Способ углового сверхразрешения в приемной цифровой антенной решётке

Изобретение относится к антенной технике, в частности, области радиолокации, а именно к способам формирования диаграммы направленности приемными цифровыми антенными решетками при обзоре пространства. Техническим результатом изобретения является повышение разрешающей способности антенны при уровне сигнала в каналах цифровой антенной решетки ниже уровня шумов. Технический результат достигается тем, что в способе углового сверхразрешения в приемной цифровой антенной решетке, при котором принимают электромагнитные волны от источников радиоизлучения в заданном секторе углов вдоль одного координатного направления, формируют квадратурные цифровые сигналы на выходах каналов реальной апертуры, в отличие от прототипа разбивают приемную цифровую антенную решетку на перекрывающиеся подрешетки таким образом, чтобы коэффициент усиления и ширина луча подрешеток в просматриваемом координатном направлении были постоянными, а шаг между фазовыми центрами подрешеток был меньше длины волны и удовлетворял условию электрического сканирования лучей в заданном секторе углов, формируют выходные сигналы подрешеток путем суммирования квадратурных цифровых сигналов каналов реальной апертуры с комплексными весовыми коэффициентами, определяющими направление фазирования каналов подрешеток, по выходным сигналам подрешеток формируют сигналы на выходах каналов виртуальной апертуры, формируют диаграмму направленности в угловой области приемных лучей подрешеток путем весового суммирования сигналов с выходов каналов виртуальной апертуры, формируют диаграммы направленности виртуальной апертуры в других угловых областях приемных лучей подрешеток путем изменения направления фазирования каналов подрешеток при формировании выходных сигналов подрешеток, объединяют диаграммы направленности виртуальной апертуры для различных угловых областей ориентации приемных лучей подрешеток. 1 табл., 4 ил.

 

Предлагаемое изобретение относится к радиолокации, а именно к способам формирования диаграммы направленности цифровыми антенными решетками при обзоре пространства, и может быть использовано в системах радиолокации и радиопеленгации.

Важнейшей характеристикой антенны радиолокатора является разрешающая способность, мерой которой является минимальное угловое расстояние между двумя объектами, при которых система способна их различить. Известно [1 - Радиолокационные системы [Электронный ресурс]: учебник / под общ. ред. В.П. Бердышева; разраб.: Центр обучающих систем ИнТК СФУ. - Красноярск: СФУ. 2012. С. 250-252], что потенциальная разрешающая способность антенны ограничена критерием Рэлея и равна ширине приемного луча антенны по уровню половинной мощности. Поскольку минимальная ширина луча антенны аналитически связана с размерами раскрыва антенны вдоль заданного координатного направления, то и потенциальная разрешающая способность ограничена размерами раскрыва.

Принципиальное увеличение разрешающей способности антенны может быть достигнуто при использовании способов сверхразрешения.

Наиболее известным является способ сверхразрешения Кейпона [2 - Кейпон Дж. Пространственно-временной спектральный анализ с высоким разрешением // ТИИЭР, 1969, Т. 57, С. 59-69], а также его модификации [3 - Габриэльян Д.Д., Лысенко А.В. Особенности формирования пеленгационного рельефа плоской антенной решеткой при использовании методов сверхразрешения // Успехи современной радиоэлектроники. 2013. №8. С. 88-93], которые состоят в том, что в каналах антенной решетки измеряют комплексные амплитуды сигналов в течение заданного интервала времени, вычисляют ковариационную матрицу сигналов, последовательно перебирают векторы гипотез об ориентации источников сигналов. Для каждого вектора гипотезы решают задачу о максимизации отношения сигнал/шум и формируют пеленгационный рельеф в виде зависимости отношения сигнал/шум от направления проверяемой гипотезы.

Недостаток способа Кейпона и подобных ему способов состоит в том, что он не способен различать коррелированные сигналы. Кроме того, построение корреляционной матрицы, ее обращение требует определенных временных затрат, поскольку время накопления сигнала в каждом канале при приеме коррелированных сигналов непосредственно влияет на отношение сигнал/шум в приемном канале антенной решетки.

