Способ управления коэффициентом передачи решающего усилителя

Изобретение относится к области радиотехники и связи и может быть использовано в устройствах усиления широкополосных сигналов, в структуре аналоговых интерфейсов различного функционального назначения. Техническим результатом изобретения является обеспечение наибольшей и постоянной полосы пропускания решающего усилителя в широком диапазоне изменения его коэффициента передачи при работе как с активной, так и емкостной или активно емкостной со значительной долей реактивности нагрузкой. В способе обеспечивается управление коэффициентом передачи решающего усилителя при выполнении масштабного изменения сопротивления резисторов четырехполюсника цепи отрицательной обратной связи; преобразования входного напряжения в ток заряда корректирующего конденсатора, причем крутизна преобразования обратно пропорциональна изменению коэффициента передачи четырехполюсника отрицательной обратной связи; стабилизации фазового сдвига сигнала обратной связи дифференциального усилителя решающего усилителя. 10 ил., 1 табл.

 

Область техники, к которой относится изобретение

Изобретение относится к области радиотехники и связи и может быть использовано в устройствах усиления широкополосных сигналов, в структуре аналоговых интерфейсов различного функционального назначения. Техническим результатом изобретения является обеспечение наибольшей и постоянной полосы пропускания решающего усилителя в широком диапазоне изменения его коэффициента передачи при работе как с активной, так и емкостной (активно емкостной со значительной долей реактивности) нагрузкой.

Уровень техники

Известны способы управления коэффициентом передачи (К_п) решающих усилителей (РУ) на основе операционных усилителей с глубокой обратной связью по напряжению, у которых изменение К_п осуществляется путем изменения коэффициента передачи четырехполюсника отрицательной обратной связи (β_ос) (фиг. 1, фиг. 2), в частности РУ, фиг. 1, содержит: дифференциальный усилитель 1 (ДУ1); корректирующий конденсатор 2 (КК2); буферный усилитель 3 (БУ3); четырехполюсник отрицательной обратной связи 4.

[1. Алексеенко А.Г. Основы микросхемотехники. - 3-е изд. - М.: Юнимедиастайл, 2002, стр. 291, рис. 6.5;

2. Патент США 6710648;

3. Патент США 5374966;

4. Банк М.У. Аналоговые интегральные схемы. - М.: Радио и связь, 1981, стр. 19, табл. 2.1].

Это базовый принцип регулирования усилительных параметров широкого класса аналоговых микросхем. В качестве четырехполюсника β_ос обычно используются резисторы R1-R2 [1÷4], сопротивления которых меняются путем коммутации ключей на полевых транзисторах [5. Патент США 6731163 (фиг. 2);

6. Патент США 6137365;

7. П. Шкритек. Справочное руководство по звуковой схемотехнике. - М.: Мир, 1991. - рис. 12.4.2, стр. 172;

8. Патент США 6362684;

9. Патент США 5877612;

10. Патент США 6710648;

11. Патент США 4500845;

12. Патент США 5325071;

13. Патент США 5231360;

14. Патент США 6621346;

15. Патент США 6445248;

16. Патент США 6246282;

17. Бахтиаров Г.Д. и др. Аналогово-цифровые преобразователи. - М.: Сов. Радио, 1980, стр. 223, рис. 7.36в].

Существенный недостаток известных способов управления коэффициентом передачи РУ, выполненного на современных микросхемах, состоит в ухудшении частотных свойств РУ (полосы пропускания ω_в по уровню -3 дБ) при увеличении К_п (фиг. 1, фиг. 2). Действительно, К_п в инвертирующем и неинвертирующем включениях решающего усилителя фиг. 1, фиг. 2, в которых реализуется известный способ изменения К_п, зависит от параметров элементов схемы дифференциального усилителя и обратной связи (R1, R2) следующим образом:

где - коэффициент передачи РУ в диапазоне низких (3) частот для неинвертирующего включения;

- коэффициент передачи РУ в диапазоне низких (4) частот для инвертирующего включения;

С_к - емкость корректирующего конденсатора;

Y₂₁ - крутизна преобразования входного дифференциального напряжения в выходной ток дифференциального усилителя (ДУ) (для схемы фиг. 2 Y_21≈1/R₀);

ω=2πf - круговая частота сигнала.

