Управляемый ключевой преобразователь напряжения

Изобретение относится к области преобразовательной техники, а именно к вторичным источникам электропитания с регулируемым выходным напряжением для энергоемкой аппаратуры, в том числе импульсных режимов работы с емкостным накопителем энергии. Техническим результатом является повышение надежности работы при расширении области возможностей применения управляемого ключевого преобразователя напряжения. Для этого предложен управляющий ключевой преобразователь напряжения, содержащий фазоимпульсный преобразователь, подключенный входом к шине управления, а прямым и инверсным выходами ведущего и ведомого каналов к соответствующим входам ключевого усилителя мощности, выводы электропитания которого соединены с шинами напряжения электропитания, а выходы через согласующий трансформатор с входами синхронного выпрямителя, а также фильтр нижних частот, выход которого соединен с шиной выходного напряжения и через цепь обратной связи по напряжению соединен с входом компенсации фазоимпульсного преобразователя, при этом в его состав дополнительно введены датчик тока, схема разрешения, релейный элемент, цепь обратной связи по току и емкостный накопитель. 4 ил.

 

Изобретение относится к преобразовательной технике и может быть использовано во вторичных источниках электропитания с регулируемым выходным напряжением, а также в телекоммуникационном оборудовании и гидроакустической технике для электропитания энергоемких устройств, в том числе через емкостные накопители энергии.

Известны разнотипные ключевые преобразователи напряжения (КПН) с гальванической развязкой [1], выполненные на основе однотактных, полумостовых и мостовых схем ключевых усилителей мощности (КУМ) с трансформаторным выходом, нагруженным на диодный выпрямитель. К основным недостаткам таких устройств относится ограниченный диапазон регулирования выходного напряжения и пониженная энергетическая эффективность, особенно при низком выходном напряжении и большом выходном токе, что обусловлено остаточными напряжениями диодов выходного выпрямителя.

Расширить диапазон регулирования позволяет использование мостовой схемы с фазо-импульсной модуляцией (ФИМ), где управление двумя каналами КУМ (две стойки мостовой схемы) осуществляется симметричными импульсными сигналами типа «меандр», сдвинутыми относительно друг друга на время длительности импульса результирующего напряжения. Такая схема КПН [2] позволяет обеспечить широкий диапазон изменения выходного напряжения при работе на согласованную нагрузку с возможностью реализации квазирезонансных траекторий переключений мощных полевых транзисторов в составе оконечного каскада КУМ, что уменьшает динамические потери энергии. Однако основные потери энергии на остаточных напряжениях диодов выходного выпрямителя препятствуют достижению высокого КПД. Так, например, при выходном напряжении 24 В и токе нагрузки 50 А, потери в мостовой схеме выпрямителя могут превышать 100 Вт, что не позволяет получить КПД устройства-аналога более чем 90%.

Наиболее близким к предлагаемому изобретению является управляемый преобразователь напряжения [3], выполненный по двухканальной схеме с фазо-импульсной модуляцией, где для уменьшения потерь энергии применен синхронный выпрямитель. Устройство - прототип содержит фазо-импульсный преобразователь (ФИП), подключенный входом к шине управления, а прямыми и инверсными выходами ведущего и ведомого каналов соединенный с прямым и инверсным входами ведущего и ведомого каналов ключевого усилителя мощности, подключенных выводами электропитания параллельно между шинами напряжения электропитания, а выходом - к входам узла трансформаторного согласования, соединенного выходом через синхронный выпрямитель к входу фильтра нижних частот, выход которого соединен с шиной выходного напряжения. В свою очередь прямой и инверсный входы управления синхронного выпрямителя подключены к прямому и инверсному выходам ведущего канала фазо-импульсного преобразователя, вход компенсации которого соединен через цепь обратной связи по напряжению к выходу фильтра нижних частот.

В состав структурной схемы устройства прототипа, приведенной на фиг. 1, входят фазо-импульсный преобразователь (ФИП) 1, ключевой усилитель 2 мощности (КУМ), трансформатор (TP) 3, синхронный выпрямитель (ВУ) 4, фильтр 5 нижних частот (ФНЧ), цепь 6 обратной связи по напряжению (ОСН).

