Избирательный усилитель

Изобретение относится к области радиотехники и связи и может использоваться в устройствах СВЧ-фильтрации радиосигналов систем сотовой связи, спутникового телевидения, радиолокации. Техническим результатом является повышение добротности АЧХ усилителя и повышение его коэффициента усиления по напряжению на частоте квазирезонанса f₀. Избирательный усилитель содержит входные транзисторы (1, 8), источник сигнала (2), токостабилизирующие двухполюсники (3, 9, 15), шины источника питания (4, 7), корректирующие конденсаторы (5, 10), токовое зеркало (6), вспомогательный транзистор (8), дополнительные резисторы (11, 13), выход устройства (12), делитель напряжения (14). 1 з.п. ф-лы, 10 ил.

 

Предлагаемое изобретение относится к области радиотехники и связи и может использоваться в устройствах СВЧ-фильтрации радиосигналов систем сотовой связи, спутникового телевидения, радиолокации и т.п.

В задачах выделения высокочастотных и СВЧ сигналов сегодня широко используются интегральные операционные усилители со специальными элементами RC-коррекции, формирующими амплитудно-частотную характеристику резонансного типа [1, 2]. Однако классическое построение таких избирательных усилителей (RC-фильтров) сопровождается значительными энергетическими потерями, которые идут в основном на обеспечение статического режима достаточно большого числа транзисторов, образующих операционный усилитель СВЧ-диапазона [1, 2]. В этой связи достаточно актуальной является задача построения СВЧ избирательных усилителей на двух-трех транзисторах, обеспечивающих выделение узкого спектра сигналов с достаточно высокой добротностью резонансной характеристики Q=2÷10 и f₀=1÷5 ГГц.

Известны схемы усилителей, интегрированных в архитектуру RC-фильтров на основе двух-трех транзисторов, которые обеспечивают формирование амплитудно-частотной характеристики коэффициента усиления по напряжению в заданном диапазоне частот Δf=f_в-f_н [3-9]. Причем их верхняя граничная частота f_в иногда формируется инерционностью транзисторов схемы (емкостью на подложку), а нижняя f_н определяется корректирующим конденсатором.

Ближайшим прототипом заявляемого устройства является избирательный усилитель, представленный в патенте фирмы Sony US 4.306.198. Он содержит первый 1 входной транзистор, база которого связана с источником сигнала 2, а эмиттер через первый токостабилизирующий двухполюсник 3 связан с первой 4 шиной источника питания, корректирующий конденсатор 5, включенный по переменному току между коллектором первого 1 входного транзистора и общей шиной источников питания, токовое зеркало 6, согласованное со второй 7 шиной источника питания, выход которого соединен с коллектором первого 1 входного транзистора и базой вспомогательного транзистора 8, эмиттер второго 8 входного транзистора через второй 9 токостабилизирующий двухполюсник связан с первой 4 шиной источника питания.

Существенный недостаток известного устройства состоит в том, что он не обеспечивает высокую добротность амплитудно-частотной характеристики (АЧХ) и коэффициент усиления по напряжению К₀>1 на частоте квазирезонанса (f₀).

Основная задача предлагаемого изобретения состоит в повышении добротности АЧХ усилителя и его коэффициента усиления по напряжению на частоте квазирезонанса f₀. Это позволяет в ряде случаев уменьшить общее энергопотребление и реализовать высококачественное избирательное устройство СВЧ диапазона с f₀=1÷5 ГГц.

Поставленная задача решается тем, что в избирательном усилителе фиг.1, содержащем первый 1 входной транзистор, база которого связана с источником сигнала 2, а эмиттер через первый токостабилизирующий двухполюсник 3 связан с первой 4 шиной источника питания, корректирующий конденсатор 5, включенный по переменному току между коллектором первого 1 входного транзистора и общей шиной источников питания, токовое зеркало 6, согласованное со второй 7 шиной источника питания, выход которого соединен с коллектором первого 1 входного транзистора и базой вспомогательного транзистора 8, эмиттер второго 8 входного транзистора через второй 9 токостабилизирующий двухполюсник связан с первой 4 шиной источника питания, предусмотрены новые элементы и связи - коллектор вспомогательного транзистора 8 соединен со входом токового зеркала 6, между эмиттером первого 1 входного транзистора и эмиттером вспомогательного транзистора 8 включены последовательно соединенные второй 10 корректирующий конденсатор и первый 11 дополнительный резистор, причем коллектор первого 1 входного транзистора связан с выходом устройства 12 и через дополнительный резистор 13 подключен к выходу делителя напряжения 14, а эмиттер вспомогательного транзистора 8 связан с первой 4 шиной источника питания через второй 15 токостабилизирующий двухполюсник.

Схема усилителя-прототипа показана на чертеже фиг.1. На чертеже фиг.2 представлена схема заявляемого устройства в соответствии с п.1 и п.2 формулы изобретения.