Из уравнений (1) и (2) следует, что при увеличении отношения резисторов R2 и R1 (т.е. при повышении или полоса пропускания ω_в РУ, фиг. 1, фиг. 2, с известным способом управления К_п всегда ухудшается:

Для схемы фиг. 2:

Это основной недостаток классических РУ с обратной связью по напряжению. Для его устранения изобретен так называемый усилитель с токовой обратной связью, у которого при изменении коэффициента передачи К_п полоса пропускания не изменяется [18. Г. Штрапенин. Быстродействующие ОУ фирмы National Seniconductor. www.chipmfo.ru/literature/chipnews, 2003/10/5]. Однако этот класс «экзотических» ОУ обладает рядом существенных недостатков: несимметрией входов; повышенным значением э.д.с. смещения нуля; низким входным сопротивлением в инвертирующем включении; малым коэффициентом ослабления синфазных сигналов и т.д.

[18; 19. R. Manchini. Anatomy of a current-feedback OP Amp, EDN, December, 2005, p. 40-41].

Известен способ управления коэффициентом передачи решающего усилителя с глубокой отрицательной обратной связью [20. Патент РФ 2307393, МПК: G06G 7/12; H03F 3/45)], содержащего (фиг. 3) входной ДУ1, выход которого подключен к корректирующему конденсатору 2 и входу БУ3, а также четырехполюсник отрицательной обратной связи 4, включенный между выходом решающего усилителя и инвертирующим входом ДУ1, при котором управляют коэффициентом передачи РУ путем обратно пропорционального изменения параметров передачи четырехполюсника отрицательной обратной связи 4 (путем изменения сопротивления резисторов R₁, R₂) и крутизны преобразования входного напряжения ДУ1 в его выходной ток (путем изменения сопротивления резистора R₀), посредством мультиплексора 5 (фиг. 4).

ДУ1 (фиг. 4) реализован на транзисторах VT1÷VT8, а также повторителях тока ПТ1÷ПТ2, обеспечивающих форсированный заряд (разряд) корректирующего конденсатора 2. Крутизна преобразования входного напряжения ДУ1 в ток заряда (разряда) корректирующего конденсатора 2 определяется общим сопротивлением резисторов и , т.е. .

В целом сопротивление резисторов R₁ R₂ и R_0Σ, определяется состоянием ключей мультиплексора 5 (величиной заданного К_п), и в случае выполнения условия (7)

возможно выполнение условия (8)

В свою очередь, условие (8) выполнимо лишь при совместном выполнении условий (9) и (10):

т.е. в случае использования идеального ОУ в качестве ДУ1, что невозможно;

т.е. в случае чисто активной нагрузки, что резко ограничивает область применения РУ.

Недостатком данного способа являются ограниченные функциональные возможности - сохранять заявленные отличительные признаки (регулируемый коэффициент передачи с постоянной полосой пропускания) при работе только с активной или активно емкостной, с минимальной долей реактивности, нагрузкой.

Указанный недостаток обусловлен методической погрешностью способа, а именно,зависимостью коэффициента передачи, полосы пропускания, а также устойчивости РУ от величины и степени реактивности сопротивления нагрузки.

Эквивалентные схемы выходного каскада РУ (прототипа) без нагрузки (режим холостого хода РУ) (фиг. 5.а) и нагруженного на активно емкостную нагрузку (фиг. 5.б) описываются выражениями (11) и (12)

где - выходное напряжение БУ3;

- выходное сопротивление БУ3;

r_вых.БУ3 - выходное сопротивление ОУ, используемого в качестве БУ3;

- коэффициент усиления ОУ, используемого в качестве БУ3 на частоте ω_в РУ;

- сопротивление нагрузки

Выходное напряжение РУ без нагрузки (режим холостого хода РУ) и нагруженного на активно емкостную нагрузку описывается выражениями (15) и (16)

Исходя из соотношений:

Фазовый сдвиг сигнала обратной связи относительно выходного напряжения БУ3 определяется выражениями (19) и (20)

Моделирование РУ (прототипа) с верхней частотой полосы пропускания ω_в=3,412·10⁶ рад/с и использованием в качестве БУ3 ОУ ОРА111 (характеризуемого параметрами: r_{вых.БУЗ}=75 Ом; показало зависимость величины фазового сдвига сигнала обратной связи ДУ1 (относительно выходного сигнала БУ3) от величины и степени реактивности сопротивления нагрузки, таблица 1.