Особенностью реализации синхронного выпрямителя 4 является реализация в его составе мостовой схемы выпрямления на сильноточных полевых транзисторах, управление которыми осуществляется попарно от прямого и инверсного сигналов ведущего канала ФИМ с задержкой фронта включения. Оконечный каскад КУМ 2 также выполнен на мостовой схеме на мощных полевых транзисторах, параметры которых должны соответствовать напряжению электропитания Е и необходимой выходной мощности устройства. Особенностью мощных полевых транзисторов КУМ и ВУ является наличие собственных обратных диодов, остаточное напряжение которых шунтируется открытым каналом сток-исток при включении транзистора. Применительно к ВУ 4 такое шунтирование резко (не менее чем в 2-3 раза) уменьшает падение напряжения на элементах выпрямителя, что обеспечивает принципиальное уменьшение потерь энергии и выгодно отличает устройство-прототип от известных технических аналогов.

Вместе с тем, включение транзисторов ВУ 4 не препятствует замыканию инверсного тока от нагрузки через фильтр нижних частот 5 и оконечный каскад КУМ 2 непосредственно в шины электропитания Е. Выделенный фактор существенно ухудшает надежность действия устройства-прототипа, особенно при работе на нагрузку, включающую емкостной накопитель энергии или аккумулятор в условиях динамического изменения напряжения электропитания, что может приводить к неуправляемому нарастанию обратного тока через элементы оконечных каскадов КУМ 2 и ВУ 4.

Выделенный недостаток, связанный с существенным понижением надежности работы, сужает область применения устройства-прототипа и практически ограничивает возможность ее использования в системах электропитания гидроакустической аппаратуры. В таких системах, как правило, требуется гарантированное электропитание потребителей от двух фидеров изделия, включая обеспечение импульсных режимов, что достигается параллельным включением двух КПН, нагруженных на емкостной накопитель энергии. При этом имеют место динамические изменения напряжения сети электропитания объекта, включая резкий спад уровня электропитания на время до 0,1 сек. Применение устройства-прототипа из-за угрозы протекания практически неограниченного обратного тока в таких условиях затруднено и требует обеспечения значительных запасов по параметрам предельных режимов элементов для безаварийной работы.

Задачей настоящего изобретения является повышение надежности работы при расширении области возможностей применения управляемого ключевого преобразователя напряжения.

Для решения поставленной задачи в известный управляемый ключевой преобразователь напряжения, содержащий фазо-импульсный преобразователь, подключенный входом к шине управления, а прямым и инверсным выходами ведущего и ведомого каналов к соответствующим входам ключевого усилителя мощности, выводы электропитания которого соединены к шинам напряжения электропитания, а выходы через согласующий трансформатор с входами синхронного выпрямителя, а также фильтр нижних частот, выход которого соединен с шиной выходного напряжения и через цепь обратной связи по напряжению - с входом компенсации фазо-импульсного преобразователя, введены новые признаки, а именно в него введены датчик тока, схема разрешения, релейный элемент, схема обратной связи по току и емкостной накопитель, включенный между шиной выходного напряжения и выходом фильтра нижних частот, вход которого подключен через датчик тока к выходу синхронного выпрямителя, прямой и инверсный входы которого соединены с первым и вторым выходом схемы разрешения, при этом первый и второй входы схемы разрешения подключены к первому и второму выходу ведущего канала фазо-импульсного преобразователя, а вход разрешения подключен к выходу релейного элемента, вход которого подключен через цепь обратной связи по току к выходу датчика тока

Техническим результатом от введения дополнительных блоков и связей является повышение надежности функционирования управляемого КПН в условиях работы на емкостной накопитель энергии и динамических изменений напряжения электропитания посредством исключения неограниченных обратных токов, что достигается отключением режима синхронного выпрямления и переходом на режим диодной проводимости при уменьшении выходного тока до порога срабатывания релейного элемента для предотвращения обратного контура замыкания.

Техническим результатом от введения датчиков тока, схемы разрешения, емкостного накопителя и релейного элемента в сочетании с совокупностью вновь введенных связей является повышение надежности ключевого преобразователя напряжения, особенно при резких изменениях напряжения электропитания в условиях работы на нагрузку с импульсным характером изменения тока потребления, посредством исключения протекания неуправляемого обратного тока, наличие которого в ключевом регуляторе напряжения - прототипа может приводить к нарушению функционирования и выходу из строя элементов оконечного каскада выпрямителя и ключевого усилителя мощности.

Сущность изобретения поясняется фиг. 1-4, где на фиг. 1 приведена блок-схема прототипа, на фиг. 2, приведена функциональная структурная схема заявляемого технического решения, на фиг. 3 - функциональная реализация основных узлов управляемого КПН, на фиг. 4 - иллюстрация временных диаграмм сигналов, поясняющих его работу.

Предлагаемый управляемый ключевой преобразователь напряжения (фиг. 2) содержит фазо-импульсный преобразователь (ФИП) 1, ключевой усилитель 2 мощности (КУМ), согласующий трансформатор (TP) 3, синхронный выпрямитель (ВУ) 4, датчик тока (DT) 7, фильтр нижних частот (ФНЧ) 5, емкостной накопитель (ЕН) 8, цепь обратной связи 6 по напряжению (ОСН), цепь 9 обратной связи по току (ОСТ), релейный элемент (РЭ) 10, схему 11 разрешения (CP).

Ключевой усилитель 2 (фиг. 3) выполняется по мостовой схеме на мощных полевых транзисторах VT1…VT4, соединенных попарно-последовательно в полумостовой схемы 2.1, 2.2, включенных параллельно между шинами +Е, -Е напряжения электропитания. Входы транзисторов являются входами КУМ 2, выходы которого соединены с выходами полумостовых схем.

Синхронный выпрямитель 4 также выполняется в виде мостовой схемы на сильноточных полевых транзисторах VT5…VT8 и, в соответствии с устройством-прототипом, дополнен схемами задержки 4.3, 4.4 и драйверами 4.1, 4.2 импульсных сигналов. В результате достигается управление транзисторов синхронного выпрямителя без сквозных токов с транзисторами КУМ 2.

Фазо-импульсный преобразователь выполняется по известным правилам, изложенным в [1, 4], и обеспечивает формирование прямых и инверсных импульсных сигналов V_1.1, V_1.2 и V_2.1, V_2.2 типа «меандр», сдвинутых во времени на величину t_и, определяющую длительность импульсов результирующего импульсного напряжения V на выходах мостовой схемы КУМ 2. Причем начало фронта импульсов V соответствует фронту импульсов V_1.1, V_1.2 ведущего канала ФИП 1 (фиг. 4).

В отличие от устройства-прототипа сигналы V_1.1, V_1.2 поступают на входы управления ВУ 4 через схему разрешения CP 11, подключенную входом разрешения к выходу релейного элемента РЭ 10, формирующего сигнал V_РЭ. Схема разрешения может быть реализована на простейших логических элементах «совпадения».

Согласующий трансформатор 3 обеспечивает гальваническую развязку и согласование уровней напряжения Е электропитания и, как правило, низкого уровня выходного напряжения U_н на высокой частоте переключений КУМ 2 (ƒ≥50 кГц). При этом достигается квазирезонансная траектория переключений для минимизации динамических потерь энергии.

Датчик тока 7, с учетом сильноточного выхода синхронного выпрямителя 4 может быть реализован на маломощном датчике тока, например, датчик Холла, обеспечивающим формирование напряжения U_DT пропорционально выходному току.

Фильтр 5 нижних частот должен содержать дроссель L и конденсатор С, параметры которых переделяются по известным правилам [1] с учетом частоты переключений выходного напряжения и номинальной мощности. При необходимости электропитания аппаратуры с импульсным характером потребления выходная емкость ФНЧ 5 может быть дополнена емкостным накопителем, величина которого может составлять 1…10 Ф.

Цепь ОСН 6 обеспечивает передачу выходного напряжения ФНЧ 5 на вход компенсации ФИП 1 с заданным масштабом, что достигается в простейшем случае применением резистивного делителя. Сигнал обратной связи по напряжению используется для реализации компенсационного способа стабилизации выходного напряжения на уровне пропорционально напряжению U₀, поступающему на вход ФИП 1.

Цепь ОСТ 9 также может быть выполнена на резистивном делителе, либо, при необходимости, с использованием операционного усилителя для согласованной передачи сигнала с датчика тока DT 7 на вход РЭ 10 в виде напряжения U_DT, пропорционально выходному току ВУ-4.

Релейный элемент может быть реализован на компараторе с петлей положительной обратной связи, определяющей верхнюю +U_РЭ и нижнюю -U_РЭ границы срабатывания РЭ-10. При понижении U_DT ниже границы срабатывания выходное напряжение V_p устанавливается на нижнем уровне. Обратное восстановление верхнего уровня РЭ происходит при увеличении U_DT до верхней границы срабатывания +U_РЭ. Указанное обстоятельство используется для блокировки прохождения сигналов управления от ведущего канала ФИП на входы управления ВУ-4 при малых уровнях выходного тока прямой направленности:

Тем самым предотвращается обратное протекание тока от емкостного накопителя ЕН 8 в шины силового электропитания КУМ 2.

Процесс замыкания обратного тока, который может приводить к выходу из строя устройства-прототипа, осуществляется через собственные обратные диоды полевых транзисторов VT1…VT4 в составе КУМ 2 и VT5…VT8 в составе ВУ 4, которые являются неотъемлемой частью полупроводниковых структур мощных полевых транзисторов.

В отличие от устройства-прототипа в предлагаемом устройстве (фиг. 2) такие аварийные процессы полностью исключены за счет введения датчика тока DT 7, схемы разрешения CP 11, обратной связи по току ОСТ 9 и релейного элемента РЭ 10. Вновь введенные элементы обеспечивают отключение режима синхронного выпрямления и перевода устройства в режим диодной проводимости при малых уровнях выходного тока.

Заявляемый управляемый КПН работает следующим образом. В номинальном режиме функционирование обеспечивается таким же образом, как и в устройстве прототипе, при выполнении условия однонаправленного входного тока:

Соответственно сигналы V_1.1, V_1.2 беспрепятственно проходят на входы управления ВУ 4. В результате транзисторы VT5, VT8 и VT6, VT7 синхронного выпрямителя включаются на соответствующие полупериоды переключений, шунтируя открытыми каналами проводимости обратные диоды (фиг. 4). Тем самым минимизируются остаточные напряжения на элементах ВУ 4, чем достигается уменьшение статических потерь энергии.

В случае динамических процессов, связанных с резким уменьшением напряжения электропитания, ФИП 1 переходит в режим полной модуляции для компенсации изменения выходного напряжения. При этом амплитуда выходного напряжения V на выходе КУМ уменьшается, что приводит к спаду выходного тока I_н выпрямителя. Далее этот процесс в устройстве-прототипе может приводить к изменению направления тока синхронного выпрямителя через открытые транзисторы синхронного выпрямителя и нарастания его абсолютного значения до предельного тока I_кз (пунктир зависимости I_н на фиг. 4), что приводит к выходу из строя транзисторов КУМ 2 и ВУ 4. Выделенное обстоятельство объясняется разрядом емкости ЕН-8 в шины электропитания Е КУМ-2.

Именно в таких условиях реализуется технический результат от внедрения предполагаемого устройства. При спаде выходного тока до установленного малого значения выполняется условие (1), что приводит к отключению транзисторов VT5…VT8 синхронного выпрямителя. Таким образом, сохраняется только диодная проводимость элементов ВУ 4. Соответственно устраняется сама возможность обратного протекания тока от емкостного накопителя ЕН через ВУ 4, TP 3 и транзисторы VT1…VT4 в шины напряжения электропитания. В случае длительного спада напряжения Е обеспечивается естественный разряд энергии, запасенных в ЕН 8 в нагрузку. При восстановлении напряжения Е выходной ток ВУ-4 в прямом направлении возрастает и, при выполнении условия (2), происходит переключение РЭ 10 в нормальное состояние, что приводит к переходу ВУ 4 в номинальный режим работы с замыканием выходного тока через поочередно открываемые транзисторы VT5, VT8 и VT6, VT7.

На фиг. 4 иллюстрируются временные диаграммы выходного напряжения выпрямителя V_B и выходного тока I_B в устройстве-прототипе (пунктирные линии) и предлагаемом устройстве (сплошные линии). Можно видеть, что в устройстве-прототипе, нагруженном на емкостной накопитель, выходное напряжение V_B выпрямителя сохраняет свою амплитуду и через открытые транзисторы выпрямителя замыкается на шины электропитания КУМ. В результате обратный ток I_н практически линейно возрастает согласно выражению:

где K_T - коэффициент трансформации TP 3,

L - индуктивность дросселя ФНЧ 5.

В предлагаемом устройстве выходное напряжение V_B при переходе к режиму диодного выпрямления практически не изменяется, обратный ток через выпрямитель отсутствует.

В результате достигается высокая эффективность работы управляемого КПН при исключении аварийного режима работы, связанного с неограниченным нарастанием обратного тока.

Рекомендуемая ширина гистерезиса РЭ 10 Δ=(+U_РЭ)-(-U_РЭ) не должна превышать максимальную амплитуду пульсаций сигнала U_DT на входе релейного элемента, что позволяет исключить высокочастотные переключения сигнала V_p.

Следует отметить, что выбор порога срабатывания РЭ 10 существенно ниже номинального выходного тока (+U_РЭ<(0,1-0,2) U_DTmax) предполагает переход ВУ 4 в режим диодной проводимости только при весьма малой выходной мощности. При этом некоторое увеличение относительных потерь энергии на остаточных напряжениях диодов практически не сказывается на основных энергетических показателях предлагаемого устройства.

Таким образом, введение новых признаков позволяет существенно повысить надежность работы заявляемого КПН и расширить возможность его применения в телекоммуникационном и гидроакустическом оборудовании, особенно в импульсных режимах потребления в условиях резких изменений напряжения электропитания.

На предприятии изготовлены опытные образцы устройства-прототипа и заявляемого устройства, сопоставительные испытания которых при работе на нагрузку через емкостной накопитель и в условиях воздействия дестабилизирующих факторов по напряжению электропитания подтвердили преимущества заявляемого технического решения в повышении надежности работы, в том числе при максимальной выходной мощности. Предлагаемое устройство обеспечило безаварийную работу при сохранении высокой энергетической эффективности, что позволило рекомендовать его внедрение в новых заказах предприятия.

Источники информации

1. Мелешин В.И. Транзисторная преобразовательная техника. - М.: Техносфера, 2005 г., 602 с.

2. Патент РФ №2586567. Ключевой преобразователь напряжения. Опубл. 17.05.2016

3. Патент РФ №2692699. Ключевой регулятор напряжения. Опубл. 26.06.2019, бюл. №18

4. Патент РФ №2013859. Двухтактный фазо-импульсный модулятор. Опубл. 30.05.1999, бюл. №10

Управляющий ключевой преобразователь напряжения, содержащий фазоимпульсный преобразователь, подключенный входом к шине управления, а прямым и инверсным выходами ведущего и ведомого каналов к соответствующим входам ключевого усилителя мощности, выводы электропитания которого соединены с шинами напряжения электропитания, а выходы через согласующий трансформатор с входами синхронного выпрямителя, а также фильтр нижних частот, выход которого соединен с шиной выходного напряжения и через цепь обратной связи по напряжению соединен с входом компенсации фазоимпульсного преобразователя, отличающийся тем, что в его состав дополнительно введены датчик тока, схема разрешения, релейный элемент, цепь обратной связи по току и емкостный накопитель, включенный между шиной выходного напряжения и выходом фильтра нижних частот, вход которого подключен через датчик тока к выходу синхронного выпрямителя, прямой и инверсный входы управления которого соединены с первым и вторым выходами схемы разрешения, первый и второй входы которой подключены к первому и второму выходам ведущего канала фазоимпульсного преобразователя, а вход разрешения - с выходом релейного элемента, вход которого подключен через цепь обратной связи по току к выходу датчика тока.