Устройство и способ уменьшения papr в системе связи ofdm

Изобретение относится к системе мобильной связи и может быть использовано в системе связи с мультиплексированием с ортогональным частотным разделением каналов. Технический результат - повышение скорости передачи данных. Способ уменьшения отношения пиковой к средней мощности (PAPR) в системе связи с мультиплексированием с ортогональным частотным разделением каналов (OFDM), включающей в себя N несущих, из которых L несущих назначают для L зарезервированных тонов, и данные переносят с помощью (N-L) остальных тонов, причем L меньше, чем N, заключающийся в том, что генерируют импульсный сигнал из L зарезервированных тонов; преобразуют фазу сгенерированного импульсного сигнала в фазу сигнала, имеющего максимальное пиковое значение среди комплексных выходных сигналов, полученных в результате обратного быстрого преобразования Фурье (IFFT) N несущих; масштабируют сгенерированный импульсный сигнал на значение разности между максимальным пиковым значением и целевым значением мощности; и осуществляют комплексное суммирование масштабированного сигнала и комплексного выходного сигнала после IFFF. 2 н. и 10 з.п. ф-лы, 8 ил.

 

Область техники, к которой относится изобретение

Настоящее изобретение относится к устройству и способу, предназначенным для уменьшения отношения пиковой к средней мощности (ниже называется "ОПСМ", "PAPR") в системе связи с мультиплексированием с ортогональным частотным разделением каналов (ниже называется "МОЧР", "OFDM") и, более конкретно, к устройству и способу уменьшения PAPR с использованием алгоритма комплексного градиента.

Уровень техники

В последнее время на основе системы мобильной связи третьего поколения (3G) разрабатывают систему мобильной связи четвертого поколения (4G). Система мобильной связи четвертого поколения (4G) направлена не только на обеспечение тех же услуг мобильной связи, которые предоставляют мобильные системы связи предыдущих поколений, но также для эффективного взаимного соединения кабельной сети передачи данных и беспроводной сети передачи данных и для обеспечения услуги, в которой комбинируется кабельная и беспроводная сети передачи данных. Кроме того, для системы мобильной связи 4G разрабатывают стандарты для технологий, обеспечивающих услугу с более высокой скоростью передачи данных, чем в системе мобильной связи 3G.

С этой целью активно изучают схему OFDM для определения возможности ее применения в системе мобильной связи 4G, при этом используется схема передачи данных с множеством несущих. Схема OFDM представляет собой одну из схем модуляции с множеством несущих, в которой вводимые последовательно символы подвергают последовательно-параллельному преобразованию для модулирования их в множестве поднесущих, обладающих ортогональностью по отношению друг к другу, то есть в множестве каналов поднесущих, которые затем передают.

OFDM аналогична обычному мультиплексированию с частотным разделением каналов (МЧР, FDM), но имеет отличающуюся характеристику, состоящую в том, что в схеме OFDM множество поднесущих передают при поддержании ортогональности между ними так, что схема OFDM позволяет достичь оптимальной эффективности передачи. Другими словами, схема OFDM имеет хорошую эффективность использования частот и обладает высокой устойчивостью к замиранию, вызванному многолучевым распространением радиоволн, что позволяет при использовании схемы OFDM достичь оптимальной эффективности передачи при передаче данных с высокой скоростью.

Ниже, со ссылкой на фиг.1, будут описаны конструкции передающих/приемных терминалов системы связи, в которой используется обычная схема OFDM.

На фиг.1 показана блок-схема, представляющая конструкцию передающих/приемных терминалов обычной системы мобильной связи OFDM.

На фиг.1 система мобильной связи с использованием схемы OFDM включает в себя передающий терминал 100 и приемный терминал 150. Передающий терминал 100 включает в себя передатчик 102 данных, кодер 104, блок 106 отображения символа, последовательно-параллельный (ниже называется "Пс/Пр", "S/P") преобразователь 108, блок 110 вставки пилотного символа, блок 112 обратного быстрого преобразования Фурье (ниже называется "ОБПФ", "IFFT"), параллельно-последовательный (ниже называется "Пр/Пс", "P/S") преобразователь 114, блок 116 вставки защитного интервала, цифроаналоговый преобразователь (ниже названный "Ц/А, D/A преобразователь") 118 и радиочастотный (ниже называется "РЧ", "RF") процессор 120.

В передающем терминале 100 передатчик 102 данных генерирует и выводит биты данных пользователя и биты данных управления, предназначенные для передачи в кодер 104. Кодер 104 принимает и кодирует сигналы, выводимые из передатчика 102 данных в соответствии с заданной схемой кодирования, и затем выводит закодированные сигналы в блок 106 отображения символа. Кодер 104 может выполнять кодирование с использованием схемы сверточного кодирования или схемы турбокодирования, имеющей заданную скорость кодирования. Блок 106 отображения символа модулирует кодированные биты, поступающие с выхода кодера 104, в соответствии с соответствующей схемой модуляции, генерируя, таким образом, символы модуляции, и выводит эти символы модуляции в S/P преобразователь 108. Здесь схема модуляции, которой может следовать блок 106 отображения символа, включает в себя, например, схему BPSK (ДФМН, двоичная фазовая манипуляция), схему QPSK (КФМН, квадратурная фазовая манипуляция), схему 16QAM (квадратурная амплитудная модуляция), схему 64QAM или другие.

S/P преобразователь 108 принимает и преобразует последовательные символы модуляции, поступающие с выхода блока 106 отображения символа, в параллельные символы модуляции и выводит преобразованные параллельные символы модуляции в блок 110 вставки пилотного символа. Блок 110 вставки пилотного символа вставляет пилотные символы в преобразованные параллельные символы модуляции, поступающие с выхода S/P преобразователя 108, и затем выводит их в блок 112 IFFT.

Блок 112 IFFT принимает сигналы, поступающие с выхода блока 110 вставки пилотного символа, выполняет N-точечную IFFT для сигналов и затем выводит их в P/S преобразователь 114.

