при формировании нуля не учитывают мощность помехового сигнала, а также собственные шумы приемной системы. Данное обстоятельство является недостатком известного способа.

Более близким по технической сущности к заявленному способу является способ энергетической оптимизации моноимпульсных антенных решеток с совместным формированием лучей [2].

Существо известного способа оптимизации заключается в выборе в качестве максимизируемого интегрального параметра MAP с совместным формированием лучей отношения мощности сигнала в суммарном канале MAP к сумме мощностей собственных шумов и помех в каждом из каналов MAP (Р_ш+Р_п)^(1,2), т.е.

представлении (1) в виде отношения эрмитовых форм и последующем определении вектора оптимальных комплексных весовых коэффициентов (KBК) на основе теоремы об экстремальных свойствах отношения эрмитовых форм, при определении которых используется информация о направлении на источник сигнала <Θ₀> и распределении шумов и помех в пространстве <Т(Θ)>.

Недостатком известного способа энергетической оптимизации MAP является то, что оптимизация MAP достигается изменением КВК во всех элементах, что усложняет реализацию способа и может не позволить реализовать известный алгоритм в реальном масштабе времени, особенно при больших размерах MAP.

Предлагаемый способ направлен на устранение упомянутых выше недостатков известных способов. Структурная схема устройства, функционирующего по предлагаемому способу, представлена на фиг.1. На фиг.2 и 3 представлены соответственно суммарные и разностные ДН MAP с совместным формированием лучей до оптимизации и после оптимизации по известному и предлагаемому способам. На фиг.4 приведены амплитудные распределения, соответствующие результатам оптимизации по известному и заявленному способам соответственно.

Рассмотрим существо предлагаемого способа. Как и в прототипе, сигналы, принятые излучателями, взвешивают с помощью КВК, разделяют на два канала, суммируют сигналы с одноименных выходов делителей с соответствующим прогрессивно нарастающим и убывающим фазовым сдвигом, обеспечивающим отклонение каждого луча на угол ±ΔΘ, после чего образуют суммарную и разностную ДН, причем КВК находят как главный вектор пучка эрмитовых форм, соответствующий наибольшему характеристическому числу пучка, при определении которого используют информацию о направлении на источник сигнала и о распределении источников помех, а в качестве первой и второй эрмитовых форм пучка выбирают соответственно мощность сигнала в суммарном канале и сумму мощностей шумов и помех в лучах моноимпульсной группы.

Однако в отличие от прототипа КВК части (N-2M) элементов MAP, где N - общее число элементов MAP, a 2M - число элементов с независимыми комплексными весовыми коэффициентами в двух подрешетках, принимают равными произведению исходных весовых коэффициентов, обеспечивающих ориентацию равносигнального направления (РСН) на источник сигнала, на общий для этих элементов КВК I_р, определяемый из решения задачи оптимизации, после чего комплексные весовые коэффициенты всех элементов нормируют к значению I_р, в связи с чем весовые коэффициенты неадаптируемых N-2M элементов не изменяют, а ранг эрмитовых форм понижают до порядка 2М+1.

Проведенный сравнительный анализ заявленного способа и прототипа показывает, что заявленный способ отличается тем, что изменены условия выполнения операции взвешивания, поскольку КВК в 2M адаптируемых элементах находят при условии равенства оставшейся части N-2M КВК произведению исходных значений весовых коэффициентов этих элементов на общий для этих элементов КВК, который определяют из решения задачи оптимизации, после чего нормируют КВК всех элементов к значению общего для N-2M элементов КВК.

Рассмотрим предлагаемый способ энергетической оптимизации MAP с совместным формированием лучей, полагая, как и в прототипе [2], что распределение шумов и помех в пространстве <Т(Θ)> известно, причем мощность помех в Т(Θ) нормирована к мощности собственных шумов приемной системы, как в [3, 4].

С учетом структурной схемы оптимизируемой MAP, представленной на фиг.1, для одновременной оптимизации и суммарной, и разностной ДН используем функционал (1), где в предположении единичной нагрузки числитель представляет мощность сигнала в суммарном канале MAP

а знаменатель - сумму мощностей шумов и помех в первом и втором лучах моноимпульсной группы, причем

Выражение (3) записано в предположении, что размеры излучателей вдоль оси X бесконечны, а излучение производится в полупространство z>0.

В (2) и (3)

Верхний знак в (4) и далее берется при ν=1.