Амплитудно-частотные характеристики РУ (прототипа) приведены на фиг. 6:

- кривая 1 - без нагрузки (режим холостого хода РУ);

- кривая 2 - нагруженного на активно емкостную нагрузку (С_н=2 нФ);

- кривая 3 - нагруженного на активно емкостную нагрузку (С_н=3 нФ);

- кривая 4 - нагруженного на активно емкостную нагрузку (С_н=4 нФ);

- кривая 5 - нагруженного на активно емкостную нагрузку (С_н=5 нФ). Из анализа данных таблицы 1 и кривых фиг. 6, следует:

- реактивная нагрузка РУ оказывает влияние на величину и фазовый сдвиг сигнала обратной связи ДУ1;

- увеличение реактивности нагрузки РУ приводит к изменению заявленной полосы пропускания РУ;

- увеличение реактивности нагрузки РУ (с учетом влияния С_к и самих ОУ) снижает устойчивость ОУ РУ.

Раскрытие изобретения

Технический результат, который может быть достигнут с помощью предлагаемого изобретения, - снижение влияния нагрузки, как с активной, так и емкостной, и активно емкостной со значительной долей реактивности нагрузки, на сигнал отрицательной обратной связи дифференциального усилителя.

Технический результат достигается тем, что в способ управления коэффициентом передачи решающего усилителя, базирующегося на выполнении операций: масштабного изменения сопротивления резисторов четырехполюсника цепи отрицательной обратной связи; преобразования входного напряжения в ток заряда корректирующего конденсатора, причем крутизна преобразования обратно пропорциональна изменению коэффициента передачи четырехполюсника отрицательной обратной связи, введена операция стабилизации фазового сдвига сигнала обратной связи ДУ1 решающего усилителя.

Краткое описание чертежей

На фиг. 1 представлена функциональная схема РУ (аналога) на основе операционных усилителей с глубокой обратной связью по напряжению.

На фиг. 2 представлена функциональная схема РУ (аналога), реализующего базовый принцип регулирования усилительных параметров широкого класса аналоговых микросхем.

На фиг. 3 представлена укрупненная функциональная схема РУ (прототипа).

На фиг. 4 представлена уточненная функциональная схема РУ (прототипа).

На фиг. 5 представлены эквивалентные схемы выходного каскада РУ (прототипа) без нагрузки (режим холостого хода РУ) (фиг. 5,а) и нагруженного на активно емкостную нагрузку (фиг. 5,б).

На фиг. 6 представлены амплитудно-частотные характеристики РУ (прототипа).

На фиг. 7 представлена укрупненная функциональная схема РУ.

На фиг. 8 представлена укрупненная функциональная схема ДУ1.

На фиг. 9 представлена эквивалентная схема буферных каскадов РУ нагруженного на активно емкостную нагрузку.

На фиг. 10 представлены амплитудно-частотные характеристики РУ.

Осуществление изобретения

В основе предлагаемого способа управления коэффициентом передачи решающего усилителя лежат следующие концепции.

Емкостная (активно емкостная со значительной долей реактивности) нагрузка вносит в контур обратной связи операционного усилителя запаздывание по фазе, что может вызвать неустойчивость, фиг. 6. На способность операционного усилителя управлять емкостной нагрузкой влияют следующие основные факторы:

1) внутренняя архитектура усилителя (например, выходной импеданс, усиление и запас по фазе, внутренняя схема коррекции);

2) природа емкостной нагрузки;

3) ослабление и фазовый сдвиг в схеме обратной связи с учетом влияния нагрузки на выходе, входного импеданса и паразитных емкостей.

Выходной импеданс усилителя, представленный выходным сопротивлением r_вых, оказывает значительное влияние на работу с емкостной нагрузкой. В идеале, устойчивый операционный усилитель, с r_вых=0 (в частности, при выполнении условия (9)), может работать на любую емкостную нагрузку без ухудшения фазовых характеристик.