P/S преобразователь 114 принимает сигналы, поступающие с выхода блока 112 IFFT, преобразует эти сигналы в последовательные сигналы и выводит преобразованные последовательные сигналы в блок 116 вставки защитного интервала. Блок 116 вставки защитного интервала принимает сигналы, поступающие с выхода P/S преобразователя 114, вставляет защитные интервалы в принимаемые сигналы и затем выводит их в Ц/А преобразователь 118. Здесь вставленный защитный интервал предотвращает интерференцию между символами OFDM, передаваемыми в системе связи OFDM; то есть, вставленный защитный интервал предотвращает интерференцию между предыдущим символом OFDM, переданным в течение предыдущего периода символа OFDM, и текущим символом OFDM, который предназначен для передачи во время текущего периода символа OFDM.

При вставке защитного интервала был предложен способ вставки нулевых данных. Однако вставка нулевых данных в качестве защитного интервала может привести к тому, что приемник будет ошибочно выполнять оценку начальной точки символа OFDM, что может привести к интерференции между поднесущими и что увеличивает вероятность ошибочного определения принимаемых символов OFDM. Поэтому при вставке защитного интервала обычно используют способ циклического префикса или способ циклического постфикса. В способе циклического префикса заданное количество последних битов символа OFDM копируют и вставляют в символ OFDM. В способе циклического постфикса заданное количество исходных битов символа OFDM копируют и вставляют в символ OFDM.

Ц/А преобразователь 118 принимает сигналы, поступающие с выхода блока вставки защитного интервала 116, преобразует эти сигналы в аналоговые сигналы и выводит преобразованные аналоговые сигналы в РЧ процессор 120. РЧ процессор 120 включает в себя фильтр и блок препроцессора. РЧ процессор 120 принимает сигналы с Ц/А преобразователя 118, обрабатывает сигналы на РЧ, и затем передает эти сигналы по радиоканалу через передающую (Tx) антенну.

Ниже будет описан приемный терминал 150.

Приемный терминал 150 включает в себя РЧ процессор 152, аналогово-цифровой преобразователь (ниже называется "А/Ц, "A/D" преобразователь") 154, блок 156 удаления защитного интервала, S/P преобразователь 158, блок 160 быстрого преобразования Фурье (ниже называется "БПФ", "FFT"), блок 162 выделения пилотного символа, блок 164 оценки канала, эквалайзер 166, P/S преобразователь 168, блок 170 обратного отображения символа, декодер 172 и приемник 174 данных.

Сигналы, передаваемые из передающего терминала 100, проходят через каналы многолучевого распространения и принимаются приемной (Rx) антенной в приемном терминале 150, в состоянии, в котором сигналы включают в себя шумы. Сигналы, принимаемые через Rx антенну, вводят в РЧ процессор 152, и РЧ процессор 152 преобразует принимаемые сигналы с понижением частоты в сигналы в полосе промежуточной частоты (ПЧ, IF) и затем выводит ПЧ сигналы в А/Ц преобразователь 154. А/Ц преобразователь 154 преобразует аналоговые сигналы, поступающие с выхода из РЧ процессора 152, в цифровые сигналы и затем выводит цифровые сигналы в блок 156 удаления защитного интервала.

Блок 156 удаления защитного интервала принимает цифровые сигналы, преобразованные и поступающие с выхода А/Ц преобразователя 154, удаляет защитные интервалы из цифровых сигналов и затем выводит их в S/P преобразователь 158. S/P преобразователь 158 принимает последовательные сигналы, поступающие с выхода блока 156 удаления защитного интервала, преобразует последовательные сигналы в параллельные сигналы и затем выводит параллельные сигналы в блок 160 FFT. Блок 160 FFT выполняет N-точечное FFT в отношении сигналов, поступающих с выхода P/S преобразователя 158, и затем выводит их как в эквалайзер 166, так и в блок 162 выделения пилотного символа. Эквалайзер 166 принимает сигналы из блока 160 FFT, выполняет уравновешивание сигналов в каналах и затем выводит сигналы, уравновешенные по каналам, в P/S преобразователь 168. P/S преобразователь 168 принимает параллельные сигналы, поступающие из эквалайзера 166, преобразует эти параллельные сигналы в последовательные сигналы и затем выводит преобразованные последовательные сигналы в блок 170 обратного отображения символа.

Как было указано выше, сигналы, поступающие с выхода блока 160 FFT, также поступают в блок 162 выделения пилотного символа. Блок 162 выделения пилотного символа детектирует пилотные символы в сигналах, поступающих с выхода блока 160 FFT, и выводит детектируемые пилотные символы в блок 164 оценки канала. Блок 164 оценки канала выполняет оценку канала, используя пилотные символы, и выводит результат оценки канала в эквалайзер 166. Здесь приемный терминал 150 генерирует информацию качества канала (ниже называется "ИКК", "CQI"), соответствующую результату оценки канала, и передает CQI в передающий терминал 100 через передатчик CQI (не показан).

Блок 170 обратного отображения символа принимает сигналы, поступающие из P/S преобразователя 168, демодулирует сигналы в соответствии со схемой демодуляции, соответствующей схеме модуляции передающего терминала 100, и затем выводит демодулированные сигналы в декодер 172. Декодер 172 декодирует эти сигналы из блока 170 обратного отображения символа в соответствии со схемой декодирования, соответствующей схеме кодирования передающего терминала 100, и выводит декодированные сигналы в приемник 174 данных.

Однако система OFDM не только имеет преимущества, описанные выше, но также проблемы, состоящие в том, что многочастотная модуляция может привести к высокому значению PAPR в системе OFDM. То есть, в системе OFDM, данные передают с использованием множества несущих, в результате чего полученный сигнал OFDM имеет амплитуду, которая эквивалента сумме амплитуд всех несущих и, таким образом, может изменяться в значительной степени. В частности, когда множество несущих имеют одинаковую фазу, амплитуда полученного в результате сигнала OFDM может иметь очень высокое значение и может значительно изменяться. Поэтому сигнал OFDM может выходить за пределы рабочего диапазона линейного усилителя высокой мощности (не показан) и, таким образом, может получать искажение после прохода через линейный усилитель высокой мощности. Для предотвращения такого искажения в линейном усилителе высокой мощности используется способ снижения, что позволяет поддерживать сигнал в пределах линейного диапазона, уменьшая входную мощность.

То есть, в способе снижения, рабочую точку линейного усилителя высокой мощности снижают для уменьшения искажений сигнала. Однако чем больше значение снижения, тем меньше эффективность использования усилителя. Поэтому сигнал, имеющий высокое значение PAPR, может снизить эффективность линейного усилителя.