Известна модификация способа Кейпона [4 - Габриэльян Д.Д., Звездина М.Ю., Звездина Ю.А., Сильницкий С.А. Квазиоптимальная обработка сигналов в адаптивных антенных решетках радиосвязи // Электромагнитные волны и электронные системы. 2009. Т. 14. №5. С. 52-55], позволяющая повысить его устойчивость, состоящая в том, что при приеме сигналов и формировании корреляционной матрицы дополнительно формируют нуль диаграммы направленности в направлении на источник сигнала, чтобы исключить его вклад в корреляционную матрицу помех.

Однако такой способ требует очень больших временных и вычислительных затрат, поскольку для каждой гипотезы необходимо перезаписывать корреляционную матрицу и выполнять ее обращение.

Известен способ повышения разрешающей способности антенной решетки на основе синтезированной апертуры [5 - Патент на изобретение RU 2182714. Способ углового разрешения цели радиолокационной станцией при обзоре и радиолокационная станция бокового обзора / Цхе С.Я., Брамбург Б.В. Опубл. 20.05.2002. Бюл. №14. G01S 13/90], состоящий в том, что антенную решетку, расположенную на подвижном средстве, перемещают в пространстве, излучают последовательность зондирующих сигналов и принимают отраженные эхо-сигналы в новой позиции антенной решетки. Формируют пеленгационный рельеф по результатам обработки последовательности зондирующих импульсов и соответствующих им эхо-сигналов в раскрыве большой (синтезированной) апертуры антенной решетки с учетом движения подвижного средства.

Недостатком способа является то, что реальная система формирования радиолокационных изображений должна быть установлена на подвижном средстве, которое, как правило, должно двигаться прямолинейно с заданной скоростью.

Наиболее близким по технической сущности (прототипом) заявляемого способа является способ углового сверхразрешения в приемных цифровых антенных решетках [6 - Патент на изобретение RU 2713503. Способ углового сверхразрешения в приемных цифровых антенных решетках / Винник Л.В., Задорожный В.В., Литвинов А.В., Мищенко С.Е., Шацкий В.В. Опубл. 05.02.2020. Бюл. №4. H01Q 3/26, G01S 13/90], при котором принимают электромагнитные волны от источников радиоизлучения в заданном секторе углов вдоль одного координатного направления, формируют квадратурные цифровые сигналы на выходах каналов реальной апертуры, формируют сигналы на выходах каналов виртуальной апертуры из квадратурных цифровых сигналов каналов реальной апертуры, формируют диаграмму направленности путем весового суммирования сигналов с выходов каналов виртуальной апертуры.

Недостатком прототипа является ограничение по величине отношения сигнал-шум в каждом канале 5 дБ и более, при котором достигается различение угловых положений источников сигналов. В реальных условиях требуется обнаруживать сигналы, уровень которых соизмерим или ниже уровня шумов антенны.

Технической проблемой, на решение которой направлено предлагаемое изобретение, является снижение требований к отношению сигнал/шум в каждом канале приемной цифровой антенной решетки, при котором возможно построение пеленгационного рельефа при помощи способа виртуального раскрыва.

Для решения указанной технической проблемы предлагается способ углового сверхразрешения в приемной цифровой антенной решетке, при котором принимают электромагнитные волны от источников радиоизлучения в заданном секторе углов вдоль одного координатного направления, формируют квадратурные цифровые сигналы на выходах каналов реальной апертуры.

Согласно изобретению, цифровую антенную решетку разбивают на перекрывающиеся подрешетки таким образом, чтобы коэффициент усиления и ширина луча подрешеток в просматриваемом координатном направлении были постоянными, а шаг между фазовыми центрами подрешеток был меньше длины волны и удовлетворял условию электрического сканирования лучей в заданном секторе углов, формируют выходные сигналы подрешеток путем суммирования квадратурных цифровых сигналов каналов реальной апертуры с комплексными весовыми коэффициентами, определяющими направление фазирования каналов подрешеток, по выходным сигналам подрешеток формируют сигналы на выходах каналов виртуальной апертуры, формируют диаграмму направленности в угловой области приемных лучей подрешеток путем весового суммирования сигналов с выходов каналов виртуальной апертуры, формируют диаграммы направленности виртуальной апертуры в других угловых областях приемных лучей подрешеток путем изменения направления фазирования каналов подрешеток при формировании выходных сигналов подрешеток, объединяют диаграммы направленности виртуальной апертуры для различных угловых областей ориентации приемных лучей подрешеток.