Учитывая, что после взвешивания сигналов, принятых каждым излучателем, их разделяют на два канала и суммируют сигналы с одноименных выходов делителей с соответственно прогрессивным нарастающим и убывающим фазовым сдвигом, обеспечивающим отклонение каждого луча на угол ±ΔΘ, представим выражение для лучей моноимпульсной группы в виде:

где

λ, y₀ - длина волны и шаг решетки,

I_p - неизвестный комплексный весовой коэффициент, принятый равным для всех N-2M неадаптируемых элементов MAP,

- фазовый сдвиг, обеспечивающий ориентацию равносигнального направления MAP на источник сигнала,

f_m(Θ) - парциальная ДН MAP, полученная при возбуждении m-го входа волной единичной амплитуды и нулевой фазы.

Тогда для суммарной ДН получим

где

В (9) и - мерные вектор-строка и вектор-столбец соответственно с элементами

Принимая во внимание (2) и (9), можем записать

где

- эрмитова матрица 2М+1-го порядка с элементами

Аналогично можно для мощности шума и помех в ν-м луче моноимпульсной группы записать

где - эрмитова матрица 2М+1-го порядка с элементами

где - вектор-столбец.

С учетом (14) и (17) можем представить отношение мощности сигнала в суммарном канале к сумме шумов и помех в лучах моноимпульсной группы в виде

где [B’] - эрмитова матрица М+1-го порядка с элементами

Выражение (19) представляет собой отношение эрмитовых форм, которому соответствует пучок эрмитовых форм

В связи с этим в дальнейшем для определения максимума (19) (или, что то же самое (1)) воспользуемся теоремой об экстремальных свойствах отношения эрмитовых форм [5], а именно одним из частных случаев этой теоремы.

В соответствии с [3], если матрица, образующая первую эрмитову форму (числитель функционала (19)), может быть представлена в виде (15), где - вектор-строка, то наибольшее и неравное нулю собственное значение пучка эрмитовых форм (21) определяется выражением

а собственный вектор, обеспечивающий максимум функционала (19), находится аналитически из выражения

После определения вектора его элементы нормируют к значению I_p, т.е.

Работа устройства, функционирующего по предложенному способу, может быть проиллюстрирована с помощью фиг.1. Информация о направлении Θ₀ на источник сигнала и о распределении источников помех Т(Θ) в пространстве поступает на входы 1 и 2 вычислителя КВК 3, функционирующего в соответствии с (23) и (24). Принятые первыми М и последними М элементами 4 решетки сигналы взвешивают с помощью устройств комплексного взвешивания 5 в соответствии с (24), поступающими от вычислителя 3.

Сигналы, принятые неадаптируемыми элементами MAP (с М+1 по N-M), взвешивают весовыми коэффициентами 6 exp(-jφ_m), обеспечивающими ориентацию равносигнального направления MAP на источник сигнала.

После этого сигналы всех элементов проходят на входы делителей 7 на два направления. Сигналы с одноименных выходов делителей поступают на входы сумматоров 9 и 10 соответственно через фиксированные фазовращатели 8. При этом на входах сумматора 9 обеспечивается прогрессивный нарастающий, а на входах сумматора 10 - убывающий фазовый сдвиг. В результате на выходах сумматоров 9 и 10 формируются лучи моноимпульсной группы, из которых суммарно-разностный преобразователь 11 формирует суммарную 13 и разностную 12 ДН.

На фиг.2 и 3 сплошной линией представлены соответственно суммарная и разностная ДН неоптимизированной MAP с совместным формированием лучей (т.е. при отсутствии помех), соответствующие исходному равномерному амплитудному и линейному фазовому распределению. Расчеты выполнены для решетки ненаправленных излучателей с параметрами N=29, y₀=0.5λ, при Θ₀=20° и ΔΘ=1.9°, а также функции Т(Θ) следующего вида

Для иллюстрации возможностей заявленного способа на краях MAP выделены две подрешетки по семь элементов в каждой (М=7), соответственно ранг пучка эрмитовых форм (21) по сравнению с известным способом снижен с 29 до 15, что является существенным преимуществом.

В общем случае число элементов в подрешетках М может быть произвольным, но не более (N-1)/2, при этом необходимо учитывать, что чем больше М, тем ближе получаемое решение к решению, получаемому по известному способу. В предельном случае, когда M=(N-1)/2, эти решения полностью совпадают. Выбор числа М зависит от количества элементов MAP и характера функции Т(Θ).