Типичные способы уменьшения PAPR в системе связи OFDM включают в себя ограничение, блочное кодирование, регулировку фазы и сохранение тона (ниже называется "СТ", "TR").

В способе ограничения, чтобы амплитуда сигнала находилась в пределах линейного рабочего диапазона усилителя, когда амплитуда сигнала превышает заранее установленное заданное эталонное значение ограничения, участок амплитуды сигнала, превышающий эталонное значение ограничения, ограничивают. Однако в способе ограничения нелинейный режим работы может привести к внутриполосным искажениям, что увеличивает интерференцию между символами и повышает частоту ошибок битов. Кроме того, в способе ограничения внеполосные шумы могут вызвать помехи внутри канала, ухудшая, таким образом, спектральную эффективность.

В способе блочного кодирования кодируют дополнительные несущие и затем их передают для снижения PAPR всех сигналов несущих. В этом способе кодирование дополнительных несущих позволяет обеспечить исправление ошибок и уменьшение PAPR без искажения сигнала. Однако когда поднесущие имеют большую амплитуду, этот способ приводит к очень плохой спектральной эффективности и требует использования большой справочной таблицы или большой матрицы генерирования, что увеличивает и существенно усложняет расчеты.

Способ регулировки фазы включает в себя способ последовательности частичной передачи (ниже называется "ПЧП", "PTS") и способ избирательного отображения (ниже называется "СИО", "SLM").

В способе PTS входные данные разделены на М подблоков, каждый из М подблоков подвергают L-точечному IFFT и затем умножают на коэффициент фазы для минимизации PAPR и затем М подблоков суммируют и передают.

В способе SLM одни и те же М блоков данных умножают на различные фазовые последовательности, имеющие статистически независимые N длин, и один из перемноженных блоков, который имеет наименьшее значение PAPR, выбирают и передают. Способ SLM требует выполнения М процедур IFFT, но позволяет существенно уменьшить PAPR, и его можно применять для всех несущих, независимо от количества несущих.

Однако как способ PTS, так и способ SLM являются проблематичными в связи с тем, что необходимо передавать в приемник дополнительную информацию о коэффициентах ротации для восстановления данных. Такая передача дополнительной информации усложняет способ связи и приводит к тому, что вся информация символов OFDM в пределах соответствующего периода, содержащего ошибочный символ, будет рассматриваться как ошибочная.

В то же время, в способе TR, некоторые тоны среди всех поднесущих, которые не переносят данные, резервируют для уменьшения PAPR. Здесь приемник не учитывает тоны, которые не переносят информационный сигнал, и восстанавливает информационные сигналы других тонов. Поэтому приемник может иметь более простую конструкцию.

Алгоритм градиента представляет собой хорошее решение для способа TR. В алгоритме градиента, который представляет собой вариант применения способа ограничения для способа TR, генерируют сигналы, имеющие импульсную характеристику, с использованием тонов, не переносящих информационный сигнал, и выходные сигналы IFFT ограничивают с использованием сигналов, имеющих импульсную характеристику. Когда генерируемые сигналы, имеющие импульсную характеристику, добавляют к выходным сигналам IFFT, искажение данных происходит только в некоторых тонах, которые не переносят информацию, но не происходит в других тонах в частотной области.

Ниже, со ссылкой на фиг.2, будет описан способ TR с использованием алгоритма градиента.

На фиг.2 представлена конструкция передатчика с использованием обычного способа TR.

Как показано на фиг. 2, в общей сложности N поднесущих, поступающих с выхода S/P преобразователя 108 по фиг. 1, включают в себя L сигналов 201 тона и (N-L) информационных сигналов 203. Здесь информационные сигналы обозначают биты данных пользователя и биты данных управления. Кроме того, L зарезервированных сигналов тона, которые не переносят информацию, создают колебания, имеющие определенную импульсную характеристику, и их используют для ограничения выходных сигналов блока 112 IFFT.

Количество (N-L) информационных сигналов 203 и количество L зарезервированных сигналов 201 тона подают в блок 205 назначения тона. Блок 205 назначения тона назначает L зарезервированных сигналов 201 тона положениям поднесущих, заранее зарезервированных между передатчиком и приемником. Другими словами, блок 205 назначения тона назначает L зарезервированных сигналов 201 тона L зарезервированным положениям, назначает (N-L) тонов или (N-L) информационных сигналов 203 остальным (N-L) положениям, и затем передает их в блок 207 N-точечного IFFT.

Блок 207 N-точечного IFFT принимает все назначенные сигналы тона, выполняет в отношении них операцию IFFT и затем выводит их в параллельно-последовательный преобразователь 209. Параллельно-последовательный преобразователь 209 принимает параллельные сигналы после операции IFFT, преобразует эти параллельные сигналы в последовательные сигналы и затем выводит преобразованные последовательные сигналы в блок 211 алгоритма градиента. Здесь, если обозначить преобразованные последовательные сигналы как x, x будет представлять сигналы во временной области. Блок 211 алгоритма градиента генерирует сигнал c во временной области, суммирует сигналы c и x и затем выводит сигнал передачи, который представляет собой сумму сигналов c и x.

Здесь сигнал c, используемый для уменьшения PAPR, может быть выражен с помощью уравнения (1)

(1)

В уравнении (1) L поднесущих заранее зарезервированы и используются для сигнала C, и места расположения {i₁...,i_L} L поднесущих фиксированы блоком 205 назначения тона во время исходной передачи. Кроме того, в уравнении (1) i представляет индексы зарезервированных сигналов тона в блоке 205 назначения тона и k представляет индексы в частотной области. Здесь входные сигналы X назначают поднесущим, которые не являются сигналами c, так, как выражено уравнением (2).

(2)

Ниже, со ссылкой на фиг.3, будет подробно описан обычный алгоритм градиента, такой, как указан выше, который представляет собой блок-схему устройства, предназначенного для уменьшения PAPR, с использованием обычного алгоритма градиента.

На фиг.3 представлено устройство, предназначенное для уменьшения PAPR, с использованием обычного алгоритма градиента, которое включает в себя генератор 301 формы сигнала p, пиковый детектор 303, блок 305 циклического сдвига, блок 307 масштабирования, сумматор 309, блок 311 расчета PAPR и блок 313 управления.