Таким образом, предлагаемый способ имеет следующие отличительные признаки и последовательность его реализации от способа-прототипа, которые приведены в таблице 1.

Из представленной таблицы 1 сравнения последовательностей реализации способа-прототипа и предлагаемого способа видно, что в предлагаемом способе введены шесть операций:

- разбивают приемную цифровую антенную решетку на перекрывающиеся подрешетки таким образом, чтобы коэффициент усиления и ширина луча подрешеток в просматриваемом координатном направлении были постоянными, а шаг между фазовыми центрами подрешеток был меньше длины волны и удовлетворял условию электрического сканирования лучей в заданном секторе углов;

- формируют выходные сигналы подрешеток путем суммирования квадратурных цифровых сигналов каналов реальной апертуры с комплексными весовыми коэффициентами, определяющими направление фазирования каналов подрешеток;

- по выходным сигналам подрешеток формируют сигналы на выходах каналов виртуальной апертуры;

- формируют диаграмму направленности в угловой области приемных лучей подрешеток путем весового суммирования сигналов с выходов каналов виртуальной апертуры;

- формируют диаграммы направленности виртуальной апертуры в других угловых областях приемных лучей подрешеток путем изменения направления фазирования каналов подрешеток при формировании выходных сигналов подрешеток;

- объединяют диаграммы направленности виртуальной апертуры для различных угловых областей ориентации приемных лучей подрешеток.

Техническим результатом является повышение разрешающей способности антенны при уровне сигнала в каналах цифровой антенной решетки ниже уровня шумов.

Проведенный анализ технических решений позволил установить, что аналоги, характеризующиеся совокупностью признаков, тождественных всем признакам заявляемого технического решения, отсутствуют в известных источниках из уровня техники, что указывает на соответствие заявляемого способа условию патентоспособности "новизна".

Результаты поиска известных решений в данной и смежных областях техники с целью выявления признаков, совпадающих с отличительными от прототипа признаками, показали, что они не следуют явным образом из уровня техники. Из уровня техники также не выявлена известность влияния предусматриваемых существенными признаками преобразований на достижение указанного технического результата. Следовательно, заявляемое техническое решение соответствует условию патентоспособности "изобретательский уровень".

Сущность предлагаемого способа раскрывается фигурами 1-4.

На фиг. 1 приведена структурная схема устройства, реализующего предложенный способ для приемной цифровой антенной решетки.

На фиг. 2 показаны исходные распределения комплексных амплитуд сигналов в раскрыве приемной цифровой антенной решетки в режиме приема при отсутствии внутренних шумов и при их наличии.

На фиг. 3 изображено результирующее распределение комплексных амплитуд для линейки из подрешеток.

На фиг. 4 приведены диаграммы направленности приемной цифровой антенной решетки при фазировании лучей в направлениях 0 и минус 21° и соответствующие частные пеленгационные рельефы для двух рассматриваемых лучей.

При реализации предложенного способа углового сверхразрешения в приемной цифровой антенной решетке на каждом этапе измерений выполняется следующая последовательность действий:

- принимают электромагнитные волны от источников радиоизлучения в заданном секторе углов вдоль одного координатного направления - 1;

- формируют квадратурные цифровые сигналы на выходах каналов реальной апертуры - 2;

- разбивают приемную цифровую антенную решетку на перекрывающиеся подрешетки таким образом, чтобы коэффициент усиления и ширина луча подрешеток в просматриваемом координатном направлении были постоянными, а шаг между фазовыми центрами подрешеток был меньше длины волны и удовлетворял условию электрического сканирования лучей в заданном секторе углов - 3;

- формируют выходные сигналы подрешеток путем суммирования квадратурных цифровых сигналов каналов реальной апертуры с комплексными весовыми коэффициентами, определяющими направление фазирования каналов подрешеток - 4;

- по выходным сигналам подрешеток формируют сигналы на выходах каналов виртуальной апертуры - 5;

- формируют диаграмму направленности в угловой области приемных лучей подрешеток путем весового суммирования сигналов с выходов каналов виртуальной апертуры - 6;

- формируют диаграммы направленности виртуальной апертуры в других угловых областях приемных лучей подрешеток путем изменения направления фазирования каналов подрешеток при формировании выходных сигналов подрешеток - 7;

- объединяют диаграммы направленности виртуальной апертуры для различных угловых областей ориентации приемных лучей подрешеток - 8.