Введение же в контур цепи обратной связи емкостной нагрузки (как это имеет место в прототипе), оказывает наибольшее влияние на устойчивость операционного усилителя.

В силу указанных факторов наиболее приемлемым способом обеспечения устойчивости РУ (сохранять заявленные отличительные признаки - регулируемый коэффициент передачи с постоянной полосой пропускания) - разделить цепи нагрузки и обратной связи (вывести из контура цепи обратной связи емкостную нагрузку, а значит, снизить влияние нагрузки на сигнал обратной связи ДУ1 прототипа).

Сущность предлагаемого способа заключается в выполнении следующих операций:

1) масштабного изменения сопротивления резисторов четырехполюсника цепи отрицательной обратной связи;

2) преобразования входного напряжения в ток заряда корректирующего конденсатора, причем крутизна преобразования обратно пропорциональна изменению коэффициента передачи четырехполюсника отрицательной обратной связи;

3) стабилизации фазового сдвига сигнала обратной связи ДУ1 решающего усилителя.

Устройство реализации способа управления коэффициентом передачи решающего усилителя (фиг. 7) содержит входной дифференциальный усилитель 1 (ДУ1), первый вход которого служит входом РУ, выход ДУ1 подключен к корректирующему конденсатору 2 (КК2) и входу буферного усилителя 3 (БУ3), выход которого подключен к входу буферного усилителя 6 (БУ6), выход которого служит выходом РУ, и сигнальному входу коммутируемого четырехполюсника обратной связи 4 (КЧОС4), выход которого подключен к второму входу ДУ1, мультиплексор 5, выходы которого соединены с входами управления КЧОС4 и ДУ1, а входы управления являются входами управления РУ.

ДУ1 (фиг. 8) содержит транзисторы VT1÷VT8, повторители тока ПТ1÷ПТ2, генераторы тока I1÷I4, коммутируемый резистор R₀, входы управления которого являются входами управления ДУ1, причем базы VT1, VT2 и базы VT7, VT8 подключены, соответственно, к первому и второму входам ДУ1; коллекторы VT2, VT5, VT8 и коллекторы VT1, VT6, VT7 подключены к источнику питания, соответственно, положительной и отрицательной полярности; эмиттер VT7 и база VT5 через согласно включенный генератор тока I3, а эмиттер VT1 и база VT3 через согласно включенный генератор тока I1 подключены к источнику питания положительной полярности; эмиттер VT8 и база VT6 через согласно включенный генератор тока I4, а эмиттер VT2 и база VT4 через согласно включенный генератор тока I2 подключены к источнику питания отрицательной полярности; коллекторы VT3, VT4 подключены к входам управления соответственно ПТ1 и ПТ2; выходы ПТ1 и ПТ2 служат выходом ДУ1, а входы ПТ1 и ПТ2 подключены к источнику питания соответственно положительной и отрицательной полярности; эмиттеры VT4, VT6 подключены соответственно к эмиттерам VT3, VT6 и коммутируемому резистору R₀, суммарное сопротивление которого определяется состоянием ключей (выполненных на базе полевых транзисторов), входы управления которыми являются входами управления ДУ1.

Устройство реализации способа управления коэффициентом передачи решающего усилителя работает следующим образом.

Каскадно соединенные ДУ1, КК2 и БУ3, охваченные петлей обратной связи, основным элементом которой является цепь обратной связи - КЧОС4, в целом, характеризуются:

- коэффициентом передачи , описываемым выражениями (1), (3);

- полосой пропускания ω_в, описываемой выражением (6).

ДУ1 обеспечивает форсированный заряд (разряд) КК2. Крутизна преобразования входного напряжения ДУ1 в ток заряда (разряда) КК2 определяется общим сопротивлением резисторов и , т.е. .

В целом, сопротивление резисторов R₁, R₂ и R_0Σ определяется состоянием транзисторных ключей S_l.1÷S_1.n, S_2.l÷S_2.k, S_0.1÷S_0.m, которые управляются мультиплексором 5 - кодовым управляющим сигналом, поступающим на вход управления РУ.