Вначале генератор 301 формы сигнала p генерирует форму сигнала p из L тонов 201, положения которых были зарезервированы в блоке 205 назначения тона, из общего количества N сигналов. Форма сигнала p представляет собой сигнал, аналогичный импульсному сигналу, который был получен в результате от нескольких сотен тысяч до нескольких миллионов тысяч повторных случайных выборок, по меньшей мере, одного тона, не имеющего информацию, из всех сигналов.

Тем временем, последовательные сигналы x во временной области, которые были преобразованы из аналоговых сигналов, после обработки IFFT, подают в блок 211 алгоритма градиента. Пиковый детектор 303 детектирует максимальное пиковое значение и положение пика сигналов x, подаваемых в блок 211 алгоритма градиента. Блок 305 циклического сдвига сдвигает местоположение формы сигнала p в детектированное положение максимального пика. Блок 307 масштабирования выполняет масштабирование значения максимального пика сигналов x к форме сигнала p после циклического сдвига так, что значение максимального пика сигналов x, полученных после обработки IFFT, может поддерживаться ниже значения PAPR, заранее установленного в системе. При этом, если масштабируемое значение, предназначенное для уменьшения максимального пикового значения ниже заданного значения PAPR, равно c, можно говорить, что c представляет собой оптимальное значение, рассчитанное блоком 211 алгоритма градиента, для устранения пикового значения выходного сигнала x блока 207 N-точечного IFFT.

Сумматор 309 суммирует сигналы x и c и выводит сумму в блок 311 расчета PAPR. Блок 311 расчета PAPR рассчитывает PAPR для входного сигнала x+c и передает рассчитанное значение в блок 313 управления.

Блок 313 управления принимает рассчитанное значение PAPR, передает это значение PAPR как сигнал обратной связи и повторно выполняет алгоритм градиента, когда рассчитанное значение PAPR больше, чем значение PAPR, установленное в системе. Такую передачу значения PAPR в качестве сигнала обратной связи и повторное выполнение алгоритма градиента повторяют до тех пор, пока рассчитанное значение PAPR не станет меньше, чем значение PAPR, установленное в системе. Однако, для исключения бесконечного повторения, система имеет заданные максимальные предельные значения количества повторений и передает сигнал, после того, как алгоритм градиента будет повторно выполнен заданное количество раз, даже если рассчитанное значение PAPR будет больше, чем значение PAPR, заданное в системе.

Когда предполагают, что выходное значение N-точечного IFFT представляет собой комплексное число a+bi (где ), обычный алгоритм градиента учитывает только член действительного числа (b=0). Однако предпочтительно, чтобы система OFDM использовала все поднесущие для обеспечения высокой скорости передачи данных. Когда используются все поднесущие, выход IFFT имеет значение комплексного числа, и при этом невозможно использовать обычный алгоритм градиента для управления амплитудой сигнала только для члена действительного числа.

Далее, в алгоритме градиента, для того чтобы выходной сигнал IFFT имел значение в виде действительного числа, входные данные в частотной области должны быть симметричными и сопряженными. Когда выходные сигналы после IFFT в частотной области являются симметричными и сопряженными, они имеют одинаковую амплитуду и разность фаз, равную 180°, при этом коэффициент b мнимого числа становится равным нулю. Поэтому сопряженные участки не могут переносить данные, и, таким образом, снижается пропускная способность системы на половину пропускной способности. Поэтому обычный алгоритм градиента, отражающий только коэффициент действительного числа, имеет низкую пропускную способность и, таким образом, является неэффективным при высокоскоростной передаче данных.

Сущность изобретения

В соответствии с этим было разработано настоящее изобретение для решения указанных выше проблем, возникающих в известном уровне техники, и задача настоящего изобретения состоит в создании устройства и способа, предназначенных для уменьшения PAPR с помощью алгоритма комплексного градиента, в системе мобильной связи OFDM.

Другой задачей настоящего изобретения является создание устройства и способа, предназначенных для передачи данных с высокой скоростью, с использованием алгоритма комплексного градиента, в системе мобильной связи OFDM.

Для решения этой задачи предложено устройство для уменьшения отношения пиковой к средней мощности (PAPR) в системе связи с мультиплексированием с ортогональным частотным разделением каналов (OFDM), включающей в себя N несущих, среди которых L несущих назначены для L зарезервированных тонов, и данные переносят с помощью (N-L) остальных тонов, причем L меньше, чем N, содержащее блок расчета комплексного градиента, который генерирует импульсный сигнал из L зарезервированных тонов, выполняет сдвиг по фазе импульсного сигнала, выполняет масштабирование импульсного сигнала и выполняет комплексную обработку импульсного сигнала с комплексным выходным сигналом, полученным в результате IFFT N несущих, уменьшая, таким образом, максимальное пиковое значение комплексных выходных сигналов ниже целевого значения мощности.

В соответствии с другим аспектом настоящего изобретения, предложен способ уменьшения отношения пиковой к средней мощности (PAPR) в системе связи с мультиплексированием с ортогональным частотным разделением каналов (OFDM), включающей в себя N несущих, среди которых L несущих назначают для L зарезервированных тонов, и данные переносят с помощью остальных (N-L) тонов, причем L меньше, чем N, заключающийся в том, что генерируют импульсный сигнал из L зарезервированных тонов; поворачивают фазу сгенерированного импульсного сигнала до фазы сигнала, имеющего максимальное пиковое значение среди комплексных выходных сигналов, полученных в результате обратного быстрого преобразования Фурье (IFFT) N несущих; масштабируют сгенерированный импульсный сигнал на значение разности между максимальным пиковым значением и целевым значением мощности; и осуществляют комплексное суммирование масштабированного сигнала и комплексного выходного сигнала после IFFT.