Пунктирными линиями на фиг.2 и 3 представлены результаты энергетической оптимизации соответственно в суммарной и разностной ДН, полученные при реализации известного способа [2].

Штрихованными линиями на фиг.2 и 3 представлены результаты энергетической оптимизации соответственно в суммарной и разностной ДН, полученные при реализации заявленного способа. На фиг.2 и 3 направление прихода помехи показано сплошной линией.

На фиг.4 сплошной линией представлено нормированное амплитудное распределение, соответствующее известному способу оптимизации, а штрихованной линией представлено нормированное амплитудное распределение, соответствующее заявленному способу.

Результаты моделирования показали, что в случае воздействия распределенной помехи вида (23) отношение сигнал/шум+помеха в суммарном канале до оптимизации составляет -4.1 дБ, а после оптимизации известным и заявленным способами соответственно 17.6 и 17.5 дБ, что свидетельствует о высокой эффективности заявленного способа, при этом полученный результат по заявленному способу достигается изменением амплитуд и фаз только в части (14-ти из 29-ти) элементов MAP.

Амплитуды КВК, соответствующие сравниваемым способам, приведены в таблице 1.

Таблица 1
	Номер КВК, n
	1,29	2,28	3,27	4,26	5,25	6,24	7,23	8,22	9,21	10,20	11,19	12,18	13,17	14,16	15
Исх. распре деле ние	1	1	1	1	1	1	1	1	1	1	1	1	1	1	1
Извест ный способ	0.17	0.2	0.25	0.34	0.44	0.52	0.59	0.66	0.74	0.82	0.9	0.95	0.98	0.99	1
Заявлен ный способ	0.46	0.36	0.34	0.53	0.72	0.74	0.79	1	1	1	1	1	1	1	1

Предлагаемый способ может быть применен также к MAP с направленными идентичными и к MAP с неидентичными (например, искаженными взаимными связями) излучателями.

ИСТОЧНИКИ ИНФОРМАЦИИ

1. Патент №2123743 РФ. Способ формирования нуля диаграммы направленности фазированной антенной решетки. /Мануйлов Б.Д., Башлы П.Н., Гладушенко С.Г.// Б.И. 1998. №35.

2. Патент №2169970 РФ. Способ энергетической оптимизации моноимпульсных антенных решеток с совместным формированием лучей. Мануйлов Б.Д., Башлы П.Н., Каменюк А.Б., Тугушев С.В.// Б.И. 2001. №18.

3. Cheng D.K. Optimization techniques for antenna arrays// IEEE Proc. 1971. V.59. №12. Р.1664.

4. Проблемы антенной техники. /Под ред. Л.Д.Бахраха, Д.И.Воскресенского. - М.: Радио и связь, 1989.

5. Гантмахер Ф.Р. Теория матриц. 4-изд. М.: Наука. Гл. ред. физ.-мат. лит., 1988.

Способ энергетической оптимизации моноимпульсных антенных решеток с совместным формированием лучей, основанный на взвешивании сигналов, принятых каждым излучателем, с помощью весовых коэффициентов, разделении этих сигналов на два канала, суммировании сигналов с одноименных выходов делителей с соответствующим прогрессивно нарастающим и убывающим фазовым сдвигом, обеспечивающим отклонение каждого луча на угол ±ΔΘ, и последующем образовании суммарной и разностной диаграмм направленности, в соответствии с которым комплексные весовые коэффициенты находят как главный вектор пучка эрмитовых форм, соответствующий наибольшему характеристическому числу пучка, при определении которого используют информацию о направлении на источник сигнала и о распределении источников помех, а в качестве первой и второй эрмитовых форм пучка выбирают соответственно мощность сигнала в суммарном канале и сумму мощностей шумов и помех в лучах моноимпульсной группы, отличающийся тем, что комплексные весовые коэффициенты части N-2M элементов моноимпульсной антенной решетки, где N - общее число элементов моноимпульсной антенной решетки, а 2М - число элементов с независимыми комплексными весовыми коэффициентами, принимают равными произведению исходных весовых коэффициентов, обеспечивающих ориентацию равносигнального направления на источник сигнала, на общий для этих элементов комплексный весовой коэффициент I_р, определяемый из решения задачи оптимизации, после чего комплексные весовые коэффициенты всех элементов нормируют к значению I_р, в связи с чем весовые коэффициенты неадаптируемых N-2M элементов не изменяют, а ранг эрмитовых форм понижают до порядка 2М+1.