Предлагаемый способ предназначен для использования в приемной цифровой антенной решетке или активной фазированной антенной решетке с цифровым диаграммообразованием в приемном тракте.

Вариант приемной цифровой антенной решетки (ЦАР), реализующий предложенный способ, содержит (фиг. 1) реальную апертуру, содержащую Μ каналов 1, каждый из которых включает в себя последовательно соединенные антенный элемент (АЭ) 2, радиоприемник (РП) 3 и аналого-цифровой преобразователь (АЦП) 4. Вход дискретизации каждого АЦП 4 соединен с одним из выходов генератора сигнала дискретизации (Г) 5, а выход АЦП 4 (выход данных) соединен с одним из входов данных устройства цифровой обработки сигналов (УЦОС) 6. Выходы УЦОС 6 соединены со входами цифрового сумматора 7, выход которого является выходом приемной ЦАР.

Устройство (приемная ЦАР) работает следующим образом.

АЭ 2 каждого канала 1 преобразует энергию электромагнитного поля в энергию токов высокой частоты, поступающих на вход соответствующего РП 3, где осуществляется усиление принятого сигнала, и, при необходимости, преобразование частоты и демодуляция. Выходной сигнал РП 3 каждого канала ЦАР поступает на вход соответствующего АЦП 4, на выходе которого формируется последовательность дискретных отсчетов данных составляющих сигналов с шагом, задаваемым Г 5.

Полученные отсчеты поступают на вход УЦОС 6, в котором выполняют оценку комплексных амплитуд сигналов всех каналов ЦАР, формируют квадратурные цифровые сигналы на выходах каналов реальной апертуры ЦАР, после этого сигналы обрабатывают в ЭВМ, по подрешеткам, реализуя любой известный способ виртуального раскрыва, например [6].

На выходе цифрового сумматора 7 формируют частные пеленгационные рельефы для соответствующих направлений.

РП 3 для работы устройства в диапазоне метровых волн может быть выполнен в виде полосового фильтра и усилителя. При этом могут быть использованы узлы, например, из [7 - стр. 142-143. Mini-Circuits. RF & Microwave components guide. 2010].

Г 5 представляет синтезатор частоты, обеспечивающий формирование сигнала дискретизации Fд. При этом может быть использован, например, синтезатор из [7 - стр. 142-143]. Сигнал синтезатора разветвляется на Μ выходов с помощью делителей мощности [7 - стр. 136-140].

УЦОС 6 представляет собой ЭВМ, обеспечивающую обработку отсчетов сигнала по заданному алгоритму.

Цифровой сумматор 7 может быть выполнен на основе программируемой логической интегральной схемы.

Для теоретического обоснования способа углового сверхразрешения в приемной цифровой антенной решетке изложим следующее.

Способ виртуального раскрыва [6] состоит в том, что измеряют распределение комплексных амплитуд сигналов в каналах приемной ЦАР, решают задачу экстраполяции и получают комплексные амплитуды сигналов в виртуальных элементах. Полученное распределение комплексных амплитуд сигналов в приемной ЦАР и в виртуальном раскрыве используют для формирования их общей ДН. Поскольку виртуальный раскрыв и раскрыв приемной ЦАР вместе имеют раскрыв большего размера, чем раскрыв приемной ЦАР, то разрешающая способность улучшается тем больше, чем больше виртуальных элементов содержит виртуальный раскрыв.

Распределение поля вдоль раскрыва приемной ЦАР представляет собой сумму пространственных гармоник и описывается периодической функцией вида

где E(x) - комплексная амплитуда поля вдоль раскрыва приемной ЦАР;

A_n и Ψ_n - амплитуда и фаза η-го источника радиоизлучения (n=1, 2, …, Ν)

k=2π/λ - волновое число (λ - длина волны);

x - координата раскрыва;

u_n - направляющий косинус, определяющий координату n-го источника.