Краткое описание чертежей

Указанные выше и другие задачи, признаки и преимущества настоящего изобретения будут более очевидны из следующего подробного описания, которое следует рассматривать совместно с прилагаемыми чертежами, на которых:

на фиг.1 показана блок-схема, представляющая конструкцию передающего/приемного терминалов обычной системы мобильной связи OFDM;

на фиг.2 показана конструкция передатчика, в котором используется обычный способ TR;

на фиг.3 показана блок-схема устройства, предназначенного для уменьшения PAPR с использованием обычного алгоритма градиента;

на фиг.4 показана блок-схема устройства, предназначенного для уменьшения PAPR с использованием алгоритма комплексного градиента в соответствии с настоящим изобретением;

на фиг.5 показана блок-схема последовательности выполнения способа, предназначенного для выполнения алгоритма комплексного градиента, в соответствии с настоящим изобретением;

на фиг.6А-6E показаны графики, последовательно представляющие процесс уменьшения пикового значения комплексной плоскости в соответствии с настоящим изобретением;

на фиг.7A-7F представлены графики, изображающие изменение формы колебаний в процессе применения алгоритма комплексного градиента, в соответствии с настоящим изобретением; и

на фиг.8 показана блок-схема, представляющая конструкцию передатчика системы связи OFDM, предназначенную для выполнения функции, в соответствии с настоящим изобретением.

Подробное описание предпочтительного

варианта осуществления

Ниже, со ссылкой на прилагаемые чертежи, будут описаны предпочтительные варианты выполнения настоящего изобретения. В следующем описании не будет приведено подробное пояснение используемых здесь известных функций и конфигураций, когда это может затруднить понимание предмета настоящего изобретения.

В настоящем изобретении воплощены устройство и способ уменьшения PAPR в системе мобильной связи, в которой используются схемы OFDM. В частности, в настоящем изобретении представлено устройство и способ использования алгоритма комплексного градиента, с помощью которого уменьшают PAPR и повышают скорость передачи данных.

Вначале будет описана причина генерирования формы сигнала p и способ уменьшения PAPR с использованием формы сигнала p.

Когда x^clip представляет вектор для x после ограничения на определенном уровне, этот вектор удовлетворяет уравнению . В этом уравнении i обозначает количество повторений, β относится к значению ограничения, и m_i обозначает положение ограничения. Кроме того, "δ" обозначает дельта функцию, и "n" обозначает значение временной выборки. В этом уравнении, когда , x + c = x^clip. Поэтому, можно видеть, что пиковое значение выходного сигнала блока 207 N-точечного IFFT может быть уменьшено до x^clip с помощью сигнала c. Поэтому сигнал c можно интерпретировать, как сумму задержанных и масштабированных импульсных функций.

Однако в частотной области, сигнал в большинстве частотных положений имеет значение, не равное нулю, и символы данных, расположенные в других положениях, кроме зарезервированных L положений имеют искаженные значения. Поэтому вместо идеальной импульсной функции для ограничения должна быть сгенерирована и должна быть использована функция, имеющая характеристику импульсной функции во временной области.

Предположим, что1_L представляет вектор, имеющий значение 1 и зарезервированные L положений и значение 0 в других положениях, тогда вектор удовлетворяет следующему уравнению, . В этом уравненииp₀=1, и каждое значение от p₁ доp_N-1 имеет значение, существенно меньшее, чем p₀. В случае, когда сигнал имеет характеристику идеальной импульсной функции, каждый из p₁-p_N-1 имеет значение 0. Поэтому изменение пика выходного сигнала IFFT должно быть минимизировано путем выбора малых величин для p₁-p_N-1.

Затем пиковый детектор детектирует информацию положения максимального пикового значения m_i, из выходного сигнала x IFFT, и блок циклического сдвига выполняет циклический сдвиг импульсной формы сигнала или квазиимпульсной формы сигнала, которая была сгенерирована заранее, с использованием L тонов, в положение m_i. То есть, как можно видеть из значения , которое представляет значение циклического сдвига импульсной формы сигнала или квазиимпульсной формы сигнала, в положение значения m_i максимального пика, процесс циклического сдвига приводит к тому, что положение максимального пика выходного x сигнала IFFT будет совпадать с положениемp_0, имеющим максимальное значение в предварительно сгенерированной импульсной форме сигнала, и приводит к тому, что выходной сигнал x будет масштабирован по амплитуде формы сигнала p так, что выходной сигнал x будет иметь уменьшенное пиковое значение.

Кроме того, в соответствии с обычным алгоритмом реального градиента, импульсная форма сигнала также должна иметь реальное значение, так, чтобы L выделенных тонов были расположены симметрично и были сопряженными. В отличие от этого, в алгоритме комплексного градиента, в соответствии с настоящим изобретением, импульсная форма сигнала может быть сгенерирована без ограничения, требующего, чтобы форма сигнала имела реальное значение, в результате чего может быть сгенерирована форма сигнала, приблизительно равная идеальному импульсу.

На фиг.4 показана блок-схема устройства, предназначенного для уменьшения PAPR с использованием алгоритма комплексного градиента, в соответствии с настоящим изобретением.

Как показано на фиг. 4, устройство для уменьшения PAPR, с использованием алгоритма комплексного градиента, в соответствии с настоящим изобретением, включает в себя генератор 401 формы сигнала p, пиковый детектор 403, блок 405 циклического сдвига, блок 407 поворота фазы, блок 409 масштабирования, комплексный сумматор 411, блок 413 расчета PAPR и блок 415 управления.

Генератор 401 формы сигнала p генерирует форму сигнала p, имеющую импульсную характеристику, из зарезервированных L тонов 201, за исключением информационных сигналов, (N-L) тонов, среди всех N сигналов.

Форма сигнала p представляет собой сигнал, аналогичный импульсному сигналу, который был получен в результате от нескольких сотен тысяч до нескольких миллионов повторений случайной выборки, по меньшей мере, одного тона, не имеющего информацию, среди всех сигналов.

В то же время, сигналы x во временной области, на выходе после обработки IFFT, подают в пиковый детектор 403. Пиковый детектор 403 детектирует максимальное пиковое значение сигналов x. Блок 405 циклического сдвига выполняет циклический сдвиг места положения формы сигнала p к детектированному максимальному пиковому значению. Блок 407 поворота фазы поворачивает фазу формы сигнала p после циклического сдвига до тех пор, пока она не совпадает с фазой максимального пикового значения. Блок 409 масштабирования выполняет масштабирование пикового значения сигналов x с формой сигнала p после циклического сдвига так, чтобы максимальное пиковое значение сигналов x можно было уменьшить ниже значения PAPR, заранее установленного в системе. При этом, если масштабированное значение для уменьшения максимального пикового значения ниже заданного значения PAPR будет равно c, можно говорить, что c представляет собой значение масштабирования для уменьшения максимального пикового значения сигналов x.