На чертеже фиг.3 показана схема ИУ фиг.2 с другим выполнением делителя напряжения 14.

На чертеже фиг.4 приведена схема ИУ фиг.3 в среде Cadence на моделях SiGe транзисторов (SiGe: npn Vs, W=2, L=2, техпроцесс SGB25VD, I_к.max=6 мА), а на чертеже фиг.5 - логарифмическая амплитудно-частотная характеристика коэффициента усиления по напряжению ИУ фиг.4.

На чертеже фиг.6 приведены логарифмические амплитудно- и фазочастотные характеристики коэффициента усиления по напряжению схемы фиг.4 в более мелком масштабе.

На чертеже фиг.7 приведена схема фильтра с управляемыми параметрами фиг.2 в среде Cadence на моделях SiGe транзисторов (SiGe: npnVs, W=2, L=2, техпроцесс SGB25VD, I_к.max=6 мА), а на чертеже фиг.8 - логарифмические амплитудно-частотные характеристики коэффициента усиления по напряжению при разных значениях управляющего тока I_var в делителе напряжения 14.

На чертеже фиг.9 приведены амплитудно-частотные характеристики ИУ фиг.7 в укрупненном масштабе при разных значениях коэффициента передачи по току токового зеркала 6 (K_i=2 - верхний график, К_i=1 - нижний график).

На чертеже фиг.10 приведены амплитудно-частотные и фазочастотные характеристики ИУ фиг.7 в более мелком масштабе при разных значениях коэффициента передачи по току токового зеркала 6 (K_i=2 - верхний график, К_i=1 - нижний график).

Избирательный усилитель фиг.2 содержит первый 1 входной транзистор, база которого связана с источником сигнала 2, а эмиттер через первый токостабилизирующий двухполюсник 3 связан с первой 4 шиной источника питания, корректирующий конденсатор 5, включенный по переменному току между коллектором первого 1 входного транзистора и общей шиной источников питания, токовое зеркало 6, согласованное со второй 7 шиной источника питания, выход которого соединен с коллектором первого 1 входного транзистора и базой вспомогательного транзистора 8, эмиттер второго 8 входного транзистора через второй 9 токостабилизирующий двухполюсник связан с первой 4 шиной источника питания. Коллектор вспомогательного транзистора 8 соединен со входом токового зеркала 6, между эмиттером первого 1 входного транзистора и эмиттером вспомогательного транзистора 8 включены последовательно соединенные второй 10 корректирующий конденсатор и первый 11 дополнительный резистор, причем коллектор первого 1 входного транзистора связан с выходом устройства 12 и через дополнительный резистор 13 подключен к выходу делителя напряжения 14, а эмиттер вспомогательного транзистора 8 связан с первой 4 шиной источника питания через второй 15 токостабилизирующий двухполюсник.

Делитель напряжения 14 на чертеже фиг.2 реализован в частном случае на основе управляемого источника тока 16 и двух прямосмещенных p-n переходов 17, дифференциальное сопротивление которых r₁₄ изменяется при изменении тока I₁₆.

На чертеже фиг.3 делитель напряжения 14 реализован в ином виде - на стабилитроне 17 и резисторе 16.

Рассмотрим работу ИУ фиг.2.

Источник переменного входного сигнала u_вх (2) изменяет коллекторный и эмиттерный токи первого 1 входного транзистора. Комплексный характер проводимости его эмиттерной цепи, образованной первым 11 дополнительным резистором и вторым 10 корректирующим конденсатором, обеспечивает передачу этого сигнала через эмиттер второго 8 входного транзистора и токовое зеркало 6, реализованное на р-n переходе 18 и транзисторе 19, и далее в коллекторную (выходную) цепь первого 1 входного транзистора, которая реализована на базе корректирующего конденсатора 5, дополнительного резистора 13 и, в общем случае, управляемого делителя напряжения 14, образованного источником тока 16, и набора прямосмещенных р-n переходов 17. Комплексность полного сопротивления этой цепи (С₅, R₁₃+r₁₄) и характер изменения токов названных выше транзисторов обеспечивают резонансный вид его амплитудно-частотной характеристики. Вводимый в ИУ контур обратной связи, образованный подключением базы второго 8 входного транзистора к выходу устройства 12, имеет реактивный характер в области низких частот (f<<f₀) благодаря комплексной проводимости эмиттерных цепей второго 8 и первого 1 входных транзисторов (первый 11 дополнительный резистор и второй 10 корректирующий конденсатор). Указанная особенность сохраняет неизменной частоту квазирезонанса ИУ (f₀) при любой глубине этой обратной связи и позволяет увеличить добротность Q ИУ и его коэффициент усиления К₀ при заданном значении полного сопротивления в цепи коллекторов транзисторов 1 и 19 (конденсатор С₅ и эквивалентное сопротивление R₁₃+r₁₄).