При условии обратно пропорциональной зависимости изменения суммарного сопротивления R_0Σ ДУ1 и коэффициента передачи КЧОС4 β_ос, при масштабном изменении сопротивления резисторов R₁, R₂ КЧОС4 (изменении ), возможно выполнение условия (7), а значит, и условия (8).

Эквивалентная схема буферных каскадов РУ, нагруженного на активно емкостную нагрузку, приведена на фиг. 9.

Выходное напряжение цепи обратной связи предлагаемого РУ описывается выражением (21)

по сути, аналогичным выражению (11), то есть

А значит, с учетом выражения (19), справедливо тождество:

То есть в силу высокого входного сопротивления БУ6, а главное, не зависящего от типа нагрузки РУ, обеспечивается стабилизация фазового сдвига сигнала обратной связи ДУ1 решающего усилителя.

В свою очередь, в силу выполнения условия

и единичных коэффициентов усиления БУ3, БУ6 справедливо равенство

Выходное напряжение РУ, с учетом (14), описывается выражением:

Несмотря на внешнюю схожесть, выражения (16) и (26), по своей сути, существенно различаются, так как:

- прототипа фактически является функцией активно реактивного сопротивления нагрузки РУ (фазовый сдвиг сигнала обратной связи ДУ1 зависит от доли реактивной составляющей нагрузки, выражение (20));

- , а значит, и предлагаемого РУ фактически не зависят от нагрузки (фаза сигнала обратной связи ДУ1 стабильна, выражения (21)÷(23)).

Правомерность использования эквивалентной схемы буферных каскадов РУ, нагруженного на активно емкостную нагрузку, приведенной на фиг. 9, а значит, достоверность выражений (21)÷(26) и сделанных на их основании выводов, возможна лишь в случае реализации БУ3 и БУ6 на базе ОУ, характеризуемых высоким входным сопротивлением и малой входной емкостью, например, ОУ ОРА111 (характеризуемого параметрами: r_вх=10¹⁴Ом; С_вх=3 пФ). Моделирование предлагаемого РУ (в качестве БУ3 и БУ6 использовались ОУ ОРА111) при емкости корректирующего конденсатора С_к=300 пФ показало возможность использования резисторов R₁, R₂ и R_0Σ, характеризуемых интервалом сопротивлений R₁∈[5;30]кOм, R₂∈[45;270]кОм, R_0Σ∈[100;500]Ом, с учетом выполнения условия (7).

Амплитудно-частотные характеристики предлагаемого РУ приведены на фиг. 10:

- кривая 1 - без нагрузки (режим холостого хода РУ);

- кривая 2 - нагруженного на активно емкостную нагрузку (С_н=2 нФ);

- кривая 3 - нагруженного на активно емкостную нагрузку (С_н=3 нФ);

- кривая 4 - нагруженного на активно емкостную нагрузку (С_н=4 нФ);

- кривая 5 - нагруженного на активно емкостную нагрузку (С_н=5 нФ).

Как следует из анализа фиг. 6 и 10, реализация предлагаемого способа обеспечивает снижение влияния нагрузки как с активной, так и емкостной, и активно емкостной со значительной долей реактивности нагрузки на сигнал отрицательной обратной связи дифференциального усилителя.

Способ управления коэффициентом передачи решающего усилителя, включающий операции: масштабного изменения сопротивления резисторов R₁, R₂ четырехполюсника, управляемых мультиплексором, цепи отрицательной обратной связи, образованной между входом дифференциального усилителя с корректирующим конденсатором и выходом первого буферного усилителя, по входу связанного с корректирующим конденсатором, преобразования входного напряжения дифференциального усилителя в ток заряда корректирующего конденсатора, таким образом, что крутизна преобразования обратно пропорциональна изменению коэффициента передачи четырехполюсника отрицательной обратной связи, отличающийся тем, что стабилизируют фазовый сдвиг сигнала отрицательной обратной связи относительно выходного напряжения первого буферного усилителя с помощью второго буферного усилителя с высоким входным сопротивлением, не зависящим от типа нагрузки решающего усилителя, а выходное сопротивление первого буферного усилителя выбирают из условия R_вых._БУ3<<(R₁+R₂), где R_вых.БУ3 - выходное сопротивление первого буферного усилителя.