Комплексный сумматор 411 принимает выходные сигналы x после IFFT и значение c, рассчитанное для уменьшения максимального пикового значения формы сигнала p ниже значения PAPR, установленного системой. Затем комплексный сумматор 411 суммирует сигналы x и c и выводит сумму x+c в блок 413 расчета PAPR. Блок 413 расчета PAPR рассчитывает PAPR для входного сигнала x+c и передает рассчитанное значение в блок 415 управления.

Блок 415 управления принимает рассчитанное значение PAPR и передает по цепи обратной связи свой выходной сигнал для повторения описанного выше процесса до тех пор, пока рассчитанное значение PAPR не станет меньшим, чем значение PAPR, установленное в системе. Однако для того, чтобы предотвратить бесконечное повторение, система имеет заданное максимальное предельное значение количества повторений и передает сигнал, когда количество повторений описанного выше процесса достигнет заданного количества раз, даже если рассчитанное значение PAPR будет больше, чем значение PAPR, установленное в системе.

На фиг.5 показана блок-схема последовательности выполнения способа, предназначенного для выполнения алгоритма комплексного градиента, в соответствии с настоящим изобретением.

Как показано на фиг.5, генератор 401 формы сигнала p генерирует форму сигнала p, имеющую импульсную характеристику, из L тонов, имеющих зарезервированные положения, среди всех N несущих на этапе 501. На этапе 503 пиковый детектор 403 детектирует положения пиков, превышающие значение p PAPR, установленное в системе для выходных сигналов x IFFT во временной области. На этапе 505 блок 405 циклического сдвига выполняет круговой сдвиг формы сигнала p в положение детектированного пикового значения. На этапе 507 блок 407 поворота фазы выполняет поворот фазы p_0, имеющей форму сигнала p, с импульсной характеристикой, к фазе максимального пикового значения x_k, совмещая, таким образом, эти две фазы друг с другом. Здесь фаза максимального пикового значенияx_k может быть получена путем нормализации. Кроме того, p₀ в идеале имеет значение, имеющее мощность, равную 1. Поэтому поворот фазыp₀ может быть достигнут в результате комплексного перемножения p₀ на. В результатеp₀ может иметь ту же фазу, что и максимальное пиковое значениеx_k. На этапе 509 максимальное пиковое значение x_k масштабируют сформой сигнала p₀, что приводит к уменьшению максимального пикового значения x_k ниже значения PAPR, предварительно установленного в системе.

Здесь способ получения c для уменьшения пикового значения выходного сигнала x состоит в следующем.

(1) Исходное значение устанавливают как .

(2) Получают максимальное пиковое значение и его положение . Когда максимальное пиковое значение меньше, чем значение PAPR, заданное системой, блок 415 управления передает x+с⁽⁰⁾. Когда максимальное пиковое значение не меньше, чем значение PAPR, заданное системой, выполняют следующий этап (3).

(3) Значение c рассчитывают по уравнению (3)

(3)

В уравнении (3) m_i обозначает положение пикового значения и обозначает значение для поворота фазы и масштабирования. m_i и α_i выражены в уравнении (4)

(4) Этапы (2) и (3) повторяют.

Выходной сигнал блока 413 расчета PAPR после повторения этапов (2) и (3) j раз, количество которых установлено заранее, выражается уравнением (5)

(5)

Другими словами, блок 413 расчета PAPR рассчитывает x + c на этапе 511. На этапе 513, когда результат расчета меньше или равен заданному значению PAPR, блок 415 управления заканчивает повторение и выполняет этап 517. На этапе 517 блок 415 управления выводит значение комплексной операции, удовлетворяющее условиям, по заданному значению PAPR. В отличие от этого, когда результат расчета больше, чем заданное значение PAPR, выполняют этап 515. На этапе 515 блок 415 управления определяет, превышает ли количество повторений количество повторений, заданное системой. Когда количество повторений превышает количество повторений, заданное системой, блок 415 управления выводит текущее комплексное значение операции. Если нет, этапы 503-515 повторяют.

На фиг.6A-6E представлены графики, последовательно представляющие процесс уменьшения пикового значения в комплексной плоскости, в соответствии с настоящим изобретением.

На фиг.6A показан график, представляющий максимальное пиковое значениеx_k выходного сигнала x блока 207 N-точечного IFFT. В случае комплексного значения, минимизация PAPR относится к поиску всех пиковых значений x в пределах круга, путем уменьшения расстояния между x и точкой начала круга в комплексной плоскости. Поэтому, форма сигнала p используется для поиска максимального пикового значенияx_k в пределах круга.

На фиг.6B показан график, представляющий форму сигнала p, сгенерированную из L назначенных тонов, которая имеет значение p_0, равное 1, и исходную фазу, равную 0°.

На фиг.6C изображен график, представляющийp₀ после поворотав комплексной плоскости на фазу максимального пикового значенияx_k. Поворот фазы может быть получен путем комплексного перемножения p₀ на.

На фиг.6D показан график, представляющий максимальное пиковое значение p₀, которое было масштабировано для уменьшения пикового значения до целевого уровня A.

На фиг.6E показан график, представляющий сигнал, который был уменьшен до целевого уровня А путем добавления масштабированного значенияp₀ к сигналуx_k.

Ниже, подробно, со ссылкой на конкретные примеры, будет описан процесс уменьшения PAPR до значения, меньшего, чем значение PAPR, заранее установленное в системе, путем применения алгоритма комплексного градиента.

В примерах, показанных на фиг.7A-7F, использовали 256-точечное IFFT, были назначены 26 L тонов, и уровень 7 дБ был заранее установлен как предельное значение PAPR в системе. Значение PAPR, заранее установленное в системе, представляет собой только значение, случайно выбранное для имитации, и его можно изменять при выполнении системы на практике. Кроме того, на каждой горизонтальной оси на фиг.7A-7F представлены индексы IFFT от 0 до 255, и на каждой вертикальной оси на этих фигурах представлена мощность каждого выходного значения IFFT. То есть, когда выходное значение IFFT имеет комплексное значение в форме a + b_i ()_,на вертикальной оси представлено значение a² + b².

На фиг.7A-7F показаны графики, представляющие изменение формы сигнала в процессе применения алгоритма комплексного градиента, в соответствии с настоящим изобретением.

На фиг.7A показан график, представляющий форму сигнала p, имеющую импульсную характеристику, которая была сгенерирована из 26 L тонов.