Покажем аналитически, что более высокие значения К₀ и Q в диапазоне высоких частот реализуются в схеме фиг.2.

Действительно, комплексный коэффициент передачи по напряжению ИУ фиг.2 определяется по формуле:

где

τ₁=C₁₀(R₁₁+h_11.1+h_11.8);

τ₂=C₅(R₁₃+r₁₄),

h_21.i=α_i, h_11.i - малосигнальные h-параметры i-гo транзистора в схеме с общей базой; К_i6 - коэффициент передачи по току токового зеркала 6, r₁₇≈r₁₄ - дифференциальное сопротивление прямосмещенных р-n переходов 17.

Для ИУ-прототипа можно найти, что

, ,

- коэффициент передачи ИУ на постоянном токе,

С_K и (h₂₂)_T - емкость и проводимость коллекторного перехода транзистора 19 токового зеркала 6,

(h₂₂)₁ - выходная малосигнальная проводимость первого 1 входного транзистора.

Таким образом, в предлагаемом ИУ может быть реализована заданная добротность независимо от выбранной частоты квазирезонанса f₀, которая в соответствии с формулой (2) может, в частности, определяться статическим режимом работы прямосмещенных р-n переходов 17.

Так, если I₃=I₁₅=I₀, то при выполнении дополнительных условий R₁₁>>2h_11.i, R₁₃>>r₁₄, τ₁=τ₂, α_i=1

и, следовательно, выполнении соотношения между R₁₃, R₁₁ и С₁₀, С₅ могут быть реализованы требуемые значения основных параметров ИУ.

Аналогично можно показать, что коэффициент усиления по напряжению (K₀) и добротность (Q) модифицированной схемы избирательного усилителя фиг.3 определяются по формулам

τ₁=C₁₀[R₁₁+h_11.1+h_11.8];

где r₁₇ - дифференциальное сопротивление обратносмещенного р-n перехода 17.

Сравнение (3), (10) и (1), (9) показывает, что введение в схему элементов 16, 17 уменьшает режимную зависимость f₀ при заданных значениях Q и К₀.

Данные теоретические выводы подтверждают графики фиг.5, фиг.6, фиг.8, фиг.9, фиг.10.

Таким образом, заявляемое схемотехническое решение характеризуется более высокими значениями коэффициента усиления на частоте квазирезонанса f₀ и повышенными величинами добротности, характеризующей его избирательные свойства.

Источники информации

1. Design of Bipolar Differential OpAmps with Unity Gain Bandwidth up to 23 GHz \ N.Prokopenko, A.Budyakov, K.Schmalz, C.Scheytt, P.Ostrovskyy \\ Proceeding of the 4-th European Conference on Circuits and Systems for Communications - ECCSC'08 /- Politehnica University, Bucharest, Romania: July 10-11, 2008. - pp.50-53.

2. СВЧ СФ-блоки систем связи на базе полностью дифференциальных операционных усилителей \ Прокопенко Н.Н., Будяков А.С, К.Schmalz, С.Scheytt \\ Проблемы разработки перспективных микро- и наноэлектронных систем. - 2010. Сборник трудов / Под общ. ред. академика РАН А.Л.Стемпковского. - М: ИППМ РАН, 2010. - С.583-586.

3. Патент US 4.306.198.

4. Патент ФРГ 2938994, fig.2.

5. Патент US 6.870.426, fig.5.

6. Патент US 4.191.856.

7. Патент US 5.148.121, fig.1.

8. Патент US 4.367.419.

9. Патент US 4.223.276, fig.2.

1. Избирательный усилитель, содержащий первый (1) входной транзистор, база которого связана с источником сигнала (2), а эмиттер через первый токостабилизирующий двухполюсник (3) связан с первой (4) шиной источника питания, корректирующий конденсатор (5), включенный по переменному току между коллектором первого (1) входного транзистора и общей шиной источников питания, токовое зеркало (6), согласованное со второй (7) шиной источника питания, выход которого соединен с коллектором первого (1) входного транзистора и базой вспомогательного транзистора (8), эмиттер второго (8) входного транзистора через второй (9) токостабилизирующий двухполюсник связан с первой (4) шиной источника питания, отличающийся тем, что коллектор вспомогательного транзистора (8) соединен со входом токового зеркала (6), между эмиттером первого (1) входного транзистора и эмиттером вспомогательного транзистора (8) включены последовательно соединенные второй (10) корректирующий конденсатор и первый (11) дополнительный резистор, причем коллектор первого (1) входного транзистора связан с выходом устройства (12) и через дополнительный резистор (13) подключен к выходу делителя напряжения (14), а эмиттер вспомогательного транзистора (8) связан с первой (4) шиной источника питания через второй (15) токостабилизирующий двухполюсник.

2. Избирательный усилитель по п.1, отличающийся тем, что нижнее плечо делителя напряжения (14) реализовано в виде обратносмещенного p-n перехода.