Пространственный период L_H0K комплексной функции Е(х) равен наименьшему общему кратному периодов всех пространственных гармоник, равных

Пространственная частота колебания, возбуждаемого источником, зависит от его углового положения относительно нормали к раскрыву приемной ЦАР (чем больше угловое расстояние, тем выше пространственная частота). В связи с этим по теореме Котельникова для однозначного восстановления периода пространственного колебания вдоль приемной ЦАР по результатам измерения функции (1) в дискретных точках, соответствующих каналам ЦАР, необходимо, чтобы каналы приемной ЦАР следовали с шагом а длина антенны L≥L_HOK.

На практике длина антенны L обычно меньше L_HOK. Решение задачи экстраполяции остается достаточно достоверным в ограниченных пределах. При этом длина виртуального раскрыва L_B, содержащего и раскрыв исходной антенны, обычно удовлетворяет соотношению L<L_B≤2…2,5L.

Увеличение размеров виртуальной антенны возможно, если увеличить точность измерения распределения поля в узловых точках.

При наличии внутренних шумов в измерительных каналах приемной ЦАР верхняя пространственная частота растет, что приводит к необходимости уменьшения шага между каналами ЦАР для определения узловых точек восстанавливаемой функции Е(х). Поскольку в антенне расстояние между каналами является заданным, то однозначное решение задачи экстраполяции становится невозможным.

В связи с этим работоспособность способа виртуального раскрыва значительно зависит от уровня сигнала в канале ЦАР. В известных работах [8 - Лаговский Б.А. Сверхразрешение на основе синтеза апертуры цифровыми антенными решетками // Антенны, 2013, №6 (193), с. 9-16] указано, что допустимое отношение сигнал/шум (ОСШ), при котором способ виртуального раскрыва остается работоспособным, составляет 7 дБ и больше, а в патенте [6] получена оценка 5 дБ.

Выполнение требований к ОСШ обычно достижимо за счет увеличения времени наблюдения объекта, однако в большинстве практических случаев это время является ограниченным и обнаружение сигналов следует вести по сигналам, уровень которых ниже уровня шумов.

Основная идея предлагаемого способа основана на том, что рост ОСШ достижим не только при использовании временного накопления сигналов, но и при использовании в составе антенны направленных антенных элементов. Увеличение направленности антенных элементов может достигаться различными способами.

В предлагаемом способе введена операция разбиения антенны на перекрывающиеся подрешетки, шаг между фазовыми центрами которых соответствует шагу между антенными элементами исходного раскрыва. На выходе каждой подрешетки формируется усиленный сигнал, амплитуда которого при когерентном суммировании сигналов отдельных каналов подрешетки пропорциональна числу элементов в подрешетке. При этом шумы каналов приемной ЦАР статистически независимы и при суммировании сигналов по подрешеткам дисперсия амплитуды шума остается неизменной. На выходе подрешетки ОСШ увеличивается, что позволяет получить в раскрыве антенны из подрешеток более гладкое распределение, для которого найти решение задачи экстраполяции значительно проще.

Использование сигналов подрешеток предпочтительно по сравнению с использованием обычных направленных антенных элементов потому, что лучи подрешеток можно дополнительно фазировать в требуемом направлении. При этом появляется возможность построить пеленгационный рельеф в более широкой области пространства, чем при использовании несканирующих направленных антенных элементов.

В качестве примера реализации предлагаемого способа рассмотрим линейную приемную ЦАР, содержащую 48 элементов с межэлементным расстоянием, равным d_x=0,52λ, комплексные амплитуды s_m (m=1, 2, …, 48) сигналов в которой определяются выражением вида (1).

Разобьем приемную ЦАР на 25 подрешеток по 24 элемента в каждой.

Внутренние шумы антенны моделировались при помощи датчика случайных чисел. Уровень шумов в каналах ЦАР достигал минус 13 дБ. В соответствии с известными работами, такой уровень шумов делает применение способов виртуального раскрыва невозможным. При синфазном суммировании сигналов в элементах ЦАР уровень шума остается неизменным в силу некоррелированности шумов каналов. А уровень сигнала увеличивается в число раз, соответствующее числу каналов подрешетки. В рассматриваемом случае ожидаемый рост отношения сигнал/шум составляет 20log₁₀ 24≈27,6 дБ. Это позволяет преодолеть ограничения способов виртуального раскрыва и решить задачу экстраполяции поля, используя выходные сигналы подрешеток.

Реализация исходных распределений комплексных амплитуд сигналов в раскрыве приемной ЦАР при отсутствии внутренних шумов и при их наличии приведена на фиг. 2 (кривые 8 и 9 - действительная и мнимая части при отсутствии шумов; кривые 10 и 11 - при наличии шумов). При моделировании эхо-сигналы с одинаковыми амплитудами и фазами были заданы в направлениях минус 20°, минус 2°, 1°, 7°.

Из исходного раскрыва ЦАР были сформированы 25 подрешеток по 24 элемента каждой. Подрешетки перекрывают друг друга и содержат общие антенные элементы. Результирующее распределение комплексных амплитуд для линейки из подрешеток приведено на фиг. 3: действительные и мнимые части полученных распределений, обозначенных кривыми 12, 13 и 14, 15, попарно соответствуют суммированию сигналов подрешеток, сфазированных в направлениях 0 и минус 21°.

На фиг. 4 приведены результаты применения способа виртуального раскрыва для формирования пеленгационного рельефа. Кривые 16 и 17 соответствуют ДН ЦАР при фазировании лучей в направлениях 0 и минус 21°. Кривые 18 и 19 соответствуют частным пеленгационным рельефам для двух рассматриваемых лучей. Поскольку направление 7° эхо-сигнала не попадает в рассматриваемые лучи ЦАР, то данный источник не обнаружен.

Из анализа пеленгационных рельефов на фиг. 4 следует, что амплитуда одного из эхо-сигналов, обнаруживаемых в приемном луче, ориентированном в направлении *θ, равном нулю, достаточно мала. В связи с этим положение данного источника наиболее точно можно определить другим приемным лучом в сетке лучей, шаг которой для рассматриваемого примера должен быть равен около 2,5°. Аналогично, может быть обнаружен источник сигнала, ориентированный в направлении 7°.

При построении пеленгационного рельефа на фиг. 4 размеры виртуального раскрыва были увеличены в 4,2 раза по сравнению с раскрывом реальной ЦАР при уровне сигнала в каналах ниже уровня шумов.

Проверка работоспособности предложенного способа выполнена путем математического моделирования.

Пример реализации способа подтверждает реализуемость предлагаемого способа углового сверхразрешения при уровне сигнала в каналах ЦАР ниже уровня шумов. Рост отношения сигнал/шум в подрешетке из 24-х элементов составляет 27,6 дБ, что является достаточным для решения большинства практических задач.

Таким образом, предложенный способ обеспечивает работу при отношении сигнал-шум, значительно более низком, чем в прототипе, для которого требуется отношение сигнал-шум в канале выше 5 дБ.

Приведенные выше материалы о возможной реализации способа на основе известных блоков и устройств подтверждают соответствие критерию "промышленная применимость" предложенного способа.

Таким образом, предлагаемый способ углового сверхразрешения в цифровой антенной решетке практически реализуем и обеспечивает объявленный технический результат, заключающийся в повышении разрешающей способности антенны при уровне сигнала в каналах цифровой антенной решетки ниже уровня шумов.

Способ углового сверхразрешения в приемной цифровой антенной решетке, при котором принимают электромагнитные волны от источников радиоизлучения в заданном секторе углов вдоль одного координатного направления, формируют квадратурные цифровые сигналы на выходах каналов реальной апертуры, отличающийся тем, что разбивают приемную цифровую антенную решетку на перекрывающиеся подрешетки таким образом, чтобы коэффициент усиления и ширина луча подрешеток в просматриваемом координатном направлении были постоянными, а шаг между фазовыми центрами подрешеток был меньше длины волны и удовлетворял условию электрического сканирования лучей в заданном секторе углов, формируют выходные сигналы подрешеток путем суммирования квадратурных цифровых сигналов каналов реальной апертуры с комплексными весовыми коэффициентами, определяющими направление фазирования каналов подрешеток, по выходным сигналам подрешеток формируют сигналы на выходах каналов виртуальной апертуры, формируют диаграмму направленности в угловой области приемных лучей подрешеток путем весового суммирования сигналов с выходов каналов виртуальной апертуры, формируют диаграммы направленности виртуальной апертуры в других угловых областях приемных лучей подрешеток путем изменения направления фазирования каналов подрешеток при формировании выходных сигналов подрешеток, объединяют диаграммы направленности виртуальной апертуры для различных угловых областей ориентации приемных лучей подрешеток.