При получении формы сигнала p случайную выборку 26 L тонов из 256 тонов повторяют 1 000 000 раз и выбирают случай среди повторения миллион раз, в котором от p₁ до p_N-1 за исключением пикового значения p₀ имеют наименьшее значение мощности. Кроме того,p₀, имеющую максимальное пиковое значение, нормализуют к 1 путем умножения p на .

На фиг.7B показан график, представляющий форму комплексного выходного сигнала x после IFFT.

На графике, показанном на фиг.7B, выходной сигнал x имеет значение PAPR 10,62 дБ. Пиковый детектор 403 детектирует максимальное пиковое значение и его положение для выходного сигнала x. Поскольку детектируемое максимальное пиковое значение больше чем 7 дБ, что представляет собой предельный уровень, применяется алгоритм комплексного градиента для снижения детектируемого максимального пикового значения ниже предельного PAPR, заранее установленного системой. Детектируемое максимальное пиковое значение занимает 229-е положение на временной оси. Детектируемое положение максимального пикового значения вводят в блок 405 циклического сдвига.

На фиг.7C показан график, представляющий форму сигнала p, сдвинутую в положение максимального пикового значения.

График по фиг.7C представляет форму сигнала p по фиг.7A после циклического сдвига 229 раз в положение (m₁=229), которое представляет собой положение максимального пикового значения комплексного выходного сигнала x. Блок 407 поворота фазы поворачивает фазу формы сигнала p, имеющей импульсную характеристику, на величину фазы пикового значения в результате процесса, показанного на фиг.6C. При повороте фазы получают комплексную величину , представляющую фазу пика, и затем умножают вектор p, что позволяет совместить фазы друг с другом.

На фиг.7D показан график, представляющий масштабированную форму сигнала p.

Блок 409 масштабирования получает значение c для уменьшения максимального пикового значения выходного сигнала x блока 413 IFFT ниже значения PAPR, заданного системой. Здесь значение масштабирования равно . Поэтому на фиг.7D показана форма сигнала c после циклического сдвига, поворота фазы и масштабирования, которые могут быть выражены, как .

На фиг.7E показан график, представляющий форму сигнала x + с⁽¹⁾ после однократного выполнения алгоритма комплексного градиента, которую получают в результате суммирования выходного сигнала x по фиг.7B, и масштабируемую форму сигнала с⁽¹⁾, полученную в комплексном сумматоре 411. По фиг.7E можно отметить, что пиковое значение, расположенное в 229-й выборке, уменьшается до требуемого значения PAPR, заданного системой. Однако величина PAPR формы сигнала x + с⁽¹⁾ после однократной обработки алгоритмом градиента с другим пиковым значением в другом положении равна 8,53 дБ. Поэтому, поскольку полученное значение PAPR превышает 7 дБ, которое представляет собой значение PAPR, заданное системой, указанный выше процесс для уменьшения PAPR многократно повторяют до тех пор, пока полученное значение PAPR не будет меньше или равно заданному значению PAPR.

График, удовлетворяющий PAPR, после многократного выполнения алгоритма градиента 30 раз, будет описан ниже со ссылкой на фиг.7F, на которой представлен график, представляющий форму сигнала x + с⁽³⁰⁾ после выполнения алгоритма градиента 30 раз.

На фиг.7F можно отметить, что значение PAPR выходной формы сигнала x + c⁽³⁰⁾ равно 7,00 дБ, что удовлетворяет значению PAPR, заранее заданному в системе.

Поэтому, поскольку система OFDM с использованием алгоритма комплексного градиента передает данные во все поднесущие, за исключением L тонов, назначенных для зарезервированных участков, система OFDM может улучшить скорость передачи данных при уменьшении PAPR.

На фиг.8 показана блок-схема, представляющая конструкцию передатчика системы связи OFDM, для выполнения функции в соответствии с настоящим изобретением.

На фиг.8 передатчик 800 включает в себя передатчик 801 данных, кодер 803, блок 805 отображения символа, последовательно-параллельный (ниже называется "S/P"), преобразователь 807, блок 809 вставки пилотного символа, блок 811 назначения тона, блок 813 IFFT, параллельно-последовательный (ниже называется "P/S") преобразователь 815, блок 817 алгоритма комплексного градиента, блок 819 вставки защитного интервала, цифро-аналоговый (ниже называется "Ц/А") преобразователь 821 и РЧ процессор 823.

В передатчике 800, передатчик 801 данных генерирует биты выходных данных и биты данных управления, предназначенные для передачи в кодер 803. Кодер 803 принимает и кодирует сигналы, поступающие из передатчика 801 данных, в соответствии с соответствующей схемой кодирования, и затем выводит закодированные сигналы в блок 805 отображения символа. Здесь, кодер 803 может выполнять кодирование с помощью схемы кодирования свертки или схемы турбокодирования, имеющей заданную скорость кодирования. Блок 805 отображения символа модулирует кодированные биты, поступающие с выхода кодера 803, в соответствии с соответствующей схемой модуляции, генерируя, таким образом, символы модуляции, и выводит символы модуляции в S/P преобразователь 807. Здесь схема модуляции с помощью блока 805 отображения символа может следовать, например, схеме BPSK (двоичная фазовая манипуляция), схеме QPSK (квадратурная фазовая манипуляция), схеме 16QAM (квадратурная амплитудная модуляция), схеме 64QAM или другим.

S/P преобразователь 807 принимает и преобразует последовательные символы модуляции, поступающие с выхода блока 805 отображения символа, в параллельные символы модуляции, и выводит преобразованные параллельные символы модуляции в блок 809 вставки пилотного символа. Блок 809 вставки пилотного символа вставляет пилотные символы в преобразованные параллельные символы модуляции, поступающие с выхода последовательно-параллельного преобразователя 807 и затем выводит их в блок 811 назначения тона. Блок 811 назначения тона назначает L тонов, которые не переносят информацию, в заранее зарезервированные положения, и другие сигналы из всех N сигналов, за исключением L сигналов, в другие положения. Блок 811 назначения тона выполняет назначение сигналов в форме комплексных чисел, в соответствии с настоящим изобретением. После назначения тонов, потоки параллельных данных подают в блок 813 IFFT.

Блок 813 IFFT принимает сигналы, поступающие из блока 811 назначения тона, выполняет N-точечных IFFT сигналов и затем выводит их в P/S преобразователь 815.

P/S преобразователь 815 принимает сигналы, поступающие с выхода блока 813 IFFT, преобразует сигналы в последовательные сигналы и выводит преобразованные последовательные сигналы в блок 817 алгоритма комплексного градиента. Блок 817 алгоритма комплексного градиента выполняет операцию, как описано выше со ссылкой на фиг.5. Затем блок 817 алгоритма комплексного градиента выводит сигналы, имеющие минимальное значение PAPR, в блок 819 вставки защитного интервала. Блок 819 вставки защитного интервала принимает сигналы, поступающие с выхода блока 817 алгоритма комплексного градиента, вставляет защитные интервалы в принятые сигналы и затем выводит их в Ц/А преобразователь 821.

Здесь вставленные защитные интервалы предотвращают интерференцию между символами OFDM, передаваемыми в системе связи OFDM; то есть вставленные защитные интервалы предотвращают интерференцию между предыдущим символом OFDM, переданным во время предыдущего периода символа OFDM, и текущим символом OFDM, который требуется передать в течение текущего периода символа OFDM. Вставка защитного интервала выполняется с использованием способа циклического префикса или способа циклического постфикса.

Ц/А преобразователь 821 принимает сигналы, поступающие с выхода блока 819 вставки защитного интервала, преобразует эти сигналы в аналоговые сигналы и выводит преобразованные аналоговые сигналы в РЧ процессор 823. РЧ процессор 823 включает в себя фильтр и блок препроцессора. РЧ процессор 823 принимает сигналы из Ц/А преобразователя 821, выполняет радиочастотную обработку сигналов и затем передает сигналы по радиоканалу через Tx антенну.

Как описано выше, настоящее изобретение позволяет использовать в системе мобильной связи OFDM алгоритм комплексного градиента при резервировании тона, уменьшая, таким образом, отношение пикового к среднему значению, увеличивая при этом скорость передачи данных.

Хотя изобретению было представлено и описано со ссылкой на определенные предпочтительные варианты его выполнения, для специалистов в данной области техники будет понятно, что различные изменения в форме и деталях могут быть выполнены в нем без отхода от сущности и объема изобретения, которые определены приложенной формулой изобретения.

1. Способ уменьшения отношения пиковой к средней мощности (PAPR) в системе связи с мультиплексированием с ортогональным частотным разделением каналов (OFDM), включающей в себя N несущих, среди которых L несущих назначают для L зарезервированных тонов, и данные переносят с помощью остальных (N-L) тонов, причем L меньше, чем N, заключающийся в том, что

(1) генерируют импульсный сигнал из L зарезервированных тонов;

(2) поворачивают фазу сгенерированного импульсного сигнала до фазы сигнала, имеющего максимальное пиковое значение среди комплексных выходных сигналов, полученных в результате обратного быстрого преобразования Фурье (IFFT) N несущих;

(3) масштабируют сгенерированный импульсный сигнал на значение разности между максимальным пиковым значением и целевым значением мощности; и

(4) осуществляют комплексное суммирование масштабированного сигнала и комплексного выходного сигнала после IFFT.

2. Способ по п.1, в котором дополнительно (5) сравнивают PAPR, полученное в результате комплексного суммирования на этапе (4) с целевым PAPR, установленным заранее.

3. Способ по п.2, в котором в результате сравнения, когда PAPR, полученное путем комплексного суммирования на этапе (4), не удовлетворяет целевому PAPR, повторяют этапы от (2) до (5), для сгенерированного импульсного сигнала.

4. Способ по п.1, в котором импульсный сигнал, сгенерированный из L зарезервированных тонов, представляет собой комплексный сигнал.

5. Способ по п.1, в котором каждый из (N-L) тонов, переносящих данные, представляет собой комплексный сигнал.

6. Способ по п.1, в котором, на этапе (2) фазу преобразуют в комплексной плоскости.

7. Способ по п.1, в котором, на этапе (2) поворот фазы выполняют для совмещения фазы генерируемого импульсного сигнала с фазой сигнала, имеющего максимальное пиковое значение, и определяют путем комплексного умножения сигнала, сгенерированного из L зарезервированных тонов, на нормализованный сигнал, имеющий максимальное пиковое значение, среди комплексных выходных сигналов, полученных в результате IFFT N несущих.

8. Устройство для уменьшения отношения пиковой к средней мощности (PAPR) в системе связи с мультиплексированием с ортогональным частотным разделением каналов (OFDM), включающей в себя N несущих, среди которых L несущих назначены для L зарезервированных тонов, и данные переносят с помощью (N-L) остальных тонов, причем L меньше, чем N, содержащее блок алгоритма комплексного градиента, который генерирует импульсный сигнал из L зарезервированных тонов, выполняет сдвиг по фазе импульсного сигнала, выполняет масштабирование импульсного сигнала и выполняет комплексную обработку импульсного сигнала с комплексным выходным сигналом, полученным в результате обратного быстрого преобразования Фурье (IFFT) N несущих, уменьшая, таким образом, максимальное пиковое значение комплексных выходных сигналов ниже целевого значения мощности.

9. Устройство по п.8, в котором блок алгоритма комплексного градиента содержит блок поворота фазы, предназначенный для поворота фазы генерируемого импульсного сигнала до фазы сигнала, имеющего максимальное пиковое значение среди комплексных выходных сигналов, полученных в результате IFFT N несущих; блок масштабирования, предназначенный для масштабирования сгенерированного импульсного сигнала на значение разности между максимальным пиковым значением и целевым значением мощности; и комплексный сумматор, предназначенный для комплексного суммирования масштабированного сигнала и комплексного выходного сигнала после IFFT.

10. Устройство по п.9, в котором блок алгоритма комплексного градиента дополнительно содержит пиковый детектор, предназначенный для детектирования максимального пикового значения комплексного сигнала, поступающего после IFFT.

11. Устройство по п.9, в котором блок алгоритма комплексного градиента дополнительно содержит блок расчета PAPR, предназначенный для расчета PAPR выходного сигнала комплексного сумматора.

12. Устройство по п.11, в котором блок расчета комплексного градиента дополнительно содержит блок управления, предназначенный для управления выводом сигнала путем сравнения выходного сигнала блока расчета PAPR с заданным целевым значением